CN105680924B - 超高移动条件下基于频域差分相位的mimo-ofdm系统频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种超高移动性条件下基于频域差分相位的MIMO‑OFDM系统频偏估计方法，在分析频域接收信号相邻符号相位差与频偏关系的基础上，提出了适合于超高移动环境下基于频域差分相位的频偏估计算法，通过将频域接收导频信号进行必要的相关运算后，实现了频偏估计与信道估计的解耦，而且基于频域差分相位的频偏估计有简单的闭式解，这为高移动场景下的高性能频偏估计提供了切实可行的技术解决方案。本发明适合于超高移动环境下基于频域差分相位的频偏估计算法仅需很少的频域导频即可获得较好的频偏估计性能，这有助于改善超高移动环境下MIMO‑OFDM系统通信效率。

Description

超高移动条件下基于频域差分相位的MIMO-OFDM系统频偏估 计方法

背景技术

频率同步是数字通信系统中数据可靠传输的重要保证，同步性能的好坏将直接影响整个通信系统的性能。但在无线通信系统中，由于发送端设备和接收端设备间的频差，以及用户端设备移动所带来的多谱勒频移等影响，使得载波频率与本地晶振的频率之间存在着频偏。为了保证数据的可靠传输，必须对信号的频偏进行准确估计并加以补偿。此外，3GPP LTE下行采用了频谱利用率比较高的OFDM调制技术，要求子载波之间具有严格的正交性。在实际传输中，由于多普勒频移和收发机本地振荡器之间的不匹配带来的频率偏差，会破坏OFDM系统子载波间的正交性，造成子载波间干扰(ICI)。此外在MIMO OFDM系统中，频偏估计性能的好坏将直接影响信道估计性能的好坏，进而影响MIMO检测性能。因此频偏估计是OFDM系统和MIMO-OFDM系统的一项关键技术。

围绕MIMO-OFDM或OFDM条件下的频偏估计或者频偏和信道联合估计技术，国内外展开了大量研究工作，并已经取得了很多研究成果。2011年E.P.Simon等人在文献″JointCarrier frequency offset and fast time-varying channel estimation for MIMO-OFDM systems，″IEEE Transactions on Vehicular Technology，2011，60(3)：985-965中针对快时变场景下的频偏与信道联合估计问题，提出了一种适用于快时变环境下基于导频辅助的频偏与信道联合估计算法，首先对一个OFDM符号内信道幅值的时变性通过基扩展模型来近似，并对待估计参数采用自回归模型来刻画，最后采用扩展卡尔曼滤波来估计多径瑞利信道幅值和频偏。2012年Simon等人在文献″Joint carrier frequency offset andchannel estimation for OFDM systems via the EM alqorithm in the presence ofvery hiqh mobility，″IEEE Transactions on Signal Processing，2012(60)：754-765.中提出采用卡尔曼滤波和EM算法来联合估计频偏和快时变信道系数。2009年，HungNguyen-Le等人在文献″ML-Based Joint Estimation of Carrier Frequency Offset andDoubly Selective Channels for OFDM Transmissions，″IEEE Vehicular TechnologyConference(VTC Spring 2009)中提出了一种适用于SISO-OFDM系统中基于导频辅助的联合信道和频偏的最大似然估计方法。2010年Hung Nguyen-Le等人在文献″Bayesian JointEstimation of CFO and Doubly Selective Channels in MIMO-OFDM Transmissions，″IEEE Vehicular Technology Conference(VTC 2010-Fall)中基扩展模型提出了在快时变MIMO OFDM系统中采用贝叶斯方法联合估计频偏和信道，但是采用贝叶斯估计方法需要用到如信道的先验概率分布信息。 2012年，曾召华、朱华伟等人在″TDD-LTE下行高速移动场景中的频偏估计方法″一文中针对TDD-LTE 系统下行链路高速移动场景提出了一种小数倍频偏估计算法，利用主同步信道(P-SCH)和辅同步信道 (S-SCH)的频域信道估计值的共轭相关来估计载波频率的小数倍偏移，理论分析与仿真结果表明所提出算法的估计范围能够覆盖高速移动场景中的最大小数倍频偏，同时仿真结果也表明所提算法在加性高斯白噪声信道(AWGN)和莱斯信道下均具有良好的性能。

