JP4046515B2 - Ofdmシステムのための反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出システム及び方法 - Google Patents
Ofdmシステムのための反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出システム及び方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4046515B2 JP4046515B2 JP2002049764A JP2002049764A JP4046515B2 JP 4046515 B2 JP4046515 B2 JP 4046515B2 JP 2002049764 A JP2002049764 A JP 2002049764A JP 2002049764 A JP2002049764 A JP 2002049764A JP 4046515 B2 JP4046515 B2 JP 4046515B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- channel
- estimated
- signal
- fourier transform
- estimating
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 37
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 title claims description 31
- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims description 26
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 68
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 41
- 238000005562 fading Methods 0.000 claims description 40
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 15
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 7
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 claims description 5
- 239000000654 additive Substances 0.000 claims description 3
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 5
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 3
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 2
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 2
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 2
- OVSKIKFHRZPJSS-UHFFFAOYSA-N 2,4-D Chemical compound OC(=O)COC1=CC=C(Cl)C=C1Cl OVSKIKFHRZPJSS-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000003775 Density Functional Theory Methods 0.000 description 1
- PEDCQBHIVMGVHV-UHFFFAOYSA-N Glycerine Chemical compound OCC(O)CO PEDCQBHIVMGVHV-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 238000005314 correlation function Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 238000009827 uniform distribution Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
- H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
- H04L25/0236—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols using estimation of the other symbols
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般に、無線通信における直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing、以下、単にOFDMとも略称する)システムのための反復的最大尤度チャンネル推定及び信号検出システム及び方法に係わり、特にOFDMシステムにおいてチャンネルのパルス応答を推定すること並びに推定されたチャンネルにおいて信号を検出することに関する。
【0002】
【従来の技術】
無線通信システムにおいて、無線信号は、周波数及び時間に依存し選別的なフェージングを受ける。この問題は、無線チャンネルにおける多重パス(通路)伝搬及びドップラー遷移により惹起されるものである。直交周波数分割多重化もしくはOFDMは、上記のような問題を最小限度に抑制しつつ高いビットレートで信号(シンボルとも称する)を伝送するための技術のひとつである。例えば、シミニ(Cimini)の "Analysis and simulation of a digital mobile channel using orthogonal frequency division multiplexing" IEEE Trans. on Comm., COM-33, pp.665-675, (July 1985)を参照されたい。
【0003】
直交周波数分割多重化(OFDM)システムでは、直交性を達成するために最小周波数間隔で周波数多重化を用いて、並列の低ビットレートのサブチャンネルに亘りシンボルを分割する。直交周波数分割多重化(OFDM)は、本来的に、周波数に依存する選別的フェージングに対して堅牢である。その理由は、各狭帯域のサブチャンネルが、実用上、サブチャンネルの周波数応答が局所的に平坦である全スペクトルの極く小さな部分しか占めないからである。
【0004】
また、多重パス(通路)干渉に対する堅牢性は、隣接するOFDMシンボルを分離するガード期間の存在にも依拠している。チャンネル遅延のひろがりがガード期間よりも小さい場合には、シンボル間干渉(ISI:intersymbol interference:符号間干渉とも称する)が、実際のOFDMシンボルに影響を与えることはない。受信装置において該ガード期間は除去もしくは廃棄することができる。
【0005】
チャンネル推定は、システムの綜合的な性能に対し相当な影響を有する。チャンネル情報が存在しない場合には、コヒーレント検波と比較して信号対雑音比(SNR:signal to noise ratio)に3乃至4dBの損失を伴う微分検波が通常用いられている。例えば、リー(Li)外の "Robust channel estimation for OFDM systems with rapid dispersive fading channels" IEEE Trans. on Comm., Vol. 46, pp. 902-915, (July 1998) を参照されたい。
