CN100414848C - 一种基于二维扩频的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供的一种基于二维扩频的信道估计方法，它包括时域接收机信道估计方法和频域接收机信道估计方法。本发明利用二维扩频的思想，将一维扩频的信号在时域和频域上进行处理，充分利用接收导引信号的能量，降低多径间干扰的影响，同时将信号带宽分成多个小于相关带宽的子带宽，减小了信道频率选择性的影响，提高了信道估计的准确性；同时适用于时域接收机和频域接收机。本发明提供的方法可用于各种接收直接序列扩频信号的接收机中的信道估计。

Description

一种基于二维扩频的信道估计方法

技术领域

本发明属于电子技术领域，如无线通信、移动通信、雷达、电子对抗等，特别涉及采用直接序列扩频(如：DS-CDMA)技术进行通信的无线移动通信系统(如：WCDMA、cdma2000、TD-SCDMA等)。

背景技术

图1不失一般性的概括了直接序列扩频信号的发射机的组成：PN序列发生器模块1、乘法器2、扩频码发生器模块3、加法器模块4、本地载波5、射频处理1模块6和发射天线7。

发射机工作过程：信息比特b(t)通过乘法器模块2与PN序列发生器模块1产生的扩频序列元素α_n相乘(α_n的码片速率为T_c，原始的信息比特的速率为T，且T/T_c＝N，N就是直接序列扩频的处理增益，1≤n≤ N)，相乘后得到的信号加入导引信号P(t)经过扩频码发生器模块3产生的扩频码扩频后的信号再与本地载波5相乘，调制到发射频段，调制后的信号经过射频处理1模块6馈入发射天线7，随后输入到传输介质中。其中，射频处理1模块6的功能是使信号达到发射的要求，不同的发射机有着不同的射频处理方式，这并不影响本发明的信道估计方法。

图2示出了典型的RAKE接收机模型，它由接收天线8，射频处理2模块9，本地载波模块10，乘法器2，滤波器11，捕获跟踪模块12，PN序列发生器模块1，信道估计模块13，积分器模块14，时域信道校正模块15、合并器模块16，判决模块17组成。其工作过程为：接收信号经过接收天线8接收，送到射频处理2模块9处理后，经过乘法器2混频，滤波器11滤波后送到RAKE接收机18进行接收处理，然后送到判决模块17中判决恢复出发射的信息。

图3示出了一种新的直接序列扩频信号的接收方法(专利：发明人：唐友喜邵士海，专利申请号：200410022547.8)它包括：接收天线8、射频处理3模块19、同步模块20、DFT模块21、信道估计模块22、乘法器模块2、信道校正模块23、求和模块24、时域解扩模块25、判决模块26，如图3所示。其工作过程为：接收机中接收天线8收到的信号经过射频处理3模块19处理后，得到信号r(t)，将信号r(t)输入到同步模块20同步，经过射频处理后得到的信号r(t)输入到DFT模块21完成N_f点的DFT变换，然后通过乘法器模块2跟β_kmδ_km相乘，相乘后的信号经过信道估计模块22输出的信道估计信息在信道校正模块23中进行信号校正后，将各个信号通过求和模块24做求和处理，求和的结果为将信号送入时域解扩模块25进行时域解扩后判决信号，最后，判决信号输入到判决模块26进行判决，判决模块输出信息比特b(t)的估计值

为了使接收方能根据接收信息估计出信道响应，去掉信道对接收解调的影响，准确的恢复发射的信息，接收机利用接收到的发射机发射的导频信号，进行信道估计。如WCDMA、cdma2000、TD-SCDMA等通信系统。

现有的直接序列扩频通信的基于导引的信道估计方法(技术)可以概括为以下四种：

(1)多时隙加权平均法(WMSA)：该方法将多个时段的导引数据，分别乘以一个加权系数，然后累加，其结果就是该方法的信道估计结果。该方法的具体原理和实现见：S.Abeta，M.Sawahashi，and F.Adachi，“Performance comparison betweentime-multiplexed pilot channel and parallel pilot channel for coherent Rake combining inDS-CDMA mobile radio，”IEICE Trans.Commun.，vol.E81-B，no.7，pp.1417-1425，July 1998。

