CN100359960C - 一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法，该方法首先由接收端根据接收到的时域接收信号得到导频所在子载波接收到的频域接收信号；根据位于同一OFDM符号的导频子载波上接收到的频域接收信号，得到该OFDM符号处的时域信道信息；利用该时域信道信息估计数据符号所在子载波处的频域信道信息。本发明方案解决了现有信道估计方案在用于信道环境变化较快的系统以及用于大延迟信道时会出现较大性能损失的问题。本发明方案使得在信道环境变化较快的情形下可以取得较好的性能，并有效地提高了高延迟信道以及OFDM系统中实际信道估计的性能，加强了数据通讯系统对信道环境的适用性，从而提高了实际系统的数据传输效率。

Description

一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法

技术领域

本发明涉及正交多路频分复用(OFDM)技术，更确切地说是涉及一种在OFDM系统中实现信道估计的方法。

背景技术

OFDM技术作为具有传输高速率数据业务能力的频分复用技术，一方面，相对于传统的单载波技术而言，OFDM技术能够利用简单的均衡算法提供较高的频谱效率；另一方面，在采用OFDM的系统中，不需要像传统的频分多路复用(FDM)那样在相邻的载波之间分配较宽的保护带宽，就可以避免子载波之间的相互干扰，从而节省了带宽。

目前，OFDM技术已被广泛应用在现有的通信系统中，且该技术已经体现在无线局域网标准802.11a中，以及固定无线接入标准802.16a中。另外，在移动无线通信接入系统中，第三代合作伙伴计划(3GPP)的无线接入网、IEEE 802.20的物理层也正在考虑使用OFDM技术，以构建具有更高频率效率的移动无线通信接入系统。

图1所示为一个典型的频率蜂窝复用系统的组网图。其中，两个无线网络控制器(RNC)，即RNC1和RNC2与核心网(CN)相连，一些基站(BS)分别与这两个RNC相连，其中，BS1、BS2及BS3与RNC1相连，BS4、BS5及BS6与RNC2相连，两台移动台(MS)，即MS1、MS2与这些基站保持无线连接。图2为典型的小区全向天线复用方式，简称为小区复用方式，图3为典型的小区120度定向天线复用方式，简称为扇区复用方式。采用了OFDM技术的数据传输系统具有以下优点：

1)对多径延迟扩展具有较强的容错性。如图4所示，一个OFDM符号时域上包括两个部分：数据部分和循环前缀部分，循环前缀部分由数据部分的末端循环生成，图中数据部分占用的时间为T_data，循环前缀部分占用的时间为T_cp。OFDM技术的容错性表现在：与一个OFDM符号的持续时间Ts相比，典型信道冲击响应的持续时间很小，只占用Ts中一个很小的部分，因此可以通过增加较小的循环前缀，即T_cp以完全克服由多径引起的信号之间的干扰。

2)对频率选择性衰落具有较强的容错性。OFDM技术通过采用信道编码等冗余方案，可以恢复强衰落子载波所携带的数字信号。

3)采用了简单的均衡算法。由于OFDM技术采用频域传递信号，而信道的作用在频域上表现为简单的乘法，从而使采用OFDM技术的数据传输系统在执行信号均衡时，只需要一个简单的单抽头均衡器即可实现。

4)相对于FDM技术而言，OFDM技术具有较高的频谱效率。

虽然采用OFDM技术的数据传输系统具有上述优点，但是要使上述优点能够在系统的实际应用中完全体现出来，更重要的是能使系统正常工作，必须要解决以下关键技术：频率同步、符号同步、帧同步、信道估计和均衡等。这些关键技术与系统的实际使用环境密切相关，也与系统的网络配置要求密切相关。

上述关键技术中信道估计的目的在于：接收方通过信道估计得到发射方发射的数据的频域信道信息。在得到该频域信道信息后，接收方就可以根据该频域信道信息进行均衡等处理，以得到相应的数据。因此，信道估计技术是接收方正确获取数据的重要前提。

