TWI474627B - 無線通訊接收器之信號處理技術 - Google Patents

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Description

無線通訊接收器之信號處理技術
此發明有關於無線通訊接收器中的信號處理，特別是有關於無線通道之等化。
過去數十年間，通道等化技術已被廣泛用於對付對頻率選擇性傳輸通道的符號間干擾。通道等化器近年來被發現適用於供分時多重接取(TDMA)及分碼多重接取(CDMA)行動無線系統使用的接收器。詳言之，在同步CDMA蜂巢式系統中，3GPP寬頻分碼多重接取(WCDMA)標準之正向鏈路就是一例，晶片級等化允許明顯改善習知的耙式接收器之性能。此改良對高速率資料傳輸尤其重要，3GPP高速下行鏈路封包接取(HSDPA)就是一例。
對單通道及多天線接收的情況而言，用於HSDPA接收器的晶片級等化器通常為基於一橫向濾波器結構的線性 等化器。晶片級等化器係數的計算通常以最小均方誤差(MMSE)準則為基礎，這可藉由一適應性規則或藉由區塊處理來實施，如例如以下文獻中所記載的：1997年5月在美國亞利桑那州鳳凰城舉行的IEEE Vehicular Technology Conference之論文集第1卷第203-207頁內由A.Klein所著之”Data Detection Algorithms Specially Designed for the Downlink of CDMA Mobile Radio Systems”、2003年10月在佛羅里達州奧蘭多舉行的IEEE Vehicular Technology Conference之論文集第4卷第2416-2420頁內由R.Love,K. Stewart,R. Bachu及A. Ghosh所著之”MMSE Equalization for UMTS HSDPA”及1999年9月在荷蘭阿姆斯特丹舉行的IEEE Vehicular Technology Conference之論文集第2卷第978-982頁內由M.Heikkila,P. Komulainen及J. Lilleberg所著之”Interference Suppression in CDMA Downlink through Adaptive Channel Equalization”。對大多數情況而言，線性等化器在性能與運算複雜性間提供良好的平衡，但是在存在有特定通道條件的情況下它們的運作極其受限。例如，波特間距 單通道線性等化不能解決通道零點接近z-平面之單位圓。在存在有多餘頻寬傳輸的情況下，可藉由使用分數間距 等化來緩解此問題，其中操作僅在不同的子通道之間存在有公共零點時受限。
單通道及接收分集等化之性能也可藉由一非線性 等化器結構而得以改良，例如利用決策回饋 等化技術。然而，就一HSDPA接收器而言，除了可能出現的決策錯誤傳播問題之外，實施一決策回饋等化器令成本顯著增加。
關於計算等化器係數，習知的MMSE準則之缺點在於依賴對輸入擾動(雜訊加干擾)之統計的特定假設。在此方面，一種更加穩健的方法可基於最小平方 (LS)準則來運算等化器係數而被提供，如例如由位於新澤西州(NJ)馬鞍河上游(Upper Saddle River)的Prentice Hall出版社於2001年出版之S.Haykin所著之”Adaptive Filter Theory ”及Prentice Hall出版社於1993年出版之由S.M. Kay所著之”Fundamentals of Statistical Signal Processing ”之第一卷：”Estimation Theory ”中所述。
習知的等化器在時域或頻域中實施。一MMSE等化器之時域及頻域實施之方塊圖分別繪示於第1圖及第2圖中。第1圖繪示一時域等化器實施，其中輸入信號x k 被施加給等化器濾波以導出等化器輸出樣本。等化器輸入信號x k 也用以基於10中導出的通道及雜訊估計值來計算等化器係數4。第2圖給出一頻域等化器實施之方塊圖，其中等化器輸入信號x k 藉由一離散傅立葉轉換(DFT)而被轉換到頻域，DFT可藉由一快速傅立葉轉換(FFT)2來有效實施。在此情況下，等化器係數的計算4及等化器濾波及等化器輸出樣本6的推導均在頻域中執行，且該等化器輸出接著藉由逆FFT(IFFT)8被轉換回時域。等化器係數的計算可以藉由FFT 12而被轉換到頻域的通道及雜訊估計值10為依據。
等化器係數之DFT、被取樣等效通道脈衝響應之DFT及雜訊自相關函數之DFT分別由W k 、H k 及N k 表示，k =0,...,N f -1。則，對一MMSE頻域等化器而言，得到頻域等化器係數：