(2)小波基扩展法：该方法的基本思想是时变信道是由许多正交的小波基组成，通过自适应算法和导引信号，得到各个小波基的系数，然后通过离散小波变换的重建就获得了信道小波的系数，从而完成信道估计。该方法的具体原理和实现见：M.Martone，“Wavelet-based seperating kernels for array processing cellular DS/CDMA signals infast fading，”IEEE Trans.Commun，vol.48，pp.979-995，June 2000。

(3)鲁棒性信道估计法：该方法的基本原理跟多时隙加权平均法相似，不同的是加权系数的确定不一样，该方法的加权系数的选择为加权系数的傅立叶变换要满足一定的条件。其具体原理和实现见：Y.Li，L.J.Cimini，and N.R.Sollenberger，“Robustchannel estimation for OFDM systems with rapid dispersive fading channels，”IEEETrans.Commun.，vol.46，pp.902-915，July 1998.

(4)多项式插值法：该方法的基本思想是利用收到的多个时段的导引数据，产生一个多项式表示一个时变的信道，从而完成信道估计。该方法的具体原理和实现见：GuosenYue，Xiaobo Zhou，and Xiaodong Wang，“Performance Comparisons of ChannelEstimation Techniques in Multipath Fading CDMA，”IEEE TRANSACTIONS ONWIRELESS COMMUNICATIONS，VOL.3，NO.3，MAY 2004。

现有的直接序列扩频通信的基于导引的信道估计方法(技术)，它们存在的缺点是：

(1)上述的方法1：多时隙加权平均法、方法2：小波基扩展法，以及方法4：多项式插值法，这些方法需要多个时段的导引数据，在快速变化的信道中估计精度不够；

(2)上述的方法中，所有的信道估计都是在时域进行，在频率选择性信道中，由于各频率在信道中的响应不一样，这些方法在频率选择性信道中估计就不够准确；

(3)上述的各种方法计算繁琐，复杂度高；

(4)上述的各种方法适用于各种时域接收机，如：时域直接序列扩频信号时域直接接收机、时域直接序列扩频信号时域瑞克(RAKE)接收机，这些信道估计方法不适合频域接收机，如：时域直接序列扩频信号频域等效接收、一种新的直接序列扩频信号的接收方法(专利：发明人：唐友喜邵士海，专利申请号：200410022547.8)

发明内容

本发明的目的是提供一种基于二维扩频的信道估计方法，按照本发明方法组成的信道估计方法不仅能适用于时域接收机，而且能适用于频域接收机，该方法具有低的复杂度、易集成、改善了信道估计性能、对芯片的要求降低，减小了系统开销，低成本的等特点。

为了方便地描述本发明的内容，首先对有关术语定义如下：

导引提取模块：在接收到的信号中提取出导引信息；

复数除模块：对输入的数据进行复数的除法运算；

时域平均模块：对输入的信号，进行时域的累加求和，然后求平均的运算，如图7所示。

需要说明的是，上述模块的内容均为本领域的技术人员所熟知的。

本发明提供的一种基于二维扩频的信道估计方法，它包括：  离散傅立叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)模块21、导引提取模块27、复数除模块28、时域平均模块29、逆离散傅立叶变换(IDFT：Inverse Discrete Fourier Transform)模块30，如图5、图6所示。

本发明的一种基于二维扩频的信道估计方法，包括下面的步骤：

接收机前端处理步骤  接收信号经过接收天线接收，送给接收机前端处理；

其特征是对于时域接收机它采用时域接收机信道估计方法，对于频域接收机它采用频域接收机信道估计方法；

所述时域接收机进行信道估计方法(如图5所示)，采用如下步骤：

离散傅立叶变换处理步骤  将经过接收机前端处理后得到的信号r(t)输入到离散傅立叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)模块21中，离散傅立叶变换模块21完成点数为N_f的DFT变换，N_f是频域的处理增益，N_f的取值可以根据通信信道的状况及通信系统的具体需要设置；