IEEE 802.11a协议提供了信道估计技术。具体来说，802.11a系统中的帧结构如图5所示，每帧的开始包括一个前导符号(Preamble)，其后是不定长的数据OFDM符号，该数据OFDM符号包括用户数据和信令，802.11a的导频分配方案则如图6所示。在802.11a和802.16a的物理层选择方案中，是利用Preamble进行信道估计。具体来说，由于接收机知道发射机所发射的Preamble的每个子载波所承载的数据，因此，利用接收到的Preamble即可得到该Preamble的每个子载波所经历的信道条件，在信道环境变化缓慢的情况下，Preamble的每个子载波所经历的信道条件即可认为是与该Preamble相应的数据OFDM符号相应的子载波所经历的信道条件。

也就是说，802.11协议所提供的这种方案是将数据OFDM符号的信道条件近似为相应的Preamble的信道条件。对于这种方案来说，如果系统中的信道环境变化较快，则这种近似会带来较大的误差，另外，由于接收机与发射机之间的相对运动会引起信道环境的变化，因此说，该方案在应用于信道环境变化较快的系统中会有一定的局限性。目前的移动无线通讯系统的信道变化往往较快，显然在移动无线通讯系统中不适合采用上述方案。

另外，虽然在802.11a的OFDM实现方案中引入了导频子载波对信道的变化进行跟踪，以修正Preamble的每个子载波所经历的信道条件，并将修正后的信道条件作为相应的数据OFDM符号的子载波的信道值，但是这种修正不能完全反映信道的快速变化，仍然会引起较大的性能损失。

为解决上述方案的不足，业界提出了时频格点方式的导频分配模式，这种分配模式如图7所示。该方式中的导频OFDM符号，即Preamble在时频平面上均匀分布，因此，利用导频OFDM符号跟踪信道的变化在一定程度上可以解决信道环境变化的问题。

目前，西门子公司提交给3GPP RAN1的一篇提案Tdoc R1-030780中，提出了一种具体的导频分配模式，与之对应的信道估计方法，以及相应的仿真结果。该方法具体是采用两次一维插值的方法，首先在时域上进行3次拉格朗日插值，然后在频域上进行7次拉格朗日插值，以获得时频平面上传送数据的子载波的信道条件。西门子提供的仿真结果显示：相对于理想的信道估计，西门子的信道估计方案对于PA3、PB3、VA30信道有0.5-0.7dB的性能损失，对于VB30信道，在BLER＝0.13处甚至出现了地板。所以说，如果信道为大延迟信道，采用西门子的信道估计方法会表现出较大的性能损失。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法，以减小接收方在进行信道估计时的性能损失。

为达到以上目的，本发明的技术方案是这样实现的：一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法，该方法包括以下步骤：

a.接收端根据接收到的时域接收信号得到导频所在子载波接收到的频域接收信号；

b.根据位于同一正交多路频分复用OFDM符号的导频子载波上接收到的频域接收信号，得到该包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息；

c.根据得到的所述包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息，得到与所述包含导频子载波的OFDM符号相邻、且包含数据的OFDM符号处的时域信道信息，并利用所述OFDM符号处的时域信道信息，得到数据符号所在子载波处的频域信道信息。

所述步骤b包括以下步骤：

b1.根据位于同一OFDM符号的导频子载波上接收到的频域接收信号，获取该OFDM符号处的时域信道反应；

b2.从得到的时域信道反应中提取相应的时域信道信息。

所述步骤b1包括以下步骤：

b11.根据所述频域接收信号，以及发射端发射的相应OFDM符号中导频子载波上的频域信号，获取相应OFDM符号上对应导频子载波处的频域信道反应；

b12.根据所述频域信道反应得到相应OFDM符号处导频子载波的时域信道反应。

所述步骤b2包括：根据系统所支持的时延扩展，从步骤b1得到的时域信道反应中确定截断范围，获取该截断范围在所述时域信道反应中对应的时域信道值，并用0代替所述时域信道反应中被截去的时域信道值。