中国CN102752243A专利″一种支持LTE系统高速场景的频偏估计的方法，武汉邮电科学研究院， 2012″提出了一种支持LTE高速场景上行频偏估计的方法，包括由基站统计各个用户的PUSCH信号的 CRC出错次数；当某个用户的CRC的出错次数大于次数N时，基站发起一次当用户的调度，基站根据 PUSCH信号的特性来确定所述基站与UE之间频偏值的符号根据频偏值的符号基站对接收到的PUSCH 信号进行频偏值的预补偿；基站采用传统的频偏估计方法对PUSCH信号进行频偏估计；基站根据频偏预补偿的值和传统方法的频偏估计结果一起计算得到最终估计的频偏值。中国CN101242390号发明专利″基于已知序列相干自相关的载波频偏估计算法及其实现装置″通过引入相角差分、取模和累加运算，消除了简单频偏估计算法中相角模糊的问题，在最大化频偏估计范围的同时，进一步降低了频偏估计方差。中国CN1398065专利″提高正交频分复用通信系统载波频偏估计性能的方法，清华大学″提出了一种提高OFDM系统频偏估计性能的方法，首先用已知的最大似然估计(MLE)算法对连续L个训练序列进行载波频偏估计，然后用下述方法中的某种方法选择加权因子：在信噪比远大于1时用接收信号功率作为加权因子近似值，选择具有最大信噪比的载波频偏估计值作加权因子；把L个最大似然载波频偏估计值用加权因子组合起来，得到优化的载波频偏估计值。研究结果表明，该方法在多径时变衰落信道的条件下可明显提高载波频偏的估计性能。中国CN1816030专利″正交频分复用系统中估计和补偿频率偏差的方法和装置，上海无线通信研究中心″提出了一种适用于OFDM系统中的频率偏差估计和补偿的方法和装置，通过映射查表法简化原有的一系列的三角函数的计算，克服现有的最大似然估算法中三角函数不方便在FPGA中实现的缺点。美国US2013223562专利″Estimating frequency-offsetsand multi-antenna channels in MIMO OFDM systems″给出了一种在频率选择性衰落信道下MIMO-OFDM系统中通过在两个或者多个符号块之内插入训练符号的频偏和信道联合估计技术。美国US8416759(B1)号发明专利″Carrier frequency offset and dopplerfrequency estimation and correction for OFDMA and SC-FDMA″提出了一种适用于OFDMA系统和SC-FDMA系统的频偏和多普勒频率估计方法，接收端接收到从多个发送端发来的多载波信号，收发端之间晶振产生的频偏通过用数据星座图的相位旋转作为时间的函数或者信道估计的相位旋转作为时间的函数来估计，接收端提供频偏和多普勒频率估计并在解调前纠正均衡后的符号。欧洲WO2013091155 A1″Ca rrier Frequency OffsetEstimation Method and Device″根据不同的帧定时和CP模式，分别对接收到的下行子帧中的非业务下行信号进行自相关估计并累积，比较得到的累积结果的模值，选择模值大的累积结果进行频偏估计。

综合分析目前国内外围绕MIMO-OFDM和OFDM系统条件下的频偏估计或频偏与信道联合估计技术研究的成果，在给定频偏和信道联合似然函数的基础上，目前已有大量实际可行的频偏和信道估计方法可供借鉴，但是我们也可以看到，针对超高移动环境下MIMOOFDM系统的频偏估计技术相关研究成果还不多，已有的研究成果也大都缺乏简单便捷的闭式解。由于频偏与相邻导频符号相位之间所存在的内在关系，有不少专利给出了有效的基于差分相位的频偏估计技术和方法。我们在中国ZL200910059162.1 专利″TS-SCDMA通信系统接收同步中基于差分相位的频偏与相位估计方法″中提出将具有相关频偏的两个相邻子帧中两组导频符号序列联合使用，通过多次差分相位运算，以及频偏和差分相位值的相对关系推算出频偏与相位。美国US8311152 B1″Phase tracking system and method″提出利用在同一个频带传输的当前OFDM符号和前一个OFDM符号正负导频的充分统计信息对载波频偏和采样频率偏差进行估计。但仔细分析这些相关技术，我们也不难发现，围绕快时变MIMO-OFDM系统还很少有利用频域接收信号进行基于差分相位的频偏估计的方法。

发明内容

鉴于现有技术的以上不足，本发明在分析频域接收信号相邻符号相位差与频偏关系的基础上，给出了一种基于频域差分相位的频偏估计方法。其具体手段为：

一种超高移动性条件下基于频域差分相位的MIMO-OFDM系统频偏估计方法及装置，其特征包括：

A.初始频偏估计及相位差估算步骤

根据接收到的时域OFDM符号，采用基于循环前缀CP的频偏估计方法确定初始归一化载波频偏估计

其中为接收端接收到的时域信号，i∈[1，N+N_g]表示一个OFDM符号中采样时刻序号，N为FFT 点数，N_g表示循环前缀CP的长度，n表示一个子帧中OFDM符号序号，r表示接收天线序号，N_s表示对应的OFDM符号数；

B.接收导频数据缓存步骤

将N_T根发射天线、N_R根接收天线的MIMO-OFDM系统所有接收天线接收到的时域OFDM导频信号去除循环前缀(CP)后经DFT模块转换得到的频域导频符号Y_n，采用以下方法更新接收导频数据缓存

其中表示N_T根发射天线、N_R根接收天线的MIMO-OFDM系统所有接收天线接收到去除了循环前缀(CP)后经DFT模块后的第n个频域OFDM符号块，表示第r个接收天线上的频域接收信号向量， p_k，k＝1，…，N_p-1代表N_p个导频子载波序号。

C.数据预处理与相位计算步骤

对接收导频数据缓存中所存储的相邻两个导频符号采用以下方法进行数据预处理，计算得到两个修订测量信号和并根据发送端发送的相邻频域导频符号计算如下的两个相位值：

其中arg(·)表示取对应变量相位。

D.相位修正计算步骤

在初始频偏估计的基础上，得到一个初始相位差然后利用初始相位差可以依据下式计算相位折叠数

其中roun(d.)代表四舍五入运算，其中d代表相邻导频符号间隔长度；按以下方法计算 angle1⁽ⁿ⁾，angle2⁽ⁿ⁾的三组相位候选修正值，其中如果初始频偏估计为正值，在计算候选修正值时选择加法，计算时选择减法

如果初始频偏估计为负值，在计算候选修正值时选择减法，计算时选择加法

根据三组候选相位值分别如下三组相位差值

计算如下绝对差值

对应绝对差值最小的修订相位值即作为最终修订确认的相位值用于后续计算，即令

E.异常相位判决步骤

在数据预处理、相位差计算步骤和相位修正计算步骤计算确定相位angle1⁽ⁿ⁾，angle2⁽ⁿ⁾的基础上，根据下述关系判断当前的相位是否为异常值，其中δ为判断相位是否异常的可调判决阈值

●如果当前计算的两个相位值为正常值；

●如果当前计算的两个相位值中至少有一个为异常值。

F.更新相位差数据缓存步骤

根据异常相位判决步骤所得出的判决结论，决定是否用数据预处理与相位计算步骤所计算得到的两个相位值angle1⁽ⁿ⁾，angle2⁽ⁿ⁾更新如下所示的两组相位滑窗缓存器：

●如果异常相位判决步骤判定数据预处理与相位计算步骤所计算得到的两个相位值 angle1⁽ⁿ⁾，angle2⁽ⁿ⁾不是异常值，则按以下方法更新两组相位滑窗缓存器

angle1(n-M+i)＝angle1(n-M+i+1)

angle2(n-M+i)＝angle2(n-M+i+1)，i＝1，…，M

angle1(n)＝angle1⁽ⁿ⁾，angle2(n)＝angle2⁽ⁿ⁾

●如果异常相位判决步骤判定数据预处理与相位计算步骤所计算得到的两个相位值 angle1⁽ⁿ⁾，angle2⁽ⁿ⁾中至少有一个为异常值时，则保持两组相位滑窗缓存器中缓存相位值不变；

G.基于平均相位差的最大似然频偏估算步骤

从两组相位滑窗缓存器中缓存的相位值，按以下方法计算对应的平均相位值

在平均相位值计算结果的基础上，按以下方法计算和确定基于平均相位差的最大 似然频偏估值

H.更新频偏估值滑窗缓存及平滑滤波处理步骤

将基于平均相位差的最大似然频偏估算步骤估算得到的频偏估值按以下方法存入如图2所示的长度为P的先入先出(HFO)的频偏估计结果滑窗存储器中：

然后根据长度为P的频偏估计结果滑窗存储器中缓存的P个频偏估值按以下方法计算确定当前时刻的最终频偏估值。

本发明专利的主要创新点具体体现在以下两点：

●提出了适合于超高移动环境下基于频域差分相位的频偏估计算法，该算法通过将频域接收导频信号进行必要的相关运算后，实现了频偏估计与信道估计的解耦，而且基于频域差分相位的频偏估计有简单的闭式解，这为高移动场景下的高性能频偏估计提供了切实可行的技术解决方案。

●适合于超高移动环境下基于频域差分相位的频偏估计算法仅需很少的频域导频即可获得较好的频偏估计性能，这有助于改善超高移动环境下MIMO-OFDM系统通信效率。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、与现有的频偏估计方法相比，基于频域差分相位的频偏估计算法有闭式解，能通过简单的差分相位运算估计频偏，无需繁琐复杂的计算和搜索确定频偏估值。

二、与现有的频偏估计方法相比，基于频域差分相位的频偏估计算法能在导频资源很少的条件下为超高移动环境下无线通信系统提供合理的频偏估计性能。

附图说明：

图1相位值滑窗更新示意图。

图2频偏估计结果滑窗数据缓存更新示意图。

图3上行MIMO SC-FDMA系统收发端示意框图。

图4频域接收信号示意图。

图5导频子载波示意图。

图6LTE下行MIMO-OFDM收发端示意框图。

图7基于频域差分相位的频偏估计算法的具体实施步骤图。

图8相位值滑窗更新示意图。

图9频偏估计结果滑窗数据缓存更新示意图。

图10基于频域差分相位的频偏估计性能示意图，TD-LTE上行，1Tx2Rx。

图11基于频域差分相位的频偏估计性能示意图，TD-LTE下行，2Tx2Rx。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作详细说明。

实施例一：

下面结合TD-LTE标准下的上行MIMO SC-FDMA系统对本发明的具体实施步骤进行详细说明。

图3所示是TD-LTE标准上行MIMO SC-FDMA系统收发端示意框图。假设系统接收端符号同步的条件下，第q根接收天线接收到的去除了循环前缀(CP)后经DFT模块后的第n个频域OFDM符号块可表示为：

其中

其中N为子载波数，表示发送端第t个发射天线在第n个OFDM符号块内对应在第m个子载波上发送的数据符号。N_n分别表示第r个接收天线上的频域接收信号和高斯噪声，ε表示归一化频偏。表示第t个发射天线到第r个接收天线间第n个OFDM符号块的第l条路径上的时域信道参数，τ_l是第l径时域信道的归一化时延。将公式中α单独写为向量形式，系统模型可重写为：

Y_n＝H_n(ε)α_n+N_n (2)

其中

表示频偏矩阵

是N*N的傅里叶矩阵，w_p是W的第p列

f_l是N×L^(r，t)傅里叶矩阵F的第l列，其元素如下为

考虑如图4所示的接收信号情况，频域导频符号经过OFDM调制后发送至时频双选择快衰落信道，接收端在OFDM解调后提取接收信号，此时的接收信号即是频域的接收信号。根据式(2)中频域MIMO OFDM系统模型，第n个MIMO OFDM块内(r，t)天线对之间第l径时域信道可以写成基扩展模型为

其中是一个N_u×1的时域信道矢量，是一个N_u×N_c的基矩阵，N_c为基函数个数；包含N_c个BEM系数，代表BEM 表示的近似误差。在MMSE准则下，最佳的BEM系数和对应的模型误差计算方法如下：

其中将所有天线对所有路径间的信道系数都采用BEM模型可以表示如下：

α_n＝Bc_n+ξ_n (5)

其中在公式(2)和公式(5)的基础上，忽略BEM建模误差，采用BEM模型描述的 MIMO-OFDM系统频域接收信号模型可以重写为：

Y_n＝H_n(ε)B·c_n+N_n (6)

其中

假设在MIMO SC-FDMA系统载波发送端在子载波映射时在每个OFDM符号中添加Np个导频子载波，且不同时刻插入的导频符号完全相同，如图5所示。由公式(6)可以得到相邻两个导频的频域接收信号表达式分别为：

Y₁＝H(ε)B·c₁+N₁

其中d代表相邻导频符号间隔长度。因为相邻信道间存在平滑演进关系，因此可以用一个p阶自回归 AR(Autoregressive)模型来刻画信道系数的动态变化，已有的分析表明，一阶自回归AR模型通常足以刻画和描述快时变相邻信道间的平缓演进关系，结合AR模型，我们可以重写以上两个式子如下：

Y₁＝H(ε)B·c₁+N₁ (7)

其中A_s表示状态转移矩阵，计算方法如下：

其中s表示间隔的符号数。

由(7)和(8)可得：

其中

是N*N的傅里叶矩阵，w_p是W的第p列，

f_l是N×L^(r，t)傅里叶矩阵F的第l列，其元素如下为

根据最大似然估计理论，由(9)式不难得到如下的信道和频偏估计似然函数：

对应的对数域频偏和信道估计似然函数为：

似然函数对频偏求导：

由可得：

如果导频子载波放置间隔足够小，有以下近似关系，

A_s≈I

因此公式(12)可进一步化简为：

容易推导得出如下的最大似然频偏估计表达式：

其中arg(·)表示取对应变量相位。

为了进一步改善频偏估计性能，在频偏不变或缓慢变换场景下，可以考虑对(14)式中相关相位取平均后改善频偏估计性能。这里可以考虑采用基于滑窗的平均相位方法计算更新相位值，设滑窗长度为M，则对应的平均相位可按以下方法计算确定

对应的(14)式可以重写为

可以采用基于滑窗的平滑滤波改进基于差分相位的最大似然频偏估计，设滑窗长度为P，则基于差分相位的最大似然频偏估计的最终表达式为：

在频偏估计的基础上，可以进一步应用于信道估计。由频域接收信号模型(6)可得似然函数：

对信道求导：

由(19)式可得信道估计结果：

经过信道插值后还原回信道系数并通过下式计算得到频域信道增益系数：

实施例二：

下面结合TD-LTE标准下行MIMO OFDM系统对本发明的具体实施步骤进行详细说明。

图6所示是TD-LTE标准下行MIMO OFDM系统收发端示意框图。假设在MIMO OFDM系统发送端在每个OFDM符号添加Np个导频子载波，且不同时刻插入的导频符号完全相同。如果发射天线数大于1 时，不同天线端口上的导频子载波应当错开放置。对应的MIMO OFDM系统频域接收到的相邻两个导频的频域接收信号表达式分别为：

Y₁＝H(ε)B·c₁+N₁

其中d代表相邻导频符号间隔长度。因为相邻信道间存在平滑演进关系，因此可以用一个p阶自回归 AR(Autoregressive)模型来刻画信道系数的动态变化，已有的分析表明，一阶自回归AR模型通常足以刻画和描述快时变相邻信道间的平缓演进关系，结合AR模型，我们可以重写以上两个式子如下：

Y₁＝H(ε)B·c₁+N₁ (21)

其中A_s表示状态转移矩阵，计算方法如下：

其中s表示间隔符号数。

由(21)和(22)可得：

其中

是N*N的傅里叶矩阵，w_p是W的第p列，

f_l是N×L^(r，t)傅里叶矩阵F的第l列，其元素如下为

根据最大似然估计理论，由(23)式不难得到如下的信道和频偏估计似然函数：

对应的对数域频偏和信道估计似然函数为：

似然函数对频偏求导：

由可得：

如果导频子载波放置间隔足够小，有以下近似关系，

A_s≈I

因此公式(26)可进一步化简为：

容易推导得出如下的最大似然频偏估计表达式：

其中arg(·)表示取对应变量相位。

为了进一步改善频偏估计性能，在频偏不变或缓慢变换场景下，可以考虑对(28)式中相关相位取平均后改善频偏估计性能。这里可以考虑采用基于滑窗的平均相位方法计算更新相位值，设滑窗长度为M，则对应的平均相位可按以下方法计算确定

对应的(28)式可以重写为

由于绝大多数的频偏估计输出结果都近似服从高斯分布，为此我们可以考虑采用平滑滤波、通过时间分集进一步减小频偏估计的动态波动。这里我们同样可以采用基于滑窗的平滑滤波改进基于差分相位的最大似然频偏估计，设滑窗长度为P，则基于差分相位的最大似然频偏估计的最终表达式为：

在频偏估计的基础上，可以进一步应进行信道估计。由频域接收信号模型(6)可得似然函数：

对信道求导：

由(33)式可得信道估计结果：

经过信道插值后还原回信道系数并通过下式计算得到频域信道增益系数：

总结起来，本发明专利给出了一种适用于超高移动性条件下基于频域差分相位的MIMO-OFDM系统频偏估计方法及装置，其实施步骤如图7所示，算法实现的具体步骤如下：

A.初始频偏估计及相位差估算步骤

根据接收到的时域OFDM符号，采用基于循环前缀CP的频偏估计方法确定初始归一化载波频偏估计

其中y_n，i ^(r)为接收端接收到的时域信号，i∈[1，N+N_g]表示一个OFDM符号中采样时刻序号，N为FFT 点数，N_g表示循环前缀CP的长度，n表示一个子帧中OFDM符号序号，r表示接收天线序号，N_s表示对应的OFDM符号数。

B.接收导频数据缓存步骤

将N_T根发射天线、N_R根接收天线的MIMO-OFDM系统所有接收天线接收到的时域OFDM导频信号去除循环前缀(CP)后经DFT模块转换得到的频域导频符号Y_n，采用以下方法更新接收导频数据缓存

其中表示N_T根发射天线、N_R根接收天线的MIMO-OFDM系统所有接收天线接收到去除了循环前缀(CP)后经DFT模块后的第n个频域OFDM符号块，表示第r个接收天线上的频域接收信号向量， p_k，_k＝1，…，N_p-1代表N_p个导频子载波序号。

C.数据预处理与相位计算步骤

对接收导频数据缓存中所存储的相邻两个导频符号采用以下方法进行数据预处理，计算得到两个修订测量信号和并根据发送端发送的相邻频域导频符号计算如下的两个相位值：

其中arg(·)表示取对应变量相位。

D.相位修正计算步骤

在初始频偏估计的基础上，我们可以得到一个初始相位差然后利用初始相位差可以依据下式计算相位折叠数

其中roun(d.)代表四舍五入运算，其中d代表相邻导频符号间隔长度。按以下方法计算 angle1⁽ⁿ⁾，angle2⁽ⁿ⁾的三组相位候选修正值，其中如果初始频偏估计为正值，在计算候选修正值时选择加法，计算时选择减法

如果初始频偏估计为负值，在计算候选修正值时选择减法，计算时选择加法

根据三组候选相位值分别如下三组相位差值

计算如下绝对差值

对应绝对差值最小的修订相位值即作为最终修订确认的相位值用于后续计算，即令

E.异常相位判决步骤

在数据预处理、相位差计算步骤和相位修正计算步骤计算确定相位angle1⁽ⁿ⁾，angle2⁽ⁿ⁾的基础上，根据下述关系判断当前的相位是否为异常值，其中δ为判断相位是否异常的可调判决阈值

●如果当前计算的两个相位值为正常值；

●如果当前计算的两个相位值中至少有一个为异常值。

F.更新相位差数据缓存步骤

根据异常相位判决步骤所得出的判决结论，决定是否用数据预处理与相位计算步骤所计算得到的两个相位值angle1⁽ⁿ⁾，angle2⁽ⁿ⁾更新如图8所示的两组相位滑窗缓存器。

●如果异常相位判决步骤判定数据预处理与相位计算步骤所计算得到的两个相位值 angle1⁽ⁿ⁾，angle2⁽ⁿ⁾不是异常值，则按以下方法更新两组相位滑窗缓存器

angle1(n-M+i)＝angle1(n-M+i+1)

angle2(n-M+i)＝angle2(n-M+i+1)，i＝1，…，M

angle1(n)＝angle1⁽ⁿ⁾，angle2(n)＝angle2(n)

●如果异常相位判决步骤判定数据预处理与相位计算步骤所计算得到的两个相位值 angle1⁽ⁿ⁾，angle2⁽ⁿ⁾中至少有一个为异常值时，则保持两组相位滑窗缓存器中缓存相位值不变。

G.基于平均相位差的最大似然频偏估算步骤

从两组相位滑窗缓存器中缓存的相位值，按以下方法计算对应的平均相位值

在平均相位值计算结果的基础上，按以下方法计算和确定基于平均相位差的最大似然频偏估值

H.更新频偏估值滑窗缓存及平滑滤波处理步骤

将基于平均相位差的最大似然频偏估算步骤估算得到的频偏估值按以下方法存入如图9所示的长度为P的先入先出(FIFO)的频偏估计结果滑窗存储器中。

然后根据长度为P的频偏估计结果滑窗存储器中缓存的P个频偏估值按以下方法计算确定当前时刻的最终频偏估值

为了验证基于差分相位的最大似然频偏估计技术方案性能，我们考虑按表1中相关参数仿真验证固定频偏条件下基于差分相位的增强最大似然频偏估计性能。

表1固定频偏条件下仿真参数

对应的上行链路频偏估计均方误差性能见图10所示。由图可见，仅仅在每个OFDM符号中插入1个导频符号，系统即可在ETU850Hz这样的超高移动信道环境下获得合理的频偏估计性能。为了进一步说明本发明所采用的基于频域差分相位的频偏估计性能优势，我们在图10中还同时包括了采用TD-LTE标准导频布局布放的条件下，运用传统时域最大似然频偏估计算法所能获得的频偏估计性能。由图10可见，在1发2收的天线配置下(对应每个子帧导频子载波总数为144)，使用更少的导频资源(共14个导频子载波)，本发明在ETU850Hz和ETU300Hz这样的高移动环境下能获得由于传统时域最大似然频偏估计性能。而且本发明所提出的基于频域差分相位的频偏估计由于有闭式解，还具有计算简单的优点。与同样具有闭式解的基于循环前缀的频偏估计方案相比，本发明专利所提出的基于频域差分相位的频偏估计性能优势则更更为明显。另一方面，我们也注意到，本发明所提出的基于频域差分相位的频偏估计算法对导频子载波的变化并不敏感，从改善频偏估计性能的角度来看，增加在每个OFDM符号中插入的导频子载波数固然可以改进频偏估计性能，特别是在中低信噪比条件下的频偏估计性能，但在中高信噪比条件下，在相邻OFDM符号插入1个导频子载波和插入8个导频子载波所获得频偏估计性能基本相同。这说明了本发明所提出的基于频域差分相位的频偏估计算法是一种切实有效的频偏估计实施技术方案，可以有效满足超高移动环境下频偏估计需求。

对应的下行链路频偏估计均方误差性能见图11所示。由图可见，仅仅在每个OFDM符号中插入1个导频符号，系统即可在ETU850Hz和ETU300Hz这样的超高移动信道环境下获得合理的频偏估计性能。同时对比图11和图10可见，同样仅仅在每个OFDM符号中插入1个导频符号，下行所采用的多发射天线可以有效提升和改进中低信噪比条件下的频偏估计性能。为了进一步说明本发明所采用的基于频域差分相位的频偏估计性能优势，我们在图11中还同时包括了采用TD-LTE标准主同步训练序列PSS的传统时域最大似然频偏估计算法所能获得的频偏估计性能。由图11可见，在下行链路采用TD-LTE标准主同步训练序列PSS的传统时域最大似然频偏估计算法所能获得的频偏估计性能要远远劣于本发明专利所提出的基于频域差分相位的频偏估计性能。与同样具有闭式解的基于循环前缀的频偏估计方案相比，本发明专利所提出的基于频域差分相位的频偏估计性能优势在下行链路同样非常明显。这说明了本发明所提出的基于频域差分相位的频偏估计算法是一种切实有效的频偏估计实施技术方案，可以有效满足超高移动环境下频偏估计需求。

Claims (1)

1.一种超高移动性条件下基于频域差分相位的MIMO-OFDM系统频偏估计方法，其特征在于，包括如下的步骤：

A.初始频偏估计及相位差估算步骤

根据接收到的时域OFDM符号，采用基于循环前缀CP的频偏估计方法确定初始归一化载波频偏估计

其中y_n,i ^(r)为接收端接收到的时域信号，i∈[1,N+N_g]表示一个OFDM符号中采样时刻序号，N为FFT点数，N_g表示循环前缀CP的长度，n表示一个子帧中OFDM符号序号，r表示接收天线序号，N_s表示对应的OFDM符号数；

B.接收导频数据缓存步骤

将N_T根发射天线、N_R根接收天线的MIMO-OFDM系统所有接收天线接收到的时域OFDM导频信号去除循环前缀(CP)后经DFT模块转换得到的频域导频符号Y_n，采用以下方法更新接收导频数据缓存

其中表示N_T根发射天线、N_R根接收天线的MIMO-OFDM系统所有接收天线接收到去除了循环前缀(CP)后经DFT模块后的第n个频域OFDM符号块，表示第r个接收天线上的频域接收信号向量，p_k,k＝1,…,N_p-1代表N_p个导频子载波序号；

C.数据预处理与相位计算步骤

对接收导频数据缓存中所存储的相邻两个导频符号采用以下方法进行数据预处理，计算得到两个修订测量信号和并根据发送端发送的相邻频域导频符号计算如下的两个相位值：

其中arg(·)表示取对应变量相位；

D.相位修正计算步骤

在初始频偏估计的基础上，我们可以得到一个初始相位差然后利用初始相位差可以依据下式计算相位折叠数

其中roun(d.)代表四舍五入运算，其中d代表相邻导频符号间隔长度；按以下方法计算angle1⁽ⁿ⁾,angle2⁽ⁿ⁾的三组相位候选修正值，其中如果初始频偏估计为正值，在计算候选修正值时选择加法，计算时选择减法

如果初始频偏估计为负值，在计算候选修正值时选择减法，计算时选择加法

根据三组候选相位值分别如下三组相位差值

计算如下绝对差值

对应绝对差值最小的修订相位值即作为最终修订确认的相位值用于后续计算，即令

E.异常相位判决步骤

在数据预处理、相位差计算步骤和相位修正计算步骤计算确定相位angle1⁽ⁿ⁾,angle2⁽ⁿ⁾的基础上，根据下述关系判断当前的相位是否为异常值，其中δ为判断相位是否异常的可调判决阈值

●如果当前计算的两个相位值为正常值；

●如果当前计算的两个相位值中至少有一个为异常值；

F.更新相位差数据缓存步骤

根据异常相位判决步骤所得出的判决结论，决定是否用数据预处理与相位计算步骤所计算得到的两个相位值angle1⁽ⁿ⁾,angle2⁽ⁿ⁾更新两组相位滑窗缓存器：

●如果异常相位判决步骤判定数据预处理与相位计算步骤所计算得到的两个相位值angle1⁽ⁿ⁾,angle2⁽ⁿ⁾不是异常值，则按以下方法更新两组相位滑窗缓存器：

angle1(n-M+i)＝angle1(n-M+i+1)

angle2(n-M+i)＝angle2(n-M+i+1),i＝1,…,M

angle1(n)＝angle1⁽ⁿ⁾,angle2(n)＝angle2⁽ⁿ⁾

●如果异常相位判决步骤判定数据预处理与相位计算步骤所计算得到的两个相位值angle1⁽ⁿ⁾,angle2⁽ⁿ⁾中至少有一个为异常值时，则保持两组相位滑窗缓存器中缓存相位值不变；

G.基于平均相位差的最大似然频偏估算步骤

从两组相位滑窗缓存器中缓存的相位值，按以下方法计算对应的平均相位值

在平均相位值计算结果的基础上，按以下方法计算和确定基于平均相位差的最大似然频偏估值

H.更新频偏估值滑窗缓存及平滑滤波处理步骤

将基于平均相位差的最大似然频偏估算步骤估算得到的频偏估值按以下方法存入对应的长度为P的先入先出(FIFO)的频偏估计结果滑窗存储器中：

然后根据长度为P的频偏估计结果滑窗存储器中缓存的P个频偏估值按以下方法计算确定当前时刻的最终频偏估值