导引提取步骤  将离散傅立叶变换处理输出的频域信号送到导引提取模块27，在导引提取模块27中，根据发射机插入导引的方法，提取出第i个导引信号的频域信息P_i，km输出；

复数除步骤  将导引提取输出的第i个导引信号的频域信息P_i，km送到复数除模块28，在复数除模块28中，将提取导引模块27送出的第i个导引信号的频域信息P_i，km除以α_i，km后输出ρ_i，km，其中α_i，km为已知的导引数据的离散傅立叶变换后的信号；

时域平均步骤  将复数除得到的信号ρ_i，km输入到时域平均模块29中，在时域平均模块29中，将从复数除的模块28中得到的信号在时间上进行I个导引(如图9所示)N_i组的累加后完成频率上的信道估计，输出频域信道估计信息H_m，其中N_i为直接序列扩频信号进行时域平均时的处理增益；

逆离散傅立叶变换步骤  将时域平均得到的频域上的信道估计信息H_m送入到逆离散傅立叶变换模块30，在IDFT模块30中进行逆离散傅立叶变换，得到时域上的信道估计h(t)。

经过以上步骤后，就可以完成对直接序列扩频通信中用于时域接收机的信道估计，它的流程图如图8所示。

所述频域接收机进行信道估计方法(如图6所示)，采用如下步骤：

导引提取步骤将接收前端处理后的信号送到导引提取模块27，在导引提取模块27中，根据发射机插入导引的方法，提取出第i个导引信号的频域信息P_i，km输出；

复数除步骤将导引提取输出的第i个导引信号的频域信息P_i，km送到复数除模块28，在复数除模块28中，将提取导引模块27送出的第i个导引信号的频域信息P_i，km除以α_i，km后输出ρ_i，km，其中α_i，km为已知的导引数据的离散傅立叶变换后的信号；

时域平均步骤将复数除得到的信号ρ_i，km输入到时域平均模块29中，在时域平均模块29中，将从复数除的模块28中得到的信号在时间上进行I个导引(如图9所示)N_i组的累加后完成频率上的信道估计，输出频域信道估计信息H_m，其中N_i为直接序列扩频信号进行时域平均时的处理增益。

经过以上步骤后，就可以完成对直接序列扩频通信中用于频域接收机的信道估计。

这样，按照上述方法，就可以完成对直接序列扩频通信中用于时域接收机或频域接收机的信道估计。

需要说明的是：

所述N_f的具体取值方式，可以是将发射端的扩频序列(长度为N)分成

段，每一段中含有N_f个扩频序列的元素，每一段的序号用字母k( $k=\mathrm{0,1},...,\frac{N}{N_f}-1$ )来标识，每段的信号经DFT变换后输出N_f路信号，其中第m路信号为X_km，m＝1，2,...，N_f，如图5、6所示；所述的DFT变换的点数N_f的取值取决于发射机和接收机的性能指标以及通信信道的状况等因素，图5、6只是给出了一种具体的设置方式。其中，图4表示将发射端的扩频序列α_n(1≤n≤ N)做分段处理，共分成

段，如果

不是正整数，那么最后一段的元素个数可能会小于N_f，这时可以采用一些信号处理方法使信号处理过程不受影响，所述的信号处理方法可以是序列尾部补零法，也可以是舍去法，等等。

所述的离散傅立叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)模块21可以采用离散傅立叶变换技术，也可以采用快速傅立叶变换(FFT：Fast Fourier Transform)技术。

所述的时域平均模块29中的时域平均的导引符号的总个数的I取值取决于发射机和接收机的性能指标以及通信信道的状况等因素，I可以是一个连续时间段内的导引的个数，也可以是几个连续时间段内的导引的个数；时域处理增益N_i可以是等于