【0006】
コヒーレントな検波を可能にするためには、効率的なチャンネル推定プロセスが必要である。OFDMシステムにおいてパイロット信号を挿入することにより、信頼性の高いチャンネル推定のための基礎が与えられる。或るクラスのパイロット補助推定プロセスにおいては、固定パラメータ線形補間が用いられる。これについては、セイド(Said)外の "Linear two dimensional pilot assisted channel estimation for OFDM systems" 6th IEE Conf. on Telecommunications, pp. 32-36,(1998)及びムーン(Moon)外の "Performance of channel estimation methods for OFDM systems in a multipath fading channels" IEEE Trans. on Consumer Electronics, Vol. 46, No. 1, pp. 161-170,(Feb. 2000)を参照されたい。これらの方法は、実現が非常に単純であるが、不整合が生じた場合に大きな推定誤差が避けられない。
【0007】
最小平均自乗誤差(MMSE:minimum mean-squared error)という点で最適及び準最適な線形一次元(1-D)、二重1-D及び二次元(2-D)推定装置が、地上オーディオ/テレビジョン放送並びに固定及び移動無線通信におけるパイロット補助チャンネル推定と関連して提案されている。例えば、エドフォーズ(Edfors)外の "OFDM channel estimation by singular value decomposition" IEEE Trans. on Comm. vol. 46, pp. 931-939,(July 1998)及びホーハー(Hoeher)外の "Two-dimensional pilot-symbol-aided channel estimation by Wiener filtering" Proc. of IEEE Int. Conf. on Acoustics, Speech, and Signal Processing, ICASSP-97, vol. 3, pp.1845-1848, (1997) を参照されたい。
【0008】
しかしながら、回線のフィルタリングもしくは濾過には、無線システムにおいては通常既知ではないチャンネルパルス応答の相関関数のようなチャンネルについての知識が要求される。チャンネル統計量が特定の事例に対し整合している堅牢なパイロット補助推定スキームが、エドフォーズ(Edfors)外の "OFDM Channel Estimation by Singular Value Decomposition" IEEE Trans. on Comm., vol.46, pp. 931-939, (July 1998)及びリー(Li)外の "Pilot-symbol-aided channel estimation for OFDM in wireless systems" IEEE TRans. on Veh. Technol., vol. 49, No. 4, pp. 1207-1215, (July 2000) に記述されている。しかしながら、この場合、堅牢性には性能、即ちパフォーマンス上の損失が伴う。
【0009】
エイチ.ミニ(H'mimy)の米国特許第5,912,876号(発明の名称: Method and apparatus for channel estimation)には高速フェージングチャンネルに関しチャンネル応答を推定する方法が記述されている。主信号部分及びパイロット信号部分を含む符号化された直交周波数分割変調(OFDM:Orthogonal Frequency Division Modulated)信号が発生される。この符号化された信号は、フェージングするチャンネルを介して受信ユニットに送信され、該受信ユニットにおいて上記主信号が検出されて、該フェージングチャンネルの周波数応答推定が符号化されたパイロット信号を用いて行われる。検出された主信号及び推定されたチャンネル周波数応答を用いて当該主信号を推定する。この推定は、周波数応答のチャンネル反転或いは最大尤度サブシーケンス推定と組み合わせた新規なチャンネル推定に基づいて行うことができる。上記米国特許明細書に記述されている最大尤度サブシーケンス推定は、最大の尤度で伝送されるデータのシーケンスを選出するのに用いられる。
【0010】
上記米国特許に記述されている方法によれば、送信器は、データ並びにパイロット信号双方を符号化することが要求される。また、この明細書に開示されている方法においては、パイロット信号が全て「1」であることが要求される。推定は、パイロット信号のみを用い、チャンネルの周波数応答に基づいて行われる。
【0011】
従って、特に符号化されたパイロット信号に必ずしも依存する必要のないOFDMシステムに対しチャンネル推定及び信号検出を行うための改良された方法及びシステムに対する必要性もしくは需要が存在する。
【0012】
【発明の概要】
本発明は、直交周波数分割多重化(OFDM)システムにおいて伝送される信号を検出し且つ多重パスフェージングチャンネルのパルス応答を推定するための反復的最大尤度(ML:maximum likelihood)推定方法及びシステムを提供することにある。本発明においては、チャンネルに関し予め知識を持つことは要求されない。また、本発明では、パイロット信号に対し特定の符号化は要求されない。更に、反復的推定手法では、性能、即ちパフォーマンスを改善する目的で、チャンネル推定中、パイロット信号及び主信号が共に用いられる。
【0013】
本発明による方法のパフォーマンスは、真のチャンネルパラメータでのパフォーマンスに近似する。2つのパス或いは3つのパスの低速フェージングチャンネルの場合には、僅か1回の反復後に、本発明による方法のパフォーマンスは、10-1乃至10-2の範囲囲内の原ビットエラーレートを達成するのに要求される信号対雑音比(SNR)に換算して既知のチャンネル例の0.3dB内になる。
【0014】
より詳細に述べると、本発明は、正しい主信号を推定する尤度を最大化するために結合チャンネルパルス応答及び伝送信号を反復的に見つけるシステム及び方法を提供するものである。 推定手順もしくは手法はパイロット信号を伴うOFDMシンボルで開始することができる。この場合、チャンネルのパルス応答の初期最大尤度推定量をパイロット信号から得る。このパルス応答の初期推定量に基づいて、主信号の初回の推定が行われる。この初期推定後にパイロット信号及び推定された主信号をチャンネル推定ステップにフィードバックしてチャンネルパルス応答の推定改善量を得る。次いで、再推定されたチャンネルのパルス応答を用いて、主信号の推定の更新を行う。この反復手法は、チャンネル推定量に関する改善が予め定められた閾値を下回った時に中止する。
【0015】
パイロット信号を含んでいないOFDMシンボルの場合には、当該チャンネルのパルス応答の初期推定量を先行のOFDMシンボルの最終推定量に割り当てることによって反復を開始する。他の反復手順は先のパラグラフに述べたステップに従う。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下の記述においては、先ず、本発明による直交周波数分割多重化(OFDM)システムについて概略的に説明し、次いで、本発明による方法及びシステムに関し詳細に説明する。
【0017】