其中為來自一提供服務的基地台的已接收信號功率(就一WCDMA/HSDPA接收器而言，其相當於已傳送複合晶片序列的方差)。接著，一資料區塊的等化藉由以下步驟而被執行：運算出已接收信號樣本之DFT，將頻域信號乘以頻域等化器係數W k ，及最終運算出所產生的頻域已等化信號之逆DFT。總的而言，頻域通道響應H k 及雜訊頻譜密度N k 的值可由通道脈衝響應及雜訊自相關函數之時域估計之DFT而獲得。可選擇地，視導頻符號設計而定，樣本H k 及N k 可在頻域中被直接估計出來。請注意，視通道之同調時間而定，等化器係數W k 可能並不總需要針對信號之每一DFT區塊而被重算。
若接收濾波器輸入處的干擾加雜訊樣本被模型化為均值為零且方差為的一白高斯過程，則由G k 來表示被取樣接收濾波器脈衝響應之DFT，k =0,...,N f -1，得到：
且(1)變為
其中若接收濾波器脈衝響應為一奈奎斯濾波器響應之精確平方根，則|G k |2 =1，k =0,...,N f -1。
以上方程式描述針對M =1個波特間距子通道(關於一WCDMA/HSDPA接收器的晶片率子通道)的頻域等化器設計。在M 2個波特間距子通道(關於一WCDMA/HSDPA接收器的晶片率子通道)的情況下，例如，就具有T c /M 間距係數的一分數間距線性等化器而言，或就針對M 個接收天線的一接收分集等化器而言，方程式(1)及(3)可被重寫為針對對應於M 個子通道的頻域等化器係數的M 個單獨的公式，m =0,...,M -1。例如，對一雙天線接收分集等化器而言，假定兩個分集分支有同一雜訊位準及同一接收濾波器響應，則方程式(3)變為：
就LS等化器而言，分別由P k 及R k 表示已接收信號與已傳送資料向量間之互相關性之DFT及已接收信號之自相關性之DFT,k =0,...,N f -1。則，運算出頻域等化器係數
且對M =2個波特間距子通道(關於一WCDMA/HSDPA接收器的晶片率子通道)而言，
如上所述，DFT及逆DFT之運算可以N f -點快速傅立葉轉換(FFT)及逆快速傅立葉轉換(IFFT)的方法而被有效實施。
當與FFT處理及循環前綴的使用相結合時，具有頻域等化的一單載波系統與一正交分頻多工(OFDM)系統實質上具有相同的性能及低複雜性。循環前綴的插入(即在超過最大預期通道延遲擴展的持續時間內，在最後的資料符號區塊的起始位置處重複同一區塊)對一OFDM系統及一單載波頻域等化器而言都是必要的，這是由於其防止與前一區塊資料的符號間干擾，且使已接收區塊呈現週期性，週期為N f -這產生一圓形摺積，這對透過一FFT運算來正確實施等化器濾波器之線性摺積而言是必要的。
若資料傳輸不包括一循環前綴，則頻域等化可能仍藉由基於重疊保留 或重疊相加 技術來劃分及重新組合資料而被實施，代價是實施成本增加。
等化器之一頻域實施通常優勢在於相對於一時域設計而言運算複雜性減小。實際上，用N 來表示每一子通道時域等化器係數的數目，在頻域中計算等化器係數的優勢在於需要2MN f 次實數除法而不是多維矩陣MN ×MN 的轉換。由於實施一矩陣轉換成本尤其高，故避免MN ×MN 矩陣轉換備受關注。
頻域處理也可藉由利用FTT/IFFT運算之效率來縮減與等化器濾波相關聯的成本，尤其是當等化器係數的數目較大時。
因此，對一時域實施而言，頻域設計總的來說相當於運算複雜性減小，尤其是當等化器分接頭數目較大時。然而，以上成本節約針對較短的等化器而言減小，且在已接收信號中無循環前綴而需要實施重疊及保留或重疊及相加技術的情況下進一步減小。
廣泛而言，等化器時間間隔應被設計成至少大於最大通道延遲擴展-對一線性等化器而言，為了具體實現通道振幅及相位特性，所需的等化器係數之數目可能是通道長度的若干倍。對利用一循環前綴的一頻域等化器而言，還應考量的是FFT區塊長度應是最大通道延遲擴展的若干倍長，以使傳輸額外負擔因循環前綴的插入而最小化。
本發明之目的在於提供一改良通道等化器。
在一層面中，本發明提供一種使透過一無線通訊通道而被接收的一無線電信號之數位樣本等化的方法，其包含以下步驟：接收該無線電信號之數位樣本；在頻域中計算等化器係數；將等化器係數從頻域轉換到時域；使用已轉換之時域等化器係數來使數位樣本在時域中等化。
在另一層面中，本發明提供用在一無線無線電接收器中的一等化器，且其包含：用以接收透過一無線通訊通道而被接收的一無線電信號之數位樣本之裝置；用以在頻域中計算等化器係數之裝置；用以將等化器係數從頻域轉換到時域之裝置；及用以使用已轉換之時域等化器係數來使數位樣本在時域中等化之裝置。
本發明還提供一無線接收器，其包含被配置成執行實施上文所定義的一等化方法的一程式碼序列的一接收器及當由處理器執行時用以實施該方法的一電腦程式產品。