的整数部分，也可以是不等于

的整数部分。

本发明的一种基于二维扩频的信道估计方法，可用于各种接收直接序列扩频信号的接收机中的信道估计，如用于RAKE接收机等。

本发明是一种基于二维扩频的信道估计方法，它对直接序列扩频信号的发射机并没有特殊的要求。

本发明的工作过程：如图5所示，接收信号经过接收机射频和同步处理后的信号r(t)送到DFT模块21中进行N_f点的离散傅立叶变换，输出N_f路信号，第m路信号为X_km(m＝1，2，...，N_f)，然后X_km通过导引提取模块27提取出第i个导引符号的频域信息，输出N_f路信号，第m路信号为P_i，km(m＝1，2，...，N_f)，抽取出的提取出第i个导引信号的频域信息P_i，km送到复数除模块28，除以已知的导引数据的N_f点的离散傅立叶变换后的信号，输出N_f路信号，第m路信号为ρ_i，km(m＝1，2，...，N_f)，复数除后的信号ρ_i，km送到时域平均模块29，在I个导引符号内进行N_i组的ρ_i，km时域累加后输出N_f路频域信道估计信息，第m路信号为H_m(m＝1，2，...，N_f)，将频域上的信道估计送入IDFT模块30，进行IDFT变换，得到时域上的信道估计h(t)。

上述过程完成了本发明为时域接收机提供的信道估计方法，本发明为频域接收机提供的信道估计方法的工作过程如图6所示，频域接收机的信道估计方法(如图6所示)除了没有对于接收信号的IDF变换和信道估计完成后的IDFT变换外，其余的工作过程与时域接收机的信道估计方法(如图5所示)的工作过程完全一样。

本发明的创新点：本发明利用二维扩频的思想，将一维扩频的信号在时域和频域上进行处理，充分利用接收导引信号的所有能量，降低多径间干扰的影响，同时将信号带宽分成多个小于相关带宽的子带宽，减小了信道频率选择性的影响，提高了信道估计的准确性。

本发明的实质：本发明利用二维扩频的思想，将接收到的导引信号同时进行频域分集和时域分集来进行信道估计。按照本发明完成的信道估计，在频域和时域上都进行了分集，增加了处理增益。利用本发明的信道估计的方法完成的信道估计克服了在频率选择性信道中，时域上的信道估计不准确的缺点，同时保持时域上的分集增益，增加了信道估计的准确性。

按照本发明方法组成的信道估计方法与现有的其它的信道估计方法相比，有如下优点：

(1)由于本发明采用FFT算法，降低了系统的复杂度，而且FFT芯片技术已经相当成熟，这样有利于系统的集成实现，；

(2)由于采用FFT技术对信号进行接收，因此本发明可以充分利用接收信号的所有能量，降低信道中各径间干扰的影响，有利于信道估计性能的改善；

(3)本发明在步骤3中进行N_f点的DFT运算，而N_f的取值可以小于发射机中的扩频处理增益N，与现有的信道估计方法相比，本发明DFT运算一次性处理的信号所对应的时间长度可以控制在信道的相干时间内，这样就可以在信道的相干时间内进行信道估计，提高了信道估计的精度；

(4)本发明在步骤3中进行N_f点的DFT运算，将整个信号的带宽平均分成N_f个子带宽，这样就可以将各个子带宽控制在相关带宽内，提高频域上的信道估计精度，从而提高信道估计精度；

(5)本发明在步骤6中进行多个导引的时域平均，增加了时域上的分集增益，提高了信道估计精度。

综上所述，采用本发明所提出的一种基于二维扩频的信道估计方法，降低了现有的信道估计的复杂度；采用FFT算法，利用成熟的FFT芯片技术，有利于系统的集成；并且还可以充分利用接收导引信号的所有能量，降低径间干扰的影响；同时将信号带宽分成多个小于相关带宽的子带宽，减小信道频率选择的影响，提高了信道估计的准确性。