直交周波数分割多重化( OFDM )システム
図1は、本発明による直交周波数分割多重化(OFDM)システム100のベースバンドに等価なダイヤグラムである。このシステムは、無線多重パスフェージングチャンネル103のより受信器102に結合された送信器101を備えている。以下の説明においては、下に説明する理由から一度に1つのOFDMシンボルについて考察する。
【0018】
入力データ111の各直列入力データシンボルは、M個の並列なデータストリーム112に変換される(110)。ここでMはOFDMシンボルの大きさもしくはサイズを表す。各データストリームは、QPSK(四相位相シフトキーイング)、16 QAM(直交振幅変調)或いは64QAMのような位相及び振幅変調スキームに従って変調される(120)。変調された複素数データシンボルX(0), ..., X(M-1)121は、高速逆フーリエ変換(IFFT:inverse fast Fourier transforms)によって変換され(130)、その並列出力x(0), ..., x(M-1)131は伝送のために直列データ(シンボル)141に変換し戻される(140)。シンボル間にはガード期間が挿入される(150)。このガード期間は、周期的な前置パイロット信号を含むことができる。
【0019】
OFDMシンボルは、多重パスフェージングチャンネル103を介して受信器102に転送される。多重パスフェージングチャンネルの周波数応答(H)は、周波数領域もしくはドメインにおけるチャンネル特性を表し、他方、パルス応答(h)は、時間領域もしくはドメインにおけるチャンネル特性を表す。このチャンネルは、加算的白色ガウス型分布雑音(AWGN)155を受ける。
【0020】
受信器102においては、ガード期間が取り外される(160)。この期間が、チャンネル遅延のひろがりよりも長い場合には、ガード期間の除去により、OFDMシンボル間のシンボル間干渉(ISI:intersymbol interference)が除去される。従って、本発明のシステムは、1個のOFDMシンボルだけに基づいて分析することができる。直列データ171をM個の並列データに変換(170)した後に、受信シンボルy(0), ..., y(M-1) 172のスペクトル分解を高速フーリエ変換(FFT)180によって求め、復旧した複素数データシンボルY(0), ..., Y(M-1)181を復調し(190)且つ直列順序に復帰し(195)、斯くしてデータシンボル199が出力される。
【0021】
チャンネルモデル
多重パスフェージングチャンネル103の出力、即ち、受信信号は次のように表すことができる。
【数4】
【0022】
上式中、Lはチャンネルメモリの長さ(チャンネル記憶容量)を表し、k-1は、シンボル時点k1に印加されるパルスに由るシンボル時点k におけるチャンネル応答を表し、そしてn(k) は加算的白色ガウス型分布雑音(AWGN)155を表す。
【0023】
ここで、チャンネル103におけるフェージングは低速であると仮定する。即ち、チャンネルは1つのOFDMシンボル時間中実質的に一定であると仮定する。この仮定は、条件fd T≦0.01が満足される限りにおいて有効である。ここでfd は最大ドップラ周波数を表し、TはOFDMシンボル期間の長さを表す。
【0024】
入力データレートがRビット/秒であり且つサブチャンネル数がMであるとすると、QPSK(四相位相シフトキーイング)変調で、T=2M/Rとなる。速度Vで移動している送信器或いは受信器に対して最大ドップラ周波数はfd = fc v/cであり、ここでfc は搬送周波数を表し、cは光速を表す。このような前提を基に、低速のフェージングという前提を満たすのに必要な関係は次式のように表わされる。
【数5】
【0025】
例えば、データレートRが2Mbpsであり、送信器が受信器に対して66mphで移動しおり、そして搬送周波数が1GHzであるとすると、サブチャンネルの数を100よりも小さく選ぶ限りにおいて、1つのOFDMシンボル時間中チャンネルは一定であると言うことができる。この前提の基に、本発明によるチャンネルモデルは下記のように表すことができる。
【数6】
【0026】
最大尤度チャンネル推定
多重パスチャンネルにおいて搬送波間干渉を回避するために、ガード期間に対して周期的な前置パイロット信号を使用することができる。長さNの周期的前置パイロット信号を有するOFDMシンボルは、下記のように表すことができる。
【数7】
但し、
【数8】
ここで、0≦k≦M−1,0≦1≦L−1およびL−1≦Nに対し次式、即ち
【数9】
が成り立つので、
【数10】
となる。
【0027】
式3及び4を
【数11】
に代入すると、下式が得られる。
【数12】
【0028】
上式中、N(0),..., N(M-1) は、それぞれ独立しておって、無相関的に均質分布された(i.i.d:independent and identically distributed)ガウス型ランダム変数(無相関均質分布(i.i.d.)ガウス型ランダンム変数)であるn(0),..., n(M-1) のフーリエ変換を表す。
【0029】
式(7)はまた、チャンネルのパルス応答に関して次のように表すことができる。
【数13】
【0030】
ここで、式(4)は、周期的前置パイロット信号をガード期間で使用しない場合には成り立たない点に留意されたい。即ち、式(7)におけるY(m) はX(m) 及び他のX(i) に依存する。尚、(i≠m) である。
【0031】
本発明の目的は、チャンネル103のパルス応答を推定することにある。チャンネル周波数パラメータH(0),..., H(M-1) は相関している。しかしながら、パルス応答パラメータh0 , ..., hL-1 は独立しており、時間ドメインにおけるパラメータの数は周波数ドメインにおけるパラメータの数よりも小さい。従って、時間ドメインにおいて、式(7)に最大尤度(ML)近似を適用する、即ちチャンネルのパルス応答のML推定量を求めるのが適切である。
【0032】
本発明では、チャンネルパルス応答と推定伝送信号の結合最大尤度推定量を用いる。表記法を簡略化するために、推定伝送信号、チャンネルのパルス応答及び受信信号を表すのにそれぞれX、h及びYを用いることにする。X及びhが与えられれば、受信信号Yの結合尤度関数は下式で表される。
【数14】
【0033】
上式中、σ2、はノイズ分散を表す。結合もしくは連携してf(Y│X,h)を最大にするh及びXを求める必要がある。即ち等価的に、下式で表される距離費用関数を最小化する必要がある。
【数15】
【0034】
チャンネル推定
次に、図2を参照し、本発明による最大尤度(ML)チャンネル推定手順200について説明する。手順200によれば、検出信号X201及び受信信号Y202の組み合わせ215の対応の相関に対してサイズMの2回の高速逆フーリエ変換(IFFT)210−211が行われる。言い換えるならば、検出信号は、それ自身並びに受信信号と相関される。サイズLの2回の離散型フーリエ変換(DFT)220−221を高速逆フーリエ変換(IFFT)210−221の出力に対して行い、逆DFT(離散型逆フーリエ変換)230で、DFT220−221の商からチャンネル推定量h209を生成する。
【0035】
チャンネルノイズ155の効果は、最大チャンネル長或いはOFDMシンボルに隣接するガード期間の長さよりも大きい指数でIFFT214、216の出力を落とすことにより低減される。ここで、線路214及び216に示す210及び211の最初のL個の出力だけがDFT220及び221に接続されている点に留意されたい。従って、DFT(離散型フーリエ変換)は、IFFT(高速逆フーリエ変換)210−211の残りの出力だけに対して行われることになる。
【0036】
破線ブロック240に示したステップは、定モジュラス信号に対し定数Cの除算で置き換えることができる。