一混合的時域/頻域等化器設計將在下文中加以討論，其中等化器係數的計算在頻域中執行，藉由IFFT而被轉換到時域，且接著供一時域等化器濾波器使用。一新穎的頻譜規則化技術可應用在頻域中以限制所產生的時域等化器分接頭權數向量之時間間隔。
所提出的方法對實施具有相對較少係數的線性等化器尤其有利。
圖式簡單說明
為了更好地理解本發明且為了顯示本發明可如何被付諸實施，現在將以舉例方式參照附圖，其中：第1圖為一時域MMSE等化器之一示意方塊圖；第2圖為一頻域MMSE等化器之一示意方塊圖；第3圖為一混合的時域/頻域MMSE等化器之一方塊圖；第4圖為一混合的時域/頻域LS等化器之一示意方塊圖；第5圖為計算一混合的時域/頻域LS等化器之互相關及自相關函數之一示意方塊圖(M =2個子通道)；第6圖為計算一混合的時域/頻域LS等化器之頻域係數之一示意方塊圖(M =2個子通道)；第7圖為計算一混合的時域/頻域等化器之時域係數之一示意方塊圖(M =2個子通道)；第8圖為一混合的時域/頻域等化器之等化器濾波之一示意方塊圖(M =2個子通道)；第9圖為一混合的時域/頻域等化器之脈衝響應截除之一示意方塊圖。
一混合的時域/頻域等化器實施被加以描述，其中等化器係數的計算在頻域中執行，藉由IFFT而被轉換到時域，且接著供一時域等化器濾波器使用。該等化器可能位於一無線接收器中，該無線接收器可能包含在一行動終端機或一基地台中。
第3圖為繪示應用於MMSE等化實例的混合的時域/頻域等化器之構想的一方塊圖。與第2圖中一樣，一通道及雜訊估計函數10將時域中的值供給一快速傅立葉轉換(FFT)12，快速傅立葉轉換(FFT)12將它們轉換到頻域來計算等化器係數4’。然而，第3圖之架構與第2圖之架構間明顯的不同之處在於已接收信號x k 被供給在時域中工作的一等化器濾波函數6。使用逆FFT(IFFT)15，等化器係數從頻域被轉換到時域，且接著被供給等化器濾波函數6。
W k 、H k 及N k 分別表示等化器係數之FFT、被取樣等效通道脈衝響應之FFT及雜訊自相關函數之FFT，k =0,...,N f -1，頻域MMSE等化器係數仍由已討論過的方程式(1)或(3)給出。總的來說，頻域通道響應H k 及雜訊頻譜密度N k 的值可由通道脈衝響應及雜訊自相關函數之時域估計之FFT而得到。可選擇地，視導頻符號設計而定，樣本H k 及N k 可在頻域中被直接估計出來。
如在第2圖之頻域設計情況下，對M 2個波特間距子通道(關於一WCDMA/HSDPA接收器的晶片率子通道)而言，例如，就具有T c /M 間距係數的一分數間距線性等化器而言，或就針對M 個接收天線的一接收分集等化器而言，方程式(1)及(3)可被重寫為針對對應於M 個子通道的頻域等化器係數的M 個單獨的公式，m =0,...,M -1，參見，例如方程式(4)。
就一MMSE等化器而言，作為第3圖之實施的一替代者，方程式(1)、(3)或(4)的量可被獲得作為在時域中運算出來的通道脈衝響應相關性之FFT。
第4圖描繪一混合的時域/頻域LS等化器之一示意方塊圖。與第3圖之架構中一樣，一FFT 12將由時域已接收信號x k 導出的時域值轉換到頻域。然而，在此情況下，值由在時域中運算輸入信號x k 與資料向量d k 間的互相關性及輸入信號x k 之自相關性而產生，也如第5圖中(方塊16)所示。第4圖之等化器係數計算函數4”在頻域中計算LS等化器係數，且一IFFT函數15將它們轉換到時域，供時域等化器濾波函數6使用。作為第4圖之架構的替代者，就一LS等化器而言，輸入信號及資料向量之自相關及互相關性可在頻域中被計算出來。
第5圖為較詳細地繪示輸入信號x k 與資料向量d k 之互相關函數及輸入信號x k 之自相關函數之計算的一示意方塊圖。第4圖之FFT 12更明確地繪示於第5圖中作為各對應於一特定相關性的一組轉換函數。
就一LS等化器而言，雖然在頻域中計算輸入信號向量之自相關及互相關性可能相當於運算節約，但是在時域中運算輸入信號與資料向量間之相關性也有性能及運算優勢。我們考量兩種情況，其中i)已接收信號之自相關性及已接收信號與已傳送資料間之互相關性二者皆在時域中被運算出來且接著被轉換到頻域，且ii)僅上述兩個量中的一者(例如互相關性)在時域中被運算出來且接著被轉換到頻域，而另一個量在頻域中被直接運算出來。
在頻域中計算方程式(5)中的輸入信號相關性R k ，k =0,...,N f -1或方程式(6)中的，m 1 ,m 2 =1,2，k =0,...,N f -1需要輸入信號之傅立葉轉換可用。為了簡單起見，考量M=1的情況，且由來表示輸入信號x k 之時間平均自相關性，=0,...,N -1，