附图及附图说明

图1是现有的直接序列扩频信号发射机的系统模型

其中，1是PN序列发生器模块，2是乘法器模块，3是扩频码发生器，4是加法器，5是发射机的本地载波模块，6是射频处理1模块，7是发射天线，b(t)是发射的信息比特，α_n是发射机的扩频序列元素，1≤n≤N，P(t)是发射的导引信息比特，c_n是发射机的导引信息的扩频序列元素，1≤n≤N。

图2是现有的RAKE接收机的系统模型

其中，8是接收天线，9是射频处理2模块，10是接收机的本地载波模块，2是乘法器，11是滤波器，12是捕获跟踪模块，1是PN序列发生器，13是信道估计模块，14是积分器，15是时域信道校正模块，16是合并器，18是RAKE接收机，17是判决模块，r(t)是经过滤波器11输出的信号，τ_l(1≤l≤L)是捕获跟踪模块输出的系统同步信号，

(1≤l≤L)是PN序列发生器输出的解扩序列，x_l(1≤l≤L)是经过乘法器后输出的信号，w_l(1≤l≤L)是各支路的权重因子，是对发射的信息比特b(t)的估计值。

图3是一种现有的直接序列扩频信号的接收方法的系统模型

其中，8是接收天线，19是射频处理3模块，20是同步模块，21是DFT模块，22是信道估计模块，2是乘法器，23是信道校正模块，24是求和模块，25是时域解扩模块，26是判决模块，r(t)是射频处理3输出的信号，ε是同步模块的输出信号，X_km(1≤m≤N_f)是DFT模块的输出信号，β_km(1≤m≤N_f)是频域解扩因子，δ_km(1≤m≤N_f)是权重因子，Y_km(1≤m≤N_f)是乘法器的输出信号，H_km(1≤m≤N_f)是信道估计模块的输出信号，W_km(1≤m≤N_f)是信道校正模块的输出信号，Z_k(0≤k≤N_i-1)是求和模块的输出信号，U是时域解扩模块的输出信号，

是对发射的信息比特b(t)的估计值。

图4是本发明的扩频序列分段方法的示意图

其中，T是一个导引信息比特P(t)所占的时间，T_c是导引信号扩频码c_n(1≤n≤N)持续时间，c_n(1≤n≤N)是发射机导引信号扩频序列的元素，N是直接序列扩频处理增益，N_f是频域解扩的处理增益，k是将发射机扩频序列分段后每一段的序号标识。

图5是本发明的时域接收机信道估计模型示意图

其中，21是离散傅立叶变换(DFT)模块，27是导引提取模块，28是复数除模块，29是时域平均模块，30是逆离散傅立叶模块(IDFT)模块。r(t)是接收机同步后的输出到DFT模块的信号，c_n(1≤n≤N)是导引信号扩频序列的元素，X_km(1≤m≤N_f)是r(t)通过DFT模块的输出信号，α_i，km(1≤m≤N_f)是已知的导引符号通过DFT模块的输出信号，P_i，km(1≤m≤N_f)是导引提取模块的输出信号，ρ_i，km(1≤m≤N_f)为复数除模块的输出信号，H_m(1≤m≤N_f)是时域平均模块输出的信号，也就是频域信道估计的结果，h(t)为IDFT模块的输出信号，也就是时域信道估计的结果。

图6是本发明的频域接收机信道估计模型示意图

其中，21是离散傅立叶变换(DFT)模块，27是导引提取模块，28是复数除模块，29是时域平均模块。c_n(1≤n≤N)是导引信号扩频序列的元素，X_km(1≤m≤N_f)是导引提出模块的输入信号，α_i，km(1≤m≤N_f)是已知的导引符号通过DFT模块的输出信号，P_i，km(1≤m≤N_f)是导引提取模块的输出信号，ρ_i，km(1≤m≤N_f)为复数除模块的输出信号，H_m(1≤m≤N_f)是时域平均模块输出的信号，也就是频域信道估计的结果。