【0037】
0≦l≦L-1に対しhl = al + jbl とする。伝送信号X201が既知となれば、h1に対する解を次式で求めることができる。
【数16】
上式から容易に下式が導き出される。
【数17】
及び
【数18】
或いは等価的に
【数19】
【0038】
上式中、z(k)214及びs(k)216は、それぞれ下式、
【数20】
の逆フーリエ変換210−211として定義される。
【0039】
ここで、記号 * は複素共役を表す。式(15)の両辺においてサイズLの離散型フーリエ変換(DFT)220−221をとると、
【数21】
【0040】
が得られる。上式中、上付き文字(L)は、全て同じサイズMである既述のFFT(高速フーリエ変換)及びIFFT(高速逆フーリエ変換)と区別するためにDFT(離散型フーリエ変換)のサイズを表す。従って、
【数22】
は0≦l≦L-1に対するZ(L)(l)/S(L)(l) のサイズLの離散型逆フーリエ変換(IDFT)230として得ることができる。即ち、
【数23】
【0041】
定モジュラス信号に対しては、全てのmに対し、│X(m)│2 = Cであり、Cは定数である。
従って、
【数24】
【0042】
この場合、式(15)から直接下式を得ることができる。
【数25】
【0043】
故に、所与のXに対し、チャンネル
【数26】
のML推定量209は、式(19)または(21)により与えられる解である。
【0044】
1つの問題点は、チャンネルメモリ長Lが未知であることである。しかしながら、システム要件からしてチャンネルメモリはガード期間の長さよりも短くなければならないので、長さLを1ガード期間の長さにとすることができる。即ち、L=Nとすることができる。
【0045】
信号検出
図3を参照して、本発明による信号検出手法300について説明する。高速フーリエ変換310から得られる所与のチャンネルパルス応答h301または周波数応答H302に対して、伝送信号のML推定量は、下式によって解くことができる。
【数27】
【0046】
次いで、信号
【数28】
をハード判定ブロック320に通す。その結果推定信号
【数29】
が生成される。
【0047】
システム全体の説明
図4に示すように、先に述べたチャンネル推定手法200及び信号検出手法300を反復的に用いて連携もしくは結合チャンネル推定/信号検出システム400を形成することができる。図4に示してあるチャンネル推定ブロック及び信号検出ブロックは、それぞれ、図2及び図3に示したシステムを表す。
【0048】
A. パイロット信号付きのシンボルのための初期推定
パイロット信号を用いて、距離費用関数(距離コスト関数とも称する)
【数30】
を最小にする多重パスフェージングチャンネルのパルス応答の初期推定量
【数31】
を得ることができる。即ち、
【数32】
上式中、距離費用関数
【数33】
は次式で定義される。
【数34】
【0049】
この段階において、チャンネル推定部200に対する入力信号は、受信信号、即ちY(0), Y(4), ..., Y(M-4)、並びにパイロット信号、即ち、
【数35】
の一部分であり、そしてIFFT210−211はM/4のサイズである。
【0050】
図5は、パイロット信号付きのOFDM信号を示す。図5における各コラムは、OFDM信号を表し、ここで、“×”501はパイロット信号を、そして、“○”502はデータ信号を表す。
【0051】
B. パイロット信号を伴わないシンボルに対する初期推定
【数36】
を、先行のOFDMシンボルから得られるチャンネルのパルス応答の最終推定量に設定する。
【0052】
更新ステップ
i≧1 の場合について行う。
【0053】
C. 信号検出
初期チャンネル推定量
【数37】
が与えられたならば、費用関数
【数38】
を最小にする伝送信号
【数39】
を推定する。即ち、
【数40】
ハード判定結果
【数41】
を出力する。
【0054】
D. チャンネル再推定
検出信号
【数42】
の推定量が与えられたならば、パイロット信号に対応する部分について更新を行い、費用関数
【数43】
を最小にするチャンネルのパルス応答
【数44】
を再推定する。
【数45】
【0055】
E. 計測、反復及び終了
2つの相続く推定量もしくは推定値間の差
【数46】
を測定する。この差が予め定められた閾値より小さい場合には終了となり、最終判定量として推定された伝送シンボル
【数47】
を出力し、そうでない場合には、iを増分してステップC乃至Eを繰り返す。
【0056】
結果
本発明のシステムのパフォーマンスをシミュレーションにより求めた。このシミュレーションにおいて、各サブチャンネル毎にQPSK変調で64個のサブチャンネルを用いた。図6の(a)及び(b)にはそれぞれ、2つのパスの低速レイリーフェージングチャンネル及び3つのパスの低速レイリーフェージングチャンネル下でのビット誤り率(BER:bit error rate)が示してあり、上記2パスチャンネル及び3パスチャンネルはそれぞれ下式で与えられる。
【数48】
【0057】
上式中、値α0、α1及びα2はレイリー分布を有する無相関均質分布ランダム変数、即ちi.i.d. ランダム変数であり、θ0、θ1及びθ2、は、均一分布のi.i.d.ランダム変数である。ビット誤り率(BER)についてのパフォーマンスを理想のものと比較した。後者においては、受信部でチャンネルパラメータは正確に知られていた。図6の(a)及び(b)は、最初の反復後、本方法によるBERパフォーマンスは、実際のチャンネルパラメータが既知である理想の事例のBERパフォーマンスの0.3dB内にあることを示している。
【0058】
別の実施の形態
本発明による上述の方法及びシステムは、反復手法を開始するのにパイロット信号を使用することができるが、パイロット信号の精度に完全に依存する必要はない。従来技術においては、不正確なパイロット信号が大きなエラーやより多くの反復を引き起こし得る。本発明によるチャンネル推定及び信号検出方法の最終結果は主に、繰り返しにおける先行の反復の検出信号に依存する。
【0059】
パイロット信号の数が多ければ多いほどより正確な初期チャンネル推定を行える。しかしながら、パイロット信号の数に関する要件を緩和することも可能である。その場合には、より多くの伝送データ信号、従って改良されたスペクトル効率と引き替えに、ML技術を適用することができる。
【0060】
本発明は、図7に示すように、チャンネル誤り補正コード(符号)と組み合わせることができる。信号検出ブロック300の出力309は、誤り補正コードの復号ブロック710に対する入力として用いられ、復号出力711は、チャンネル推定量200を更新するための入力信号として用いられる。誤り補正コードを利用するシステムに対しては、本発明によるシステムのパフォーマンスは、誤り補正コードを用いない事例よりも良好になる。その理由は、各反復もしくは繰り返し毎に、チャンネル推定を更新するのにより良好な基準信号が利用可能となるからである。
【0061】
以上、本発明を特定の用語を用い且つ幾つかの例と関連して説明した。しかしながら、本発明の精神及び範囲内で種々な他の適応化及び変更が可能であることは容易に理解されるであろう。従って、請求の範囲内で、種々な変形及び変更が可能であることを付記する。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明を適用することができるOFDMシステムのブロックダイヤグラムである。
【図2】 本発明によるチャンネル推定手法を図解するブロックダイヤグラムである。
【図3】 本発明による信号検出手法を図解するブロックダイヤグラムである。
【図4】 本発明による反復チャンネル推定及び信号検出手法を図解するブロックダイヤグラムである。