所述步骤b2包括：通过分析连续时间的OFDM符号处的时域信道反应，确定时域信道中一条以上的最强径，获取所述最强径所对应的时域信道值，并用0代替所述时域信道反应中未被选中的时域信道值。

所述步骤b2包括：通过分析连续时间的OFDM符号处的时域信道反应确定截断范围，获取该截断范围在所述时域信道反应中对应的时域信道值，并用0代替所述时域信道反应中未被选中的时域信道值。

所述步骤c包括以下步骤：

c11.通过对包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息进行插值估计，得到与所述包含导频子载波的OFDM符号相邻、且包含数据的OFDM符号处的时域信道信息；

c12.对包含数据的OFDM符号处的时域信道信息进行傅立叶变换，得到相应的频域信道信息。

所述步骤c11中，所述对包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息进行插值估计为：采用奇数次对数拉格朗日插值方法进行插值估计。

本发明方案通过接收端根据接收到的时域接收信号得到导频所在子载波接收到的频域接收信号，再根据位于同一OFDM符号的导频子载波上接收到的频域接收信号，得到该OFDM符号上对应导频子载波处的时域信道信息，之后再根据该时域信道信息估计数据符号所在子载波处的频域信道信息，使得在信道环境变化较快、以及高延迟的情形下都可以取得较好的性能。本发明方案加强了数据通讯系统对信道环境的适用性，提高了OFDM系统中实际信道估计的性能，从而提高了实际系统的数据传输效率。

附图说明

图1为典型的频率蜂窝复用系统的组网图；

图2为典型的小区全向天线复用方式示意图；

图3为典型的小区120度定向天线复用方式示意图；

图4为OFDM符号示意图；

图5为802.11a提供的帧结构示意图；

图6为802.11a的导频分配方案示意图；

图7为导频格点方式示意图；

图8为发射端发射OFDM符号的流程示意图；

图9为接收机接收OFDM符号的流程示意图；

图10为导频OFDM符号和数据OFDM符号之间的分布关系示意图；

图11为导频OFDM符号的结构示意图；

图12为数据OFDM符号的结构示意图；

图13为本发明方案中OFDM符号的编号片断示意图；

图14为本发明实施例中接收端进行信道估计的一种处理经过示意图；

图15为本发明方案中第一种处理方式的流程图；

图16为一种导频格点的导频分配模式示意图；

图17为本发明第一种处理方式基于导频格点的处理流程图；

图18为本发明方案中第二种处理方式的流程图；

图19为不规则的导频OFDM符号和数据OFDM符号的分布情况示意图；

图20为本发明方案中第三种处理方式的流程图；

图21为截断径数为32时，Vehicle A信道、30kmph情形下，采用本发明方案得到的信道估计性能仿真示意图；

图22为截断径数为32时，Vehicle A信道、60kmph情形下，采用本发明方案得到的信道估计性能仿真示意图；

图23为截断径数为160时，Vehicle B信道、30kmph情形下，采用本发明方案得到的信道估计性能仿真示意图。

具体实施方式

本发明方案中，接收端首先需要接收发射端发射的OFDM符号，之后再对收到的OFDM信号进行信道估计。

首先对发射端发射OFDM符号的过程作简要说明。发射端首先按照导频符号和数据符号在时频平面上的复用方式，对导频符号和数据符号进行复用，生成用于发射的频域信号，之后，对该频域信号进一步进行傅立叶逆变换、数模转换等过程，并将最终生成的电磁信号发射出去。该处理过程如图8所示。

对于接收端来说，在接收到发射端发射的信号后，首先对从信道接收到的电磁信号进行数据采样；之后根据已经获取的同步信息，在时域上对接收到的采样数据进行OFDM符号的提取、傅立叶变换及解复用，形成接收到的导频符号和数据符号；之后利用接收到的导频符号和发射端在相应时频位置发射的导频符号进行信道估计，得到时频平面上承载数据的时频点处的频域信道信息。该处理过程如图9所示。