图7是时域平均模块的示意图

其中，ρ_i，km(1≤m≤N_f)为输入信号，I为参与信道估计的导引符号的个数，N_f为时域处理增益，H_m(1≤m≤N_f)是时域平均模块输出的信号。

图8是本发明的时域接收机进行信道估计方法流程图

图9是导引符号示意图

其中，P₁(t)为第一个导引符号，P₂(t)为第二个导引符号，P_i(t)为第i个导引符号，P_I(t)为第I个导引符号。

具体实施方式

本发明的一种基于二维扩频的信道估计方法的系统组成如图5所示，包括：离散傅立叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)模块21、导引提取模块27、复数除模块28、时域平均模块29、逆离散傅立叶变换(IDFT)模块30。

下面以发射机的导引信号的扩频增益N＝256，频域解扩处理增益N_f＝16，时域解扩处理增益N_i＝16，在一个导引符号内做信道估计为例，结合时域接收机和频域接收机说明本发明的信道估计的信号处理步骤。

时域接收机信道估计方法包括：

接收机前端处理步骤  接收信号经过接收天线接收，送给接收机前端后处理后，进行信道估计；

离散傅立叶变换处理步骤  将经过接收机前端处理后得到的信号r(t)入到离散傅立叶变换(DFT)模块21中，离散傅立叶变换模块21完成点数为16点的DFT变换，经过DFT变换后输出16路信号，其中第m路信号为X_km，m＝1，2，...，16，k＝0，1，...，15；

导引提取步骤  将离散傅立叶变换处理输出的信号送到导引提取模块27，在导引提取模块27中，根据发射机插入导引的方法，抽取出导引信号P_1，km，m＝1，2，...，16，k＝0，1，...，15；

复数除步骤  将导引提取输出的信号P_1，km送到复数除模块28，在复数除模块28中，将提取导引模块27送出的信号除以已知的导引数据的离散傅立叶变换后的信号，输出ρ_1，km，m＝1，2,...，16，k＝0，1，...，15；

时域平均步骤  将复数除得到的信号ρ_1，km输入到时域平均模块29中，将ρ_1，km在时间上进行16次的累加平均，完成频率上的信道估计H_m，m＝1，2，K，16；

逆离散傅立叶变换步骤  将时域平均得到的频域上的信道估计H_m送入到逆离散傅立叶变换模块30，在IDFT模块中进行16点的逆离散傅立叶变换，得到时域上的信道估计h(t)。

经过以上步骤后，就可以完成本发明的用于时域接收机的信道估计。

频域接收机信道估计步骤包括：

接收机前端处理步骤  接收信号经过接收天线接收，送给接收机前端后处理后，进行信道估计；

导引提取步骤  将从接收机前端处理的信号送到导引提取模块27，在导引提取模块27中，根据发射机插入导引的方法，抽取出导引信号P_1，km，m＝1，2，K，16，k＝0，1，K，15；

复数除步骤  将导引提取输出的信号P_1，km送到复数除模块28，在复数除模块28中，将提取导引模块27送出的信号除以已知的导引数据的离散傅立叶变换后的信号，输出ρ_1，km，m＝1，2，K，16，k＝0，1，K，15；

时域平均步骤  将复数除得到的信号ρ_1，km输入到时域平均模块29中，将ρ_1，km在时间上进行16次的累加平均，完成频率上的信道估计H_m，m＝1，2，K，16；

经过以上步骤后，就可以完成本发明的用于频域接收机的信道估计。

按照本发明具体实施方式提供的信道估计方法，降低了现有的信道估计的复杂度；它采用FFT算法，利用成熟的FFT芯片技术，有利于系统的集成；并且还可以充分利用接收导引信号的所有能量，降低径间干扰的影响；同时将信号带宽分成多个小于相关带宽的子带宽，减小了信道频率选择性的影响，提高了信道估计的准确性。本发明提供的方法可用于各种接收直接序列扩频信号的接收机中的信道估计。

Claims (4)