【図5】 伝送OFDMシンボルの例を示す表である。
【図6】 (a)および(b)は本発明のパフォーマンスを図解するグラフである。
【図7】 本発明による誤り補正コードを用いた反復チャンネル推定および信号検出手法を説明するためのブロックダイヤグラムである。
Claims (16)
- OFDM(直交周波数分割多重化)システムのための、多重パスフェージングチャンネル及び伝送信号を連携的に推定する反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出方法において、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を推定するステップと、
前記推定されたパルス応答を用いて伝送信号の推定量を算定するステップと、
前記推定された伝送信号を用いてパルス応答を再推定するステップと、
2つの相続いて推定されたチャンネルパルス応答間の差を測定するステップと、
前記差が予め定められた閾値より小さくなるまで前記算定、再推定及び測定ステップを繰り返し、前記差が前記予め定められた閾値よりも小さくなった時点で最終的に推定された伝送シンボルを出力するステップとを含み、
前記推定された伝送信号の検出を行うステップが、更に、
推定されたパルス応答に対しサイズ L の高速フーリエ変換を行うサブステップと、
該高速フーリエ変換の出力を、受信信号及び推定チャンネル周波数応答で除算するサブステップと、
前記除算ステップで得られる商にハード判定を行って推定伝送信号を求めるステップとを含むことを特徴とする方法。 - 多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を、伝送されるシンボルに前置されたパイロット信号から推定することを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を先に推定したOFDMシンボルから推定することを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 伝送信号の推定値を復号し、
伝送信号の復号された推定値で推定パルス応答を更新するステップを更に含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 多重パスフェージングチャンネルの特性が未知であることを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 全ての伝送されるシンボルではなく幾つかの伝送シンボルに隣接してパイロット信号を挿入することを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 前記推定ステップが更に、
伝送信号をそれ自身及び対応の受信信号と相関するサブステップと、
前記相関された信号に対し伝送シンボルのサイズの高速逆フーリエ変換を行うサブステップとを含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。 - OFDM(直交周波数分割多重化)システムのための、多重パスフェージングチャンネル及び伝送信号を連携的に推定する反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出方法において、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を推定するステップと、
前記推定されたパルス応答を用いて伝送信号の推定量を算定するステップと、
前記推定された伝送信号を用いてパルス応答を再推定するステップと、
2つの相続いて推定されたチャンネルパルス応答間の差を測定するステップと、
前記差が予め定められた閾値より小さくなるまで前記算定、再推定及び測定ステップを繰り返し、前記差が前記予め定められた閾値よりも小さくなった時点で最終的に推定された伝送シンボルを出力するステップとを含み、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を、伝送されるシンボルに前置されたパイロット信号から推定し、
更に、各パイロット信号をそれ自身及び対応の受信信号と相関するステップと、
前記相関された信号に前記パイロット信号のサイズの高速逆フーリエ変換を行うステップと、
最大チャンネル長よりも大きい指数を用いて前記高速逆フーリエ変換の出力を落として前記多重パスフェージングチャンネルにおけるノイズの作用を低減するステップと、
前記高速逆フーリエ変換の残余の出力に対し離散型フーリエ変換を行うステップと、
前記離散型フーリエ変換の出力の商を処理して前記多重パスフェージングチャンネルの推定パルス応答を得るステップとを更に含むことを特徴とする方法。 - 前記指数が、伝送される信号に隣接するガード期間よりも大きいことを特徴とする請求項8に記載の方法。
- OFDM(直交周波数分割多重化)システムのための、多重パスフェージングチャンネル及び伝送信号を連携的に推定する反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出方法において、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を推定するステップと、
前記推定されたパルス応答を用いて伝送信号の推定量を算定するステップと、
前記推定された伝送信号を用いてパルス応答を再推定するステップと、
2つの相続いて推定されたチャンネルパルス応答間の差を測定するステップと、
前記差が予め定められた閾値より小さくなるまで前記算定、再推定及び測定ステップを繰り返し、前記差が前記予め定められた閾値よりも小さくなった時点で最終的に推定された伝送シンボルを出力するステップと、
前記パルス応答及び前記推定伝送信号の結合最大尤度関数を最大化するステップとを含み、
前記結合最大尤度関数を最大化するステップが更に、
前記伝送信号及び受信信号の検出された推定量の対応の組み合わせにサイズ M の高速逆フーリエ変換を行うサブステップと、
前記高速逆フーリエ変換の出力にサイズ L の離散型フーリエ変換を行うサブステップと、
前記離散型フーリエ変換の出力にサイズ L の離散型逆フーリエ変換を行ってチャンネルのパルス応答の推定量を生成するサブステップとを含むことを特徴とする方法。 - Lが相続く伝送シンボル間の1つのガード期間の長さであることを特徴とする請求項10に記載の方法。
- 前記伝送信号が一定のモジュラスの場合に、前記離散型フーリエ変換及び前記離散型逆フーリエ変換の代わりに定数による除算を用いることを特徴とする請求項10に記載の方法。
- OFDM(直交周波数分割多重化)システムのための、多重パスフェージングチャンネル及び伝送信号を連携的に推定する反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出方法において、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を推定するステップと、
前記推定されたパルス応答を用いて伝送信号の推定量を算定するステップと、
前記推定された伝送信号を用いてパルス応答を再推定するステップと、
2つの相続いて推定されたチャンネルパルス応答間の差を測定するステップと、
前記差が予め定められた閾値より小さくなるまで前記算定、再推定及び測定ステップを繰り返し、前記差が前記予め定められた閾値よりも小さくなった時点で最終的に推定された伝送シンボルを出力するステップと、
前記パルス応答及び前記推定伝送信号の結合最大尤度関数を最大化するステップとを含み、
前記結合最大尤度関数が下式で表され、
前記結合最大尤度関数は、下式で表される距離費用関数を最小化することにより求められ、