其中k 為輸入樣本的數目(每一子通道)。觀察到方程式(7)中的資料區塊長度K 遠大於輸出區塊長度N ，以致不足以選擇K 階的一傅立葉轉換大小。為了使用一較小的傅立葉轉換大小，方程式(7)中的總數可被分成長度 N 的段：
其中，
其中=0,...,N -1，i =0,...,L -1，且LN =K -N +1。則，我們定義
z i , k =x k + N -1+ iN 　k =N ,...,2N -1.　(11)
以此表示法，我們寫出
且考量循環相關性
我們得到
令X i,k 及Z i,k 分別表示x i,k 及z i,k 之DFT，則我們可運算出
或觀察到z i,k =x i,k +x i+1,k- N (參見例如R. E. Blahut，”Fast Algorithms for Digital Signal Processing ”,Reading,MA: Addison-Wesley,1985)
為了在時域中獲得相關性，將導出量
且保留由運算S k 之逆傅立葉轉換所獲得的值的一半(重疊保留)。
我們注意到，在區塊長度N 明顯大於明顯不同於零處的最大相關遲延的情況下，頻域樣本R k 之一可接受的近似值可藉由考量以下量而獲得：
且僅運算出
及
因為相對於原始表達式(13)，落後個時期的計算(20)僅累加(N-)/N個非零信號產物，故方程式(20)中的近似值可藉由補償一適合的縮放比例而被加以改良。
第6圖為較詳細繪示對於M =2個晶片率子通道的一混合的時域/頻域LS等化器之頻域等化器係數函數4”之計算的一示意方塊圖。
第7圖較詳細地繪示對於M =2個晶片率子通道的混合的時域/頻域LS等化器之時域等化器係數之計算。IFFT函數15被繪示為兩個單獨的函數，得到信號子通道中每一者之係數之傅立葉轉換。
第8圖為較詳細地繪示對於M =2個晶片率子通道的混合的時域/頻域LS等化器之等化器濾波函數6的一示意方塊圖。
以上之混合的時域/頻域設計意味著用於時域濾波的等化器係數的數目N 應該等於IFFT大小N f 。此條件例如可藉由截除由例如第9圖中所示之IFFT所獲得的時域等化器響應被放寬。此簡單的方法可能對進一步限制時域濾波之成本是有利的。然而，此方法是次最佳的：截除原始的等化器脈衝響應通常將導致等化器容量減小以中和符號間干擾(ISI)，且因此等化器性能降級。顯然，此性能降級對應於由將等化器長度從N f 截除至N 所導致的能量損耗。
與在IFFT之後截除等化器脈衝響應相關聯之性能降級可通過頻譜規則化 而大幅減小。
我們觀察到唯若截除等化器脈衝響應已產生相對於長度為N f 的原始等化器脈衝響應的一不可忽視的能量損耗 時，才會使等化器性能降級。之後，為了減小由截除所導致的能量損耗，長度為N f 的原始的等化器脈衝響應應該必須使能量集中在參考等化器係數的附近，長度為N 的一時間窗內。這可藉由一簡單的頻譜規則化 而實現，這主要為藉由加入對應於一虛擬的加成性白雜訊之功率頻譜密度的一固定的雜訊項來調整頻域等化器係數之計算。例如，利用頻譜規則化，方程式(1)變為
其中λ 為規則化係數 。同樣地，方程式(5)被重寫為：
一加成性虛擬白雜訊項的存在將使所產生的等化器頻域響應平滑化，減小振幅及相變之斜率(即減小頻率響應之「頻譜」成份)-這進而將減小對應的等化器脈衝響應之時間間隔。
上述實施例為一混合的時域/頻域等化器之一新的一般構想之範例，使得一設計者有可能實施相對於基於習知的時域或頻域等化器而可實現者而言更加有效的取捨。例如，就一HSDPA晶片級等化器而言，在都市環境中的最大延遲擴展通常低於5μs的情況下，一線性晶片間距等化器之係數的數目N 應該大於20。對N 的值像64或32一樣小時，一頻域設計之成本節約變得相對較小。詳言之，儘管顯然避免在運算等化器係數時實施一矩陣轉換總是有利的，但是在存在能夠執行有效的並行處理的接收器硬體平台之特定架構的情況下，頻域濾波相對於時域濾波之成本節約可能會輕易消失。已知的先前技術完全在時域中或完全在頻域中考慮等化器實施。這包括MMSE等化器、LS等化器及基於其他成本函數的等化策略。
實施例還藉由使用頻譜規則化為與選擇比FFT大小短的一時域濾波器長度相關聯之可能出現的性能降級問題提供一解決方案。
提出的等化器實施具有以下優勢：
‧　在無循環前綴的情況下運算複雜性減小，尤其是對實施具有相對較少係數的線性等化器而言。
‧　在無循環前綴的情況下在頻域中計算等化器係數，而不需要重疊保留或重疊相加技術。
‧　對在時域中計算輸入信號與資料向量間之相關性的LS等化有性能及運算優勢。
‧　藉由簡單使用規則化來減小由於可能出現的時域等化器濾波器的減小而導致的性能降級。