1. 本发明的一种基于二维扩频的信道估计方法，包括下面的步骤：

接收机前端处理步骤：接收信号经过接收天线接收，送给接收机前端处理；

其特征是对于时域接收机它采用时域接收机信道估计方法，对于频域接收机它采用频域接收机信道估计方法；

所述对于时域接收机进行信道估计方法，采用如下步骤：

离散傅立叶变换处理步骤：将经过接收机前端处理后得到的信号r(t)输入到离散傅立叶变换(DFT)模块(21)中，离散傅立叶变换模块(21)完成点数为N_f的DFT变换，N_f是频域的处理增益，N_f的取值可以根据通信信道的状况及通信系统的具体需要设置；

导引提取步骤：将离散傅立叶变换处理输出的频域信号送到导引提取模块(27)，在导引提取模块(27)中，根据发射机插入导引的方法，提取出第i个导引信号的频域信息P_i，km输出；

复数除步骤：将导引提取输出的第i个导引信号的频域信息P_i，km送到复数除模块(28)，在复数除模块(28)中，将提取导引模块(27)送出的第i个导引信号的频域信息P_i，km除以α_i，km后输出ρ_i，km，其中α_i，km为已知的导引数据的离散傅立叶变换后的信号；

时域平均步骤：将复数除得到的信号ρ_i，km输入到时域平均模块(29)中，在时域平均模块(29)中，将从复数除的模块(28)中得到的信号在时间上进行I个导引N_t组的累加后完成频率  上的信道估计，输出频域信道估计信息H_m，其中N_t为直接序列扩频信号进行时域平均时的处理增益；

逆离散傅立叶变换步骤：将时域平均得到的频域上的信道估计信息H_m送入到逆离散傅立叶变换模块(30)，在IDFT模块(30)中进行逆离散傅立叶变换，得到时域上的信道估计h(t)；

经过以上步骤后，就可以完成对直接序列扩频通信中用于时域接收机的信道估计；

所述对于频域接收机进行信道估计方法，采用如下步骤：

导引提取步骤：将接收前端处理后的信号送到导引提取模块(27)，在导引提取模块(27)中，根据发射机插入导引的方法，提取出第i个导引信号的频域信息P_i，km输出；

复数除步骤：将导引提取输出的第i个导引信号的频域信息P_i，km送到复数除模块(28)，在复数除模块(28)中，将提取导引模块(27)送出的第i个导引信号的频域信息P_i，km除以α_i，km后输出ρ_i，km，其中α_i，km为已知的导引数据的离散傅立叶变换后的信号；

时域平均步骤：将复数除得到的信号ρ_i，km输入到时域平均模块(29)中，在时域平均模块(29)中，将从复数除的模块(28)中得到的信号在时间上进行I个导引N_t组的累加后完成频率  上的信道估计，输出频域信道估计信息H_m，其中N_t为直接序列扩频信号进行时域平均时的处理增益；

经过以上步骤后，就可以完成对直接序列扩频通信中用于频域接收机的信道估计。

2. 根据权利要求1所述的一种基于二维扩频的信道估计方法，其特征是所述的频域扩频增益N_f的具体取值方式，是将发射端的扩频序列，长度为N，分成

段，每一段中含有N_f个扩频序列的元素，每一段的序号用字母 $k(k=\mathrm{0,1},...,\frac{N}{N_f}-1)$ 来标识，每段的信号经DFT变换后输出Nf路信号，其中第m路信号为X_km，m＝1，2，...，N_f；如果

不是正整数，那么最后一段的元素个数可能会小于N_f，这时采用  信号处理方法使信号处理过程不受影响，所述的信号处理方法是序列尾部补零法、舍去法。

3. 根据权利要求1所述的一种基于二维扩频的信道估计方法，其特征是所述的离散傅立叶变换(DFT)模块(21)采用离散傅立叶变换技术或快速傅立叶变换(FFT)技术。

4. 根据权利要求1所述的一种基于二维扩频的信道估计方法，其特征所述的时域平均模块(29)中的时域平均的导引符号的总个数的I是一个连续时间段内的导引的个数，或者是几个连续时间段内的导引的个数。

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