- OFDM(直交周波数分割多重化)システムのための、多重パスフェージングチャンネル及び伝送信号を連携的に推定する反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出方法において、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を推定するステップと、
前記推定されたパルス応答を用いて伝送信号の推定量を算定するステップと、
前記推定された伝送信号を用いてパルス応答を再推定するステップと、
2つの相続いて推定されたチャンネルパルス応答間の差を測定するステップと、
前記差が予め定められた閾値より小さくなるまで前記算定、再推定及び測定ステップを繰り返し、前記差が前記予め定められた閾値よりも小さくなった時点で最終的に推定された伝送シンボルを出力するステップと、
前記パルス応答及び前記推定伝送信号の結合最大尤度関数を最大化するステップとを含み、
前記結合最大尤度関数が下式で表され、
前記受信信号が下式で表され、
y(k) =Σ (l=0 〜 L-1){h l,k x(k-l) + n(k)}
上式中、 L はチャンネルメモリの長さであり、 k-l はシンボル時点 k l に印加されるパルスに起因するシンボル時点 k でのチャンネル応答であり、 n(k) は加算的白色ガウス型ノイズであることを特徴とする方法。 - OFDM(直交周波数分割多重化)システムのための多重パスフェージングチャンネル及び伝送信号を連携的に推定する反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出システムにおいて、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を推定する手段と、
前記推定されたパルス応答を用いて伝送信号の推定量を算定する手段と、
前記推定された伝送信号を用いてパルス応答を再推定する手段と、
2つの相続いて推定されたチャンネルパルス応答間の差を測定する手段と、
前記差が予め定められた閾値より小さくなるまで前記算定、再推定及び測定を繰り返し、前記差が前記予め定められた閾値よりも小さくなった時点で最終的に推定された伝送シンボルを出力する手段とを含み、
前記推定手段が、
前記伝送信号及び受信信号の検出推定量の対応の組み合わせに結合されたサイズ M の高速逆フーリエ変換と、
前記高速逆フーリエ変換の出力に結合されたサイズ L の離散型フーリエ変換と、
前記離散型フーリエ変換の出力に結合されて前記チャンネルのパルス応答の推定量を発生するサイズ L の離散型逆フーリエ変換とを含むことを特徴とするシステム。 - 前記伝送信号が一定のモジュラスの場合に、前記離散型フーリエ変換及び前記離散型逆フーリエ変換の代わりに定数による除算器を用いることを特徴とする請求項15に記載のシステム。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/796,124 US7027519B2 (en) | 2001-02-28 | 2001-02-28 | Iterative maximum likelihood channel estimation and signal detection for OFDM systems |
US09/796124 | 2001-02-28 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002330113A JP2002330113A (ja) | 2002-11-15 |
JP4046515B2 true JP4046515B2 (ja) | 2008-02-13 |
Family
ID=25167361
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002049764A Expired - Fee Related JP4046515B2 (ja) | 2001-02-28 | 2002-02-26 | Ofdmシステムのための反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出システム及び方法 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7027519B2 (ja) |
JP (1) | JP4046515B2 (ja) |
Families Citing this family (31)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6940914B1 (en) | 2001-06-11 | 2005-09-06 | Cingular Wireless Ii, Llc | Turbo channel estimation for OFDM systems |
US7092436B2 (en) * | 2002-01-25 | 2006-08-15 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | Expectation-maximization-based channel estimation and signal detection for wireless communications systems |
JP4298320B2 (ja) * | 2002-11-08 | 2009-07-15 | 富士通株式会社 | Ofdm伝送方式における受信装置 |
US7336750B1 (en) * | 2002-11-22 | 2008-02-26 | Marvell International Ltd. | Optimal one-shot phase and frequency estimation for timing acquisition |
CN1224280C (zh) * | 2002-12-27 | 2005-10-19 | 大唐移动通信设备有限公司 | 用于分时隙移动通信系统的时变信道校准方法 |
EP1603259B1 (en) * | 2003-03-05 | 2012-03-28 | Fujitsu Limited | Method for receiving multicarrier signal and multicarrier receiver comprising it |
US7145862B2 (en) * | 2003-04-08 | 2006-12-05 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for transmission and reception of data |
KR100594084B1 (ko) * | 2004-04-30 | 2006-06-30 | 삼성전자주식회사 | 직교 주파수 분할 다중 수신기의 채널 추정 방법 및 채널추정기 |
CN1998206A (zh) * | 2004-05-28 | 2007-07-11 | 皇家飞利浦电子股份有限公司 | 在具有高多普勒频移的ofdm系统中的信道估算 |
EP1757052A1 (en) * | 2004-05-28 | 2007-02-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | A method for signal processing and a signal processor in an ofdm system |
US8325863B2 (en) * | 2004-10-12 | 2012-12-04 | Qualcomm Incorporated | Data detection and decoding with considerations for channel estimation errors due to guard subbands |