下面结合附图及具体实施例，对本发明方案中接收端利用接收到的包含导频子载波的OFDM符号进行信道估计的过程作进一步详细的说明。

具体来说，接收端进行信道估计有三种处理方式，第一种处理方式为：接收端首先根据接收到的导频所在子载波的时域接收信号得到相应的频域接收信号；之后，再根据位于同一OFDM符号的导频子载波上接收到的频域信号，获取该OFDM符号处的时域信道反应；并从该时域信道反应中获取诸如径的延迟、径的衰耗等信道信息；然后再根据包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息，并采用特定的插值算法，估计出包含数据的OFDM符号处的时域信道信息；之后，根据包含数据的OFDM符号处的时域信道信息得到该OFDM符号处的频域信道信息，也即对应承载数据的子载波处的频域信道信息。

第二种处理方式同样首先根据接收到的导频所在子载波的时域接收信号获取包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息，所不同的是，在得到包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息后，根据该信息得到相应的频域信道信息，之后根据该频域信道信息得到包含数据的OFDM符号处的频域信道信息。

第三种处理方式则与第二种处理方法类似，都是先获得包含导频子载波的OFDM符号处的频域信道信息，与第二种处理方法不同的是，在根据该包含导频子载波的OFDM符号处的频域信道信息获取包含数据的OFDM符号处的频域信道信息时，可以直接将包含导频子载波的OFDM符号处的频域信道信息作为与该OFDM符号相邻、且包含数据的OFDM符号处的频域信道信息。对于第三种处理方式来说，进行信道估计所采用的包含导频子载波的OFDM符号最好是那些导频子载波密集的OFDM符号。

显然，上述第一种与第二种处理方式类似，所不同的是：第一种处理方式在获取包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息后，首先估计出包含数据的OFDM符号处的时域信道信息，然后再根据该时域信道信息得到相应的频域信道信息；第二种处理方法在获取包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息后，首先得到相应的频域信道信息，然后再根据该频域信道信息估计出包含数据的OFDM符号处的频域信道信息。因此下面仅以具体实施例对第一种处理方式进行详细说明。

本实施例以OFDM符号采用规则的时间域上的导频OFDM符号和数据OFDM符号的分布为导频分配模式，接收端基于这种分配模式，采用第一种处理方法进行信道估计。

首先对本实施例中OFDM符号所采用的分布方式进行说明。该模式的一个具体实施方案如图10所示，两个相邻导频OFDM符号之间包括n个数据OFDM符号。与现有技术相同，导频OFDM符号的长度可以与数据OFDM符号的长度相同，也可以不同，并且导频OFDM符号和数据OFDM符号也是由循环前缀部分和数据部分构成，循环前缀部分由数据部分的末端循环生成，其中，循环前缀部分与数据部分的长度即为该部分占用采样点的个数。导频OFDM符号的结构如图11所示，其中的循环前缀部分的长度为N_p，cp，数据部分的长度为N_p，data；数据OFDM符号的结构如图12所示，其中的循环前缀部分的长度为N_d，cp，数据部分的长度为N_d，data。

为便于描述，对图10所示的OFDM符号按照如下所述的编号规则进行编号：

导频OFDM符号的编号：对导频OFDM符号按照发射的时间顺序顺次编号，其中，先发射的导频OFDM符号的编号较小；

相邻导频OFDM符号之间的n个数据OFDM符号的自然编号：从1到n顺次编号，其中，先发射的数据OFDM符号的编号较小；

数据OFDM符号的编号：与自身相邻、且先于自身发射的导频OFDM符号的编号与相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号个数相乘，然后加上该数据OFDM符号在相邻导频OFDM符号之间的自然编号。