本發明適用於可能受符號間干擾影響的無線通訊系統，且大體上適用於可能得益於等化技術的任一應用。
將瞭解的是本文所述之實施裝置，諸如計算裝置、轉換裝置、等化裝置等，可在硬體或軟體中以任一種適合的方式來實施。當以軟體來實施時，它們可藉由儲存在一記憶體中並由一處理器執行的程式碼序列而被實施。
2‧‧‧快速傅立葉轉換(FFT)
4’‧‧‧等化器係數計算
4”‧‧‧等化器係數計算函數
6‧‧‧等化器濾波函數/時域等化器濾波函數
8‧‧‧逆FFT(IFFT)
10‧‧‧通道及雜訊估計函數
12‧‧‧快速傅立葉轉換(FFT)/FFT
15‧‧‧IFFT
16‧‧‧方塊
x k ‧‧‧輸入信號
W k ‧‧‧等化器係數之DFT
H k ‧‧‧被取樣等效通道脈衝響應之DFT
N k ‧‧‧雜訊自相關函數之DFT
P k ‧‧‧已接收信號與已傳送資料向量間之互相關性之DFT
R k ‧‧‧已接收信號之自相關性之DFT
λ ‧‧‧規則化係數
第1圖為一時域MMSE等化器之一示意方塊圖；
第2圖為一頻域MMSE等化器之一示意方塊圖；
第3圖為一混合的時域/頻域MMSE等化器之一方塊圖；
第4圖為一混合的時域/頻域LS等化器之一示意方塊圖；
第5圖為計算一混合的時域/頻域LS等化器之互相關及自相關函數之一示意方塊圖(M =2個子通道)；第6圖為計算一混合的時域/頻域LS等化器之頻域係數之一示意方塊圖(M =2個子通道)；第7圖為計算一混合的時域/頻域等化器之時域係數之一示意方塊圖(M =2個子通道)；第8圖為一混合的時域/頻域等化器之等化器濾波之一示意方塊圖(M =2個子通道)；第9圖為一混合的時域/頻域等化器之脈衝響應截除之一示意方塊圖。
4’．．．等化器係數計算
6．．．等化器濾波函數/時域等化器濾波函數
10．．．通道及雜訊估計函數
12．．．快速傅立葉轉換(FFT)/FFT
15．．．逆FFT(IFFT)
x k ．．．輸入信號
W k ．．．等化器係數之DFT
H k ．．．被取樣等效通道脈衝響應之DFT
N k ．．．雜訊自相關函數之DFT

Claims (24)

  1. 一種使透過一無線通訊通道接收的一無線電信號之數位樣本等化的方法，其包含以下步驟：接收該無線電信號之數位樣本；在頻域中計算等化器係數，該計算包含藉由含括一固定規則化參數來規則化該等等化器係數；將該等等化器係數從頻域轉換到時域；將時域之等化器係數之數目從一第一數目截短至一第二數目，該第一數目等於實施該轉換之步驟的一轉換函數的大小；使用已轉換至時域之該等等化器係數來使該等數位樣本在時域中等化。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該等化之步驟為最小均方誤差(MMSE)等化。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之方法，其包含將時域通道係數轉換到頻域以供計算等化係數之用。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之方法，其包含將時域雜訊估計值轉換到頻域以供計算等化係數之用。
  5. 如申請專利範圍第2項所述之方法，其包含在頻域中估計通道係數以供計算該等等化器係數之用。
  6. 如申請專利範圍第2項所述之方法，其包含在頻域中估計雜訊頻譜密度係數以供計算該等等化器係數之用。
  7. 如申請專利範圍第2項所述之方法，其中該計算之步驟使用得自於等效接收濾波器之頻率響應的一參數。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該等化之步驟為最小平方(LS)等化。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之方法，其包含將來自該等數位樣本的相關值從時域轉換到頻域以供計算該等等化器係數之用。
  10. 如申請專利範圍第8項所述之方法，其包含將來自該等數位樣本的相關值及至少一資料向量從時域轉換到頻域以供計算該等等化器係數之用。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之方法，其包含將該等數位樣本從時域轉換到頻域且在頻域中計算相關值以供計算該等等化器係數之用。