US7551547B2 (en) * | 2005-01-28 | 2009-06-23 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Delay restricted channel estimation for multi-carrier systems |
CN100499607C (zh) | 2005-06-03 | 2009-06-10 | 上海原动力通信科技有限公司 | 时隙码分多址系统多码集信号估计方法 |
CN101406016A (zh) * | 2006-03-17 | 2009-04-08 | 松下电器产业株式会社 | 无线通信基站装置及导频配置方法 |
AU2007252224B2 (en) * | 2006-05-24 | 2011-10-06 | Cohda Wireless Pty Ltd | Method and apparatus for multicarrier communications |
KR100808949B1 (ko) | 2006-08-12 | 2008-03-04 | 삼성전자주식회사 | Lcic-dfe를 이용한 채널 추정 방법 및 그 장치 |
DE102006043411B4 (de) * | 2006-09-15 | 2009-11-12 | Innovationszentrum für Telekommunikationstechnik GmbH IZT | Konzept zur realistischen Simulation eines Frequenzspektrums |
KR100934170B1 (ko) * | 2006-12-22 | 2009-12-29 | 삼성전자주식회사 | 다중 안테나 무선통신 시스템에서 채널 추정 장치 및 방법 |
US7764747B2 (en) | 2007-03-30 | 2010-07-27 | Olympus Corporation | Methods and systems for transmitting and processing pilot signals |
JP5360205B2 (ja) * | 2008-10-24 | 2013-12-04 | 日本電気株式会社 | 移動通信端末におけるドップラー拡散評価装置及び方法 |
TWI396415B (zh) * | 2009-09-15 | 2013-05-11 | Univ Nat Sun Yat Sen | 正交分頻多工系統的通道長度估測方法及其估測器 |
US8718194B2 (en) * | 2009-11-30 | 2014-05-06 | Qualcomm Incorporated | Method and system for efficient channel estimation |
CN102832970B (zh) * | 2012-08-06 | 2015-02-18 | 清华大学 | 一种电力线状态监测的方法及其装置 |
US8761322B2 (en) | 2012-10-02 | 2014-06-24 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatuses for enhanced received signal processing based on a data-signal-aided channel impulse response estimation |
US9191256B2 (en) | 2012-12-03 | 2015-11-17 | Digital PowerRadio, LLC | Systems and methods for advanced iterative decoding and channel estimation of concatenated coding systems |
US9210004B2 (en) * | 2013-09-19 | 2015-12-08 | Broadcom Corporation | Radio channel estimation |
KR102191290B1 (ko) * | 2014-01-29 | 2020-12-15 | 삼성전자 주식회사 | 이동통신 시스템에서 통신 채널 추정 방법 및 장치 |
DE102018206132B4 (de) * | 2018-04-20 | 2019-11-21 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Decodergestützte iterative Kanalschätzung |
US20220014396A1 (en) * | 2018-11-21 | 2022-01-13 | Nokia Solutions And Networks Oy | Anchor process of data symbols in channel estimation |
CN111082902B (zh) * | 2019-11-12 | 2022-05-17 | 杭州电子科技大学 | 基于大数据统计特性的大规模天线系统的信号检测方法 |
CN114500322B (zh) * | 2021-12-31 | 2023-08-25 | 上海交通大学 | 免授权大规模接入场景下设备活跃检测和信道估计方法 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5912876A (en) | 1997-01-15 | 1999-06-15 | Ericsson, Inc. | Method and apparatus for channel estimation |
US6654429B1 (en) * | 1998-12-31 | 2003-11-25 | At&T Corp. | Pilot-aided channel estimation for OFDM in wireless systems |
US6141393A (en) | 1999-03-03 | 2000-10-31 | Motorola, Inc. | Method and device for channel estimation, equalization, and interference suppression |
US6614857B1 (en) * | 1999-04-23 | 2003-09-02 | Lucent Technologies Inc. | Iterative channel estimation and compensation based thereon |
FR2798542B1 (fr) * | 1999-09-13 | 2002-01-18 | France Telecom | Recepteur a multiplexage par repartition en frequences orthogonales avec estimation iterative de canal et procede correspondant |
US6700919B1 (en) * | 1999-11-30 | 2004-03-02 | Texas Instruments Incorporated | Channel estimation for communication system using weighted estimates based on pilot data and information data |