采用上述编号规则的一段OFDM符号的编号片断如图13所示，图中，k-1、k、k+1及k+2为导频OFDM符号的编号；n*(k-1)+1......n*(k-1)+n为导频OFDM符号k-1与k之间的数据OFDM符号的编号；n*k+1......n*k+n为导频OFDM符号k与k+1之间的数据OFDM符号的编号；n*(k+1)+1......n*(k+1)+n为导频OFDM符号k+1与k+2之间的数据OFDM符号的编号。

基于上述编号，假设第k个导频OFDM符号的第i个子载波所承载的频域信号为D_k，i，则第k个导频OFDM符号所承载的频域信号序列为(D_k，0，D_k，1，...，D_{k，Np，data})。

基于上述导频分配模式，接收端采用上述第一种处理方式进行信道估计的经过如图14所示，其具体处理过程如图15所示，对应以下步骤：

步骤1501、根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号处时域的信道反应。

由于本实施例所采用的导频分配模式中，OFDM符号包括导频OFDM符号和数据OFDM符号，其中，导频OFDM符号只包含导频子载波，数据OFDM符号则只包含数据，因此，在上述第一种处理方式中，根据位于同一OFDM符号的导频子载波上接收到的频域信号获取该OFDM符号处的时域信道反应，在本实施例中即为根据导频OFDM符号接收到的频域信号获取该导频OFDM符号处的时域信道反应。

假如第k个导频OFDM符号接收的时域信号序列为(S_k，0′，S_k，1′，...，S_{k，Np，data}′)，经过傅立叶变换，比如经过快速傅立叶变换(FFT)后，得到的频域接收信号序列为(D_k，0′，D_k，1′，...，D_{k，Np，data}′)，由于第k个导频OFDM符号所承载的频域信号序列为(D_k，0，D_k，1，...，D_{k，Np，data})，因此第k个导频OFDM符号处的频域信道反应为 $(\frac{D_{k,0}^{\′}}{D_{k,0}},\frac{D_{k,1}^{\′}}{D_{k,1}},\·\·\·,\frac{D_{{k,N}_{p,\mathrm{data}}}^{\′}}{D_{{k,N}_{p,\mathrm{data}}}}),$ 简记为(C_k，0 ^p，C_k，1 ^p，...，C_{k，Np，data} ^p)。将得到的频域反应(C_k，0 ^p，C_k，1 ^p，...，C_{k，Np，data} ^p)进行傅立叶逆变换，比如进行快速傅立叶逆变换(IFFT)，即可得到第k个导频OFDM符号处信道的时域信道反应，简记为(c_k，0 ^p，c_k，1 ^p，...，c_{k，Np，data} ^p)。

步骤1502、根据导频OFDM符号处的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息。该时域信道信息包括径的延迟、径的衰耗等。

在得到导频OFDM符号处的时域信道响应后，为减少信道噪声，还需要对这些信息进行分析，以获取有效的信道信息。

信道信息获取方法有两种，一种是简单截断法，可以在已知无线传输环境信道延迟范围的情况下使用；另一种是自适应的信道信息提取方法。

对于简单截断法来说，可以根据系统所支持的时延扩展来确定截断范围，比如，假设信道的延迟最多为N个采样点，此时可以直接对步骤1502中得到的导频OFDM符号处的时域信道反应(c_k，0 ^p，c_k，1 ^p，...，c_{k，Np，data} ^p)进行截断，且截断的范围略大于信道的最大延迟对应的采样点的个数，比如，截断范围为N’，且N’≥N。此时得到的第k个导频OFDM符号处的时域信道为(c_k，0 ^p，c_k，1 ^p，...，c_k，N′ ^p，0，...，0)，其中，0的个数为N_p，data-N′。

自适应的信道信息提取方法具体来说，是通过对一段时间连续接收到的导频OFDM符号的时域信道反应(c_k，0 ^p，c_k，1 ^p，...，c_{k，Np，data} ^p)进行分析，并选择其中的一部分最强径作为有效径，所选择的有效径不必是连续的。比如，在一段时间中可以选择(c_k，i0 ^p，c_k，i1 ^p，...，c_k，iM ^p)作为该段时间有效的信道信息。在确定了有效信道信息之后，用0来代替导频OFDM符号的时域信道反应中未被选中的时域信道值，这样，即可获得导频OFDM符号的时域信道信息。

另外，还可以对上述自适应的信道信息提取方法进行简化，比如，可以在该方法中融入截断。将简化后的方法称为自适应的截断法，具体来说，该方法首先需要确定截断长度N’，在确定N’时，可以首先对连续时间的导频OFDM符号处的时域信道反应(c_k，0 ^p，c_k，1 ^p，...，c_{k，Np，data} ^p)进行分析，以确定其能量集中的区域，并将该区域所对应的长度作为N’，该N’即为所确定的截断长度，获取N’之前所对应的所有时域信道值，然后用0来代替导频OFDM符号处的时域信道反应中未被选中，也即N’之后所有的时域信道值，从而确定了时域信道信息。

步骤1503、利用相邻导频OFDM符号处的时域信道信息，并利用特定的插值算法估计出数据OFDM符号处的时域信道信息。

在获取了导频OFDM符号处的时域信道信息(c_k，0 ^p，c_k，1 ^p，...，c_k，N′ ^p，0，...，0)之后，可以根据该信息进一步估计出数据OFDM符号处信道的时域信道信息(c_s，0 ^d，c_s，1 ^d，...，c_s，N′ ^d，0，...，0)，式中s为数据OFDM符号的编号。

具体来说，可以利用(...，c_k-1，i ^p，c_k，i ^p，c_k+1，i ^p，c_k+2，i ^p，...)来估计c_k*n+j，i ^d的值，式中j为数据OFDM符号在相邻两个导频OFDM符号之间的那些数据OFDM中的自然编号。

估计c_k*n+j，i ^d的值可以采用2l-1次拉格朗日插值，典型的估计公式为：

$c_{k*n+j,i}^d=\underset{m=-l+1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{k+m,i}^p\·\left(\frac{1}{\left(\underset{q=1}{\overset{l-m}{\mathrm{\Π}}}q\right)\·\left(\underset{q=-l+1-m}{\overset{-1}{\mathrm{\Π}}}q\right)}\right)\·\left(\frac{\underset{q=-l+1}{\overset{i}{\mathrm{\Π}}}(\frac{j}{n+1}-q)}{(\frac{j}{n+1}-m)}\right)$

其中，c_k+m，i ^p表示第k+m个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，c_k*n+j，i ^d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。

当采用一次拉格朗日插值，即线性插值时，上述公式可以简化为：

$c_{k*n+j,i}^d=c_{k,i}^p+\frac{j}{n+1}\·(c_{k+1,i}^p-c_{k,i}^p)$

其中，c_k，i ^p表示第k个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，c_k*n+j，i ^d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。

还可以采用2l-1次对数拉格朗日插值，典型的估计公式如下：

$\ln \left(c_{k*n+j,l}^d\right)=\underset{m=-l+1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}\ln \left(c_{k+m,i}^p\right)\·\left(\frac{1}{\left(\underset{q=1}{\overset{l-m}{\mathrm{\Π}}}q\right)\·\left(\underset{q=-l+1-m}{\overset{-1}{\mathrm{\Π}}}q\right)}\right)\·\left(\frac{\underset{q=-l+1}{\overset{l}{\mathrm{\Π}}}(\frac{j}{n+1}-q)}{(\frac{j}{n+1}-m)}\right)$

其中，c_k+m，i ^p表示第k+m个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，c_k*n+j，i ^d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。

同样，当采用一次对数拉格朗日插值，即对数线性插值时，上面的公式可以简化为：

$\ln \left(c_{k*n+j,i}^d\right)=\ln \left(c_{k,i}^p\right)+\frac{j}{n+1}\·\left(\ln \left(c_{k+1,i}^p\right)-\ln \left(c_{k,i}^p\right)\right)$

其中，c_k，i ^p表示第k个导频OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，c_k*n+j，i ^d表示第k*n+j个数据OFDM符号处第i个采样点处的时域信道值，n表示两个相邻导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的个数。

通过上述任何一个公式，都可以估计得到(c_s，0 ^d，c_s，1 ^d，...，c_s，N ^d)的值，在其后面添加N_d，data-N′个0，就可以得到(c_s，0 ^d，c_s，1 ^d，...，c_s，N′ ^d，0，...，0)。

步骤1504、利用得到的数据OFDM符号处的时域信道信息得到该数据OFDM符号处的频域信道信息。

具体来说，就是对得到的时域的第s个数据OFDM符号处的时域信道反应(c_s，0 ^d，c_s，1 ^d，...，c_s，N′ ^d，0，...，0)进行FFT，得到第s个数据OFDM符号处信道的频域反应(C_s，0 ^d，C_s，1 ^d，...，C_{s，Nd，data} ^d)。

通过上述步骤即实现了在规则的时间域上的导频OFDM符号与数据OFDM符号的分布作为导频分配模式的情况下，采用第一种处理方式进行信道估计。

当然，该处理过程也可以用于其他导频分配模式，比如，用于基于导频格点的导频分配模式下的信道估计，其具体处理过程与上述过程类似，因此，下面仅对其处理过程作简要说明。基于导频格点的一种导频分配模式如图16所示。基于该导频分配模式，第一种处理方式的具体流程如图17所示，对应以下步骤：

步骤1701、接收端根据接收到的时域接收信号得到导频所在子载波的频域接收信号。

步骤1702、根据位于同一OFDM符号的导频子载波上接收到的频域接收信号，获取相应OFDM符号处的时域信道反应。

步骤1703、从该时域信道反应中获取时域信道信息。该时域信道信息可以是径的延迟、径的衰耗等。

步骤1704、根据包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息，并采用特定的插值算法，估计出与该OFDM符号相邻、且包含数据的OFDM符号处的时域信道信息。

步骤1705、根据包含数据的OFDM符号处的时域信道信息得到对应承载数据的子载波处的频域信道信息。

上述对第一种处理方式作了详细的说明。由于第二种处理方式与第一种处理方式基本类似，因此只对采用第二种处理方式进行信道估计的过程作简要说明。仍然以在规则时间域上的导频OFDM符号与数据OFDM符号的分布作为导频分配模式为例，其信道估计的具体处理过程如图18所示，对应以下步骤：

步骤1801、根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号处时域的信道反应。

该过程与上述处理方法中的步骤1501相同。

步骤1802、从导频OFDM符号处信道的时域信道反应提取导频OFDM符号处的时域信道信息。该时域信道信息包括径的延迟、径的衰耗等。

该过程同样与上述处理方法中的步骤1502相同。

步骤1803、利用得到的导频OFDM符号处的时域信道信息得到对应导频OFDM符号处的频域信道信息。

步骤1804、利用相邻导频OFDM符号处的频域信道信息，并利用插值方法估计数据OFDM符号处的频域信道信息。

在步骤1804中采用的插值方法可以是2l-1次拉格朗日插值方法。

下面再以不规则的导频OFDM符号和数据OFDM符号的分布作为导频分配模式为例，对上述第三种处理方式进行说明。

不规则的导频OFDM符号和数据OFDM符号的分布如图19所示，每两个相邻OFDM符号之间包含的数据OFDM符号的数据个数可以不同，这种导频分配模式比较适用于信道变化缓慢的情形。针对这种导频分配模式，由于其中的OFDM符号包括导频OFDM符号和数据OFDM符号，且导频OFDM符号只包含导频子载波，数据OFDM符号则只包含数据，因此接收端采用第三种处理方式，具体是根据导频OFDM符号估计数据OFDM符号的频域信道信息，其处理过程如图20所示，具体包括以下步骤：

步骤2001、根据接收到的时域导频OFDM符号获取导频OFDM符号处时域的信道反应。

步骤2002、根据导频OFDM符号处的时域信道反应提取导频OFDM符号处时域信道信息。该时域信道信息包括径的延迟、径的衰耗等。

步骤2003、利用得到的导频OFDM符号处的时域信道信息，得到该导频OFDM符号处的频域信道信息。

步骤2004、直接把所得的导频OFDM符号处的频域信道信息作为该导频OFDM符号与下一个导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的频域信道信息。

当然，还可以对所得的导频OFDM符号处的频域信道信息进行修正，并将修正后的频域信道信息作为该导频OFDM符号与下一个导频OFDM符号之间的数据OFDM符号的频域信道信息。

本发明方案可以在信道环境变化情形以及高延迟情况下取得的较好的性能。具体来说，通过本发明方案，相对于理想的信道估计来说，在截断径数为32时，Vehicle A信道、30kmph情形下的信道估计结果如图21所示，性能损失小于0.3dB；Vehicle A信道、60kmph情形下的信道估计结果如图22所示，性能损失小于1.1dB。在截断径数为160时，在Vehicle B信道、30kmph的情形下，如图23所示，采用本发明方案得到的信道估计相对于理想信道估计来说，性能损失也小于0.7dB。

以上所述仅为本发明方案的较佳实施例，并不用以限定本发明的保护范围。

Claims (8)

1、一种在正交多路频分复用系统中实现信道估计的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

a.接收端根据接收到的时域接收信号得到导频所在子载波接收到的频域接收信号；

b.根据位于同一正交多路频分复用OFDM符号的导频子载波上接收到的频域接收信号，得到该包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息；

c.根据得到的所述导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息，得到与所述包含导频子载波的OFDM符号相邻、且包含数据的OFDM符号处的时域信道信息，并利用所述OFDM符号处的时域信道信息，得到数据符号所在子载波处的频域信道信息。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤b包括以下步骤：

b1.根据位于同一OFDM符号的导频子载波上接收到的频域接收信号，获取该OFDM符号处的时域信道反应；

b2.从得到的时域信道反应中提取相应的时域信道信息。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述步骤b1包括以下步骤：

b11.根据所述频域接收信号，以及发射端发射的相应OFDM符号中导频子载波上的频域信号，获取相应OFDM符号上对应导频子载波处的频域信道反应；

b12.根据所述频域信道反应得到相应OFDM符号处导频子载波的时域信道反应。

4、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述步骤b2包括：根据系统所支持的时延扩展，从步骤b1得到的时域信道反应中确定截断范围，获取该截断范围在所述时域信道反应中对应的时域信道值，并用0代替所述时域信道反应中被截去的时域信道值。

5、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述步骤b2包括：通过分析连续时间的OFDM符号处的时域信道反应，确定时域信道中一条以上的最强径，获取所述最强径所对应的时域信道值，并用0代替所述时域信道反应中未被选中的时域信道值。

6、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述步骤b2包括：通过分析连续时间的OFDM符号处的时域信道反应确定截断范围，获取该截断范围在所述时域信道反应中对应的时域信道值，并用0代替所述时域信道反应中未被选中的时域信道值。

7、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤c包括以下步骤：

c11.通过对包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息进行插值估计，得到与所述包含导频子载波的OFDM符号相邻、且包含数据的OFDM符号处的时域信道信息；

c12.对包含数据的OFDM符号处的时域信道信息进行傅立叶变换，得到相应的频域信道信息。

8、根据权利要求7所述的方法，其特征在于所述步骤c11中，所述对包含导频子载波的OFDM符号处的时域信道信息进行插值估计为：采用奇数次对数拉格朗日插值方法进行插值估计。

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