  12. 一種使用在一無線之無線電接收器中的等化器，且其包含：用以接收透過一無線通訊通道接收的一無線電信號之數位樣本之裝置；用以在頻域中計算等化器係數之裝置，該計算包含提供一固定規則化參數來規則化該等等化器係數；用以將該等等化器係數從頻域轉換到時域之裝置；用以將時域之等化器係數之數目從一第一數目截短至一第二數目之裝置，該第一數目等於由該轉換之步驟實施之一轉換函數的大小；及用以使用已轉換至時域之該等等化器係數來使該等數位樣本在時域中等化之裝置。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之等化器，其中用以計算該 等等化器係數之裝置依據MMSE等化而運作。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之等化器，其包含用以將時域之通道係數轉換到頻域且將已轉換之該等通道係數提供給該用以計算之裝置的裝置。
  15. 如申請專利範圍第13項所述之等化器，其包含用以將時域雜訊估計值轉換到頻域且將已轉換之該等通道係數提供給該用以計算之裝置的裝置。
  16. 如申請專利範圍第12項所述之等化器，其包含用以在頻域中估計通道係數且將已估計之該等通道係數提供給該用以計算之裝置的裝置。
  17. 如申請專利範圍第12項所述之等化器，其包含用以在頻域中估計雜訊頻譜密度係數且將已估計之該等通道係數提供給該用以計算之裝置的裝置。
  18. 如申請專利範圍第12項所述之等化器，其中該用以計算之裝置依據最小平方(LS)等化來運作。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之等化器，其包含用以使該等數位樣本在時域中相關之裝置，及用以將相關值轉換到頻域且將已轉換之該等相關值提供給該用以計算之裝置的裝置。
  20. 如申請專利範圍.第18項所述之等化器，其包含用以使該等數位樣本及至少一資料向量在時域中相關之裝置，及用以將相關值轉換到頻域且將已轉換之該等相關值提供給該用以計算之裝置的裝置。
  21. 如申請專利範圍第12項所述之等化器，其中該用以將等 化器係數轉換到時域之裝置包含一逆快速傅立葉轉換。
  22. 一種無線接收器，其包含被配置成執行用以實施一等化方法的一程式碼序列的一處理器，該方法包含：接收無線電信號之數位樣本；在頻域中計算等化器係數，該計算包含藉由含括一固定規則化參數來規則化該等等化器係數；將該等等化器係數從頻域轉換到時域；將時域之等化器係數之數目從一第一數目截短至一第二數目，該第一數目等於實施該轉換之步驟的一轉換函數的大小；以及使用已轉換至時域之該等等化器係數來使該等數位樣本在時域中等化。
  23. 一種電腦程式產品，其包含儲存在一非暫時性電腦可讀媒體之程式碼，當由一處理器執行時，實施如申請專利範圍第1項所述之等化的方法。
  24. 一種無線接收器，其包含如申請專利範圍第12項所述之等化器。
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB201001469D0 (en) 2010-01-29 2010-03-17 Icera Inc Signal processing in wireless communication receivers
US8625697B2 (en) * 2011-07-08 2014-01-07 I-Shou University OFDM beamformer, and a signal receiving system incorporating the same
US8743946B2 (en) * 2011-09-08 2014-06-03 Texas Instruments Incorporated Frequency-domain equalization and combining for single carrier transmission
US8781421B2 (en) * 2012-09-28 2014-07-15 Silicon Laboratories Inc. Time-domain diversity combining of signals for broadcast receivers
US9025653B1 (en) * 2013-10-28 2015-05-05 Broadcom Corporation Blind frequency domain interference aware chip-level equalization
TWI575901B (zh) * 2015-06-17 2017-03-21 晨星半導體股份有限公司 通道效應消除裝置及通道效應消除方法
TWI627846B (zh) * 2016-03-30 2018-06-21 晨星半導體股份有限公司 等化增強模組、解調變系統以及等化增強方法
TWI640180B (zh) * 2016-12-21 2018-11-01 晨星半導體股份有限公司 時域等化器及其信號處理方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020037058A1 (en) * 2000-07-07 2002-03-28 Koninklijke Philips Electronics N.V. Frequency-domain equalizer for terrestrial digital TV reception
US20070058735A1 (en) * 2005-09-13 2007-03-15 Sbc Knowledge Ventures Lp Method and apparatus for equalizing signals
US20080253432A1 (en) * 2004-05-13 2008-10-16 Ntt Docomo, Inc. Noise power estimation apparatus, noise power estimation method and signal detection apparatus

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7254171B2 (en) * 2000-01-20 2007-08-07 Nortel Networks Limited Equaliser for digital communications systems and method of equalisation
US7792184B2 (en) 2003-04-24 2010-09-07 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for determining coefficient of an equalizer
US7570689B2 (en) * 2005-02-14 2009-08-04 Interdigital Technology Corporation Advanced receiver with sliding window block linear equalizer
US7929597B2 (en) 2005-11-15 2011-04-19 Qualcomm Incorporated Equalizer for a receiver in a wireless communication system
US7684526B2 (en) 2006-09-21 2010-03-23 Broadcom Corporation Frequency domain equalizer for dual antenna radio
US7889822B2 (en) * 2006-09-21 2011-02-15 Broadcom Corporation Frequency domain equalizer with one dominant interference cancellation for dual antenna radio
GB201001469D0 (en) 2010-01-29 2010-03-17 Icera Inc Signal processing in wireless communication receivers

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020037058A1 (en) * 2000-07-07 2002-03-28 Koninklijke Philips Electronics N.V. Frequency-domain equalizer for terrestrial digital TV reception
US20080253432A1 (en) * 2004-05-13 2008-10-16 Ntt Docomo, Inc. Noise power estimation apparatus, noise power estimation method and signal detection apparatus
US20070058735A1 (en) * 2005-09-13 2007-03-15 Sbc Knowledge Ventures Lp Method and apparatus for equalizing signals

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