US6477210B2 (en) * | 2000-02-07 | 2002-11-05 | At&T Corp. | System for near optimal joint channel estimation and data detection for COFDM systems |
US6674820B1 (en) * | 2000-02-15 | 2004-01-06 | Ericsson Inc. | Receiver devices, systems and methods for receiving communication signals subject to colored noise |
-
2001
- 2001-02-28 US US09/796,124 patent/US7027519B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-02-26 JP JP2002049764A patent/JP4046515B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US7027519B2 (en) | 2006-04-11 |
US20020150037A1 (en) | 2002-10-17 |
JP2002330113A (ja) | 2002-11-15 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4046515B2 (ja) | Ofdmシステムのための反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出システム及び方法 | |
US7260055B2 (en) | Method for reducing channel estimation error in an OFDM system | |
CN100542158C (zh) | 在通信系统中估计干扰和噪声的装置和方法 | |
US20030147476A1 (en) | Expectation-maximization-based channel estimation and signal detection for wireless communications systems | |
JP4272665B2 (ja) | Ofdm伝送システムのチャネルを推定する装置、方法、及びコンピュータプログラム | |
US7580487B2 (en) | Apparatus and method for estimating a carrier to interference and noise ratio in a communication system | |
US20040066773A1 (en) | Decision feedback channel estimation and pilot tracking for OFDM systems | |
US20050135324A1 (en) | Apparatus for OFDMA transmission and reception for coherent detection in uplink of wireless communication system and method thereof | |
CN101136884B (zh) | 用于tds-ofdm系统的信道估计方法 | |
US9258148B2 (en) | Method for channel estimation, related channel estimator, receiver, and computer program product | |
JP2010016913A (ja) | 送信装置及び送信方法、並びに遅延時間算出装置及び遅延時間算出方法 | |
JP2009532957A (ja) | 急速な分散性フェージングチャンネルのためのチャンネル推定 | |
CN1437338A (zh) | 正交频分复用通信系统中的信道估计方法 | |
US6990153B1 (en) | Method and apparatus for semi-blind communication channel estimation | |
US7945005B2 (en) | Method and module for estimating transmission chanels of a multi-antenna multi-carrier system | |
CN103051578B (zh) | 带有ici消除的迭代差错扩散判决ofdm信道估计方法 | |
WO2010091263A1 (en) | Methods and systems for fourier-quadratic basis channel estimation in ofdma systems | |
US20040165683A1 (en) | Channel estimation for communication systems | |
US7826342B2 (en) | Correlation method for channel estimation for OFDM | |
CN101026433A (zh) | 一种用于自适应调制编码的信噪比估算方法 | |
KR100447242B1 (ko) | Dmt 방식의 vdsl 시스템 및 이 시스템에서의 주기적 프리픽스 샘플 길이 결정 방법 | |
US8731109B2 (en) | Methods and systems for effective channel estimation in OFDM systems | |
CN116319193A (zh) | 一种基于子块传输的gce-bem迭代信道估计方法、系统、设备及介质 | |
KR20060072096A (ko) | 선형 등화기를 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 통신시스템에서 엘엘알 산출 방법 및 그 장치 | |
JP5363575B2 (ja) | 適応フィルタリングによってofdm信号パラメータのブラインド推定を行うための方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050208 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070117 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070626 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070926 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20071113 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20071120 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101130 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111130 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111130 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121130 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131130 Year of fee payment: 6 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |