DE112011100362B4

DE112011100362B4 - Signalverarbeitung in kabellosen Kommunikationsempfängern

Info

Publication number: DE112011100362B4
Application number: DE112011100362.5T
Authority: DE
Inventors: Steve Allpress; Carlo Luschi; Simon Nicholas Walker
Original assignee: Nvidia Technology UK Ltd
Current assignee: Nvidia Technology UK Ltd
Priority date: 2010-01-29
Filing date: 2011-01-27
Publication date: 2020-06-18
Anticipated expiration: 2031-01-28
Also published as: GB201212845D0; TWI474627B; US20120294350A1; GB201001469D0; GB2491052B; WO2011092255A1; US8824537B2; GB2491052A; DE112011100362T5; TW201203877A

Abstract

Ein Verfahren zum Entzerren digitaler Abtastwerte eines Funksignals, das über einen kabellosen Kommunikationskanal empfangen wird, wobei das Verfahren umfasst:
Empfangen von digitalen Abtastwerten des Funksignals;
Berechnen von Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich, wobei das Berechnen ein Regulieren der Entzerrerkoeffizienten durch Berücksichtigung eines festgelegten Regelungsparameters umfasst;
Transformieren der Entzerrerkoeffizienten vom Frequenzbereich in den Zeitbereich,
Abschneiden einer Anzahl an Entzerrerkoeffizienten von einer ersten Anzahl zu einer zweiten Anzahl, wobei die erste Anzahl gleich ist zur Größe einer Transformationsfunktion, die den Transformationsschritt einrichtet; und
Entzerren der digitalen Abtastwerte im Zeitbereich unter Anwendung der transformierten Zeitbereichsentzerrerkoeffizienten.

Description

Diese Erfindung betrifft die Signalverarbeitung in kabellosen Kommunikationsempfängern und betrifft insbesondere die Entzerrung bzw. die Angleichung des kabellosen Kanals.
Kanalentzerrungstechniken werden in den letzten Jahrzehnten weithin angewendet, um die Zwischensymbolstörung bzw. Interferenz auf frequenzselektiven Übertragungskanälen zu reduzieren. Kanalentzerrer werden in jüngerer Zeit den Empfängern für mobile kabellose Systeme mit Zeitdivisions-Mehrfachzugriff (TDMA) und Codedivisions-Mehrfachzugriff (CDMA) verwendet. Insbesondere in Synchronen CDMA-Funksystemen, etwa im Falle der Vorwärtsverbindung des 3GPP-Weitbereichsstandards mit Codedivisions-Mehrfachzugriff (WCDMA), ermöglicht eine Entzerrung bzw. Angleichung auf Chipebene eine deutliche Verbesserung des Leistungsverhaltens von konventionellen Rake-Empfängern bzw. Rechen-Empfängern. Diese Verbesserung ist insbesondere für die Datenübertragung mit hoher Rate wichtig, etwa bei 3 GPP Hochgeschwindigkeits-Abwärtsverbindungs-Paketzugriff (HSDPA).
Entzerrer auf Chipebene für HSDPA-Empfänger sind typischer Weise lineare Entzerrer bzw. Equalizer auf der Grundlage einer transversalen Filterstruktur sowohl für den Empfang mit Einzelkanal als auch mit mehreren Antennen. Die Berechnung der Koeffizienten für den Entzerrer auf Chipebene beruht für gewöhnlich auf dem Kriterium des kleinsten mittleren quadratischen Fehlers (MMSE), das durch eine Adaptionsregel oder durch Blockverarbeitung eingerichtet wird, wie dies beispielsweise in A. Klein, „Data Detection Algorithms Specially Designed for the Downlink of CDMA Mobile Radio Systems", in Proc.IEEE Vehicular Technology Conference, Band 1, Phoenix, AZ, Mai 1997, Seiten 203-207, R. Love, K. Stewart, R. Bachu, and A. Ghosh, „ MMSE Equalization for UMTS HSDPA", IEEE Vehicular Technology Conference, Band 4, Orlando, FL, Oktober 2003, Seiten 2416-2420, und M. Heikkila, P. Komulainen, und J. Lilleberg, „Interference Suppression in CDMA Downlink through Adaptive Channel Equalization“, IEEE Vehicular Technology Conference, Band 2, Amsterdam, Niederlande, September 1999, Seiten 978-982 beschrieben ist.. Für die meisten Bedingungen liefern lineare Entzerrer einen guten Kompromiss zwischen Leistungsverhalten und Rechenaufwand, wobei jedoch ihre Arbeitsweise bei Vorliegen spezieller Kanalbedingungen deutlich eingeschränkt ist. Beispielsweise kann eine Baud-beabstandete lineare Einzelkanalentzerrung nicht mit den Kanal-Nullstellen, die nahe am Einheitskreis der z-Ebene liegen, umgehen. Bei Übertragung mit äußerst großem Bandbreitenaufkommen kann dieses Problem umgangen werden durch die Verwendung einer geringfügig-beanstandeten Entzerrung, wobei die Funktionsweise lediglich durch die Anwesenheit gemeinsamer Nullen in den unterschiedlichen Subkanälen begrenzt ist.
Das Leistungsvermögen einer Einzelkanalentzerrung und einer Empfangsdiversitäts-Entzerrung kann ebenfalls durch eine nicht lineare Entzerrerstruktur, etwa beispielsweise bei Entzerrern mit Entscheidungsrückkopplung, verbessert werden. Im Falle eines HSDPA-Empfängers erfordert, neben möglichen Problemen bei der Entscheidungsfehlerausbreitung, jedoch die Implementierung eines Entzerrers mit Entscheidungsrückkopplung einen signifikanten zusätzlichen Kostenaufwand.
Im Hinblick auf die Berechnung der Entzerrerkoeffizienten besitzt das konventionelle MMSE-Kriterium den Nachteil, dass es auf speziellen Annahmen über die Statistik der Eingangsstörung (Rauschen plus Interferenz). In dieser Hinsicht kann eine robuste Vorgehensweise bereitgestellt werden, indem die Entzerrerkoeffizienten auf der Grundlage des Kriteriums mit den kleinsten Quadraten (LS) berechnet werden, wie dies beispielsweise beschrieben ist in S. Haykin, Adaptive Filter Theory, Upper Saddle River, NJ: Prentice Hall, 2001, und S. M. Kay, Fundamentals of Statistical Signal Processing, Band 1:Estimation Theory, Upper Saddle River, NJ: Prentice Hall, 1993.
Konventionelle Entzerrer werden im Zeitbereich oder im Frequenzbereich eingerichtet. Die Blockdiagramme der entsprechenden Implementierungen im Zeitbereich und im Frequenzbereich eines MMSE-Entzerrers sind in 1 bzw. in 2 gezeigt. 1 zeigt eine Entzerrerimplementierung im Zeitbereich, wobei das Eingangssignal x_k einer Entzerrerfilterung unterzogen wird, um Entzerrerausgangsabtastwerte abzuleiten. Das Entzerrereingangssignal x_k wird auch für die Berechnung der Entzerrerkoeffizienten 4 auf der Grundlage von Kanal- und Rauschabschätzwerten, die in 10 abgeleitet werden, berechnet. 2 gibt eine Blockansicht einer Entzerrerimplementierung im Frequenzbereich an, wobei das Entzerrereingangssignal x_k in den Frequenzbereich mittels einer diskreten Fourier-Transformation (DFT) umgewandelt wird, wobei diese effizient mittels einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) 2 eingerichtet werden kann. In diesem Falle werden sowohl die Berechnung 4 der Entzerrerkoeffizienten und die Entzerrerfilterung und Ableitung der Entzerrerausgangsabtastwerte 6 im Frequenzbereich ausgeführt, und der Entzerrerausgang wird dann mittels einer inversen FFT (IFFT) 8 in den Zeitbereich zurück transformiert. Die Berechnung der Entzerrerkoeffizienten kann auf Kanal- und Rauschabschätzwerden 10 beruhen, die mittels der FFT 12 in den Frequenzbereich transformiert werden.
Durch W_k , H_k und N_k , k = 0,..., N_f - 1 sind bezeichnet die DFT der Entzerrerkoeffizienten, die äquivalenten Kanalimpulsantworten und die Rauschautokorrelationsfunktion in Form von Abtastwerten. Somit erhält man für einen MMSE-Entzerrer im Frequenzbereich die Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich $W_{k} = \frac{H_{k}^{*}}{{| H_{k} |}^{2} + \frac{1}{σ_{d}^{2}} N_{k}},$
wobei $σ_{d}^{2}$
die von einer aktiven Basisstation empfangene Signalleistung ist (welche im Falle eines WCDMA/HSDPA-Empfängers der Varianz der gesendeten zusammengesetzten Blocksequenz entspricht). Anschließend wird die Entzerrung bzw. Angleichung eines Blocks aus Daten ausgeführt, indem die DFT der empfangenen Signalabtastwerte berechnet, das Signal im Frequenzbereich mit den Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich W_k multipliziert und schließlich die inverse DFT des resultierenden entzerrten Signals im Frequenzbereich berechnet wird. Im Allgemeinen können die Werte der Kanalantwort im Frequenzbereich H_k und die spektrale Rauschdichte N_k durch DFT der Abschätzungen im Zeitbereich der Kanalimpulsantwort und der Rauschautokorrelationsfunktion ermittelt werden. Alternativ können abhängig von der Gestaltung der Pilotsymbole die Abtastwerte H_k und N_k direkt im Frequenzbereich abgeschätzt werden.
Zu beachten ist, dass abhängig von der Kohärenzzeit des Kanals, die Entzerrerkoeffizienten W_k für jeden DFT-Block des Signals nicht immer neu errechnet werden müssen.
Wenn die Interferenz plus Rauschabtastwerte am Eingang des Empfangsfilters als ein Prozess mit weissem Gauß‘schen Rauschen mit einem Mittelwert von Null und einer Varianz $σ_{n}^{2},$
modelliert werden, und wenn die DFT der abgetasteten Empfangsfilterimpulsantwort durch G_k, k = 0,..., N_f - 1 ausgedrückt ist, erhält man $N_{k} = σ_{n}^{2} {| G_{k} |}^{2}$
und (1) wird zu $W_{k} = \frac{H_{k}^{*}}{{| H_{k} |}^{2} + \frac{σ_{n}^{2}}{σ_{d}^{2}} {| G_{k} |}^{2}},$
wobei |G_k|² = 1 for k = 0,..., N_f -1 wenn die Empfangsfilterimpulsantwort die exakte Quadratwurzel einer Nyquist-Filterantwort ist.
Die obigen Gleichungen beschreiben die Gestaltung des Entzerrers im Frequenzbereich für M = 1 Baud-beabstandete Subkanäle (Blockratensubkanäle im Falle eines WCDMA/HSDPA-Empfängers). Mit M ≥ 2 Baud-beabstandeten Subkanälen (Blockratensubkanäle im Falle eines WCDMA/HSDPA-Empfängers), beispielsweise im Falle eines geringfügig beabstandeten linearen Entzerrers mit T_c/M beabstandeten Koeffizienten, oder im Falle eines Entzerrers für Empfangsdiversität für M Empfangsantennen, können die Gleichungen (1) und (3) als M separate Formeln für die Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich $W_{k}^{(m)}$
geschrieben werden, die den M Subkanälen $H_{k}^{(m)},$
m = 0, ..., M - 1 entsprechen. Beispielsweise wird für einen Entzerrer für Empfangsdiversität mit Antennten unter Annahme, dass der gleiche Rauschpegel und die gleiche Empfangsfilterantwort für die beiden Diversitätszweige vorliegt, die Gleichung (3) zu $\begin{array}{l} W_{k}^{(0)} = \frac{H_{k}^{{(0)}^{*}}}{{| H_{k}^{(0)} |}^{2} + {| H_{k}^{(1)} |}^{2} + \frac{σ_{n}^{2}}{σ_{d}^{2}} {| G_{k} |}^{2}} \\ W_{k}^{(1)} = \frac{H_{k}^{{(1)}^{*}}}{{| H_{k}^{(0)} |}^{2} + {| H_{k}^{(1)} |}^{2} + \frac{σ_{n}^{2}}{σ_{d}^{2}} {| G_{k} |}^{2}} \end{array}$
Im Falle eines LS-Entzerrers sei durch P_k und R_k , k = 0,..., N_f - 1 die DFT der Kreuzkorrelation zwischen dem empfangenen Signal und dem gesendeten Datenvektor bzw. die Autokorrelation des empfangenen Signals bezeichnet. In diesem Falle warden die Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich berechnet zu $W_{k} = \frac{P_{k}}{R_{k}},$
und für M = 2 Baud-beabstandete Subkanäle (Blockratensubkanäle im Falle eines WCDMA/HSDPA-Empfängers) erhält man $\begin{array}{l} W_{k}^{(0)} = \frac{P_{k}^{(0)} R_{k}^{(1,1)} - P_{k}^{(1)} R_{k}^{{(0,1)}^{*}}}{R_{k}^{(0,0)} R_{k}^{(1,1)} - {| R_{k}^{(0,1)} |}^{2}} \\ W_{k}^{(1)} = \frac{P_{k}^{(1)} R_{k}^{(0,0)} - P_{k}^{(0)} R_{k}^{(0,1)}}{R_{k}^{(0,0)} R_{k}^{(1,1)} - {| R_{k}^{(0,1)} |}^{2}} \end{array}$
Wie zuvor erwähnt ist, können die Funktionen der DFT und der inversen DFT effizient mittels einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) und einer inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT) mit N_f Punkten eingerichtet werden.
Bei Kombinationen mit einer FFT-Verarbeitung und der Verwendung eines zyklischen Präfixsymbols bzw. eines zyklischen Vorausbegleitzeichens besitzt ein Einzelträgersystem mit Entzerrung im Frequenzbereich im Wesentlichen das gleiche Leistungsverhalten und die geringe Komplexität eines Systems mit orthogonaler Frequenzdivisionsmultiplexing bzw. Verbündelungsverarbeitung (OFDM). Das Einfügen eines zyklischen Präfixsymbols bzw. eines Vorausbegleitzeichens (d.h. die Wiederholung der letzten Datensymbole des gleichen Blocks am Beginn des Blocks für eine Zeitdauer, die die maximale erwartete Kanalverzögerungsbreite übersteigt) ist essentiell sowohl für ein OFDM-System als auch für einen Einzelträgerentzerrer im Frequenzbereich, da damit eine Zwischensymbolinterferenz bzw. Störung aus den Daten des vorhergehenden Blocks verhindert wird, und dadurch der empfangene Block periodisch mit einer Periode N_f erscheint - dies erzeugt eine Erscheinung einer kreisförmigen Einhüllung, die für die korrekte Implementierung der linearen Einhüllung bzw. Konvolution des Entzerrerfilters durch eine FFT-Operation erforderlich ist.
Wenn die Datenübertragung kein zyklisches Präfixsymbol enthält, kann die Entzerrung im Frequenzbereich dennoch eingerichtet werden, indem die Daten aufgeteilt und wieder zusammengefügt werden in Überlapp- bzw. Overlap-Save- oder Überlapp- und Addier- bzw. Overlap-Add- Techniken, jedoch wird dies mit zusätzlichem Implementierungsaufwand erkauft.
Eine Implementierung im Frequenzbereich des Entzerrers besitzt generell den Vorteil einer geringeren Rechenkomplexität im Vergleich zu einer Gestaltungsform im Zeitbereich. Es sei durch N die Anzahl der Entzerrerkoeffizienten im Zeitbereich pro Subkanal bezeichnet, wobei sich in diesem Falle tatsächlich durch die Berechnung der Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich der Vorteil ergibt, dass zwei 2MN_f reale Divisionen anstelle der Invertierung einer Matrix vom Range MN × MN erforderlich sind. Das Vermeiden der Invertierung der MN × MN -Matrix ist attraktiv, da das Einrichten einer Matrixinvertierung besonders aufwendig ist.
Die Verarbeitung im Frequenzbereich kann einen Aufwand verringern, der mit der Entzerrerfilterung verknüpft ist, indem die Effizienz der FTT/IFFT-Verarbeitung ausgenützt wird, insbesondere, wenn die Anzahl an Entzerrerkoeffizienten groß ist.
Daher entspricht im Allgemeinen der Gestaltungsform im Frequenzbereich eine geringere Rechenkomplexität im Vergleich zu einer Einrichtung im Zeitbereich, insbesondere, wenn die Anzahl der Entzerrerabgriffe groß ist. Jedoch wird die zuvor genannte Aufwandsverminderung für kürzere Entzerrer geringer und verringert sich auch weiter in dem Falle, dass die Abwesenheit eines zyklischen Präfixsymbols in dem empfangenen Signal die Implementierung von Techniken mit Überlappung und Sicherung bzw. Overlap-Save oder Überlappung und Hinzufügung bzw. Overlap-Add notwendig macht.
Allgemein gesagt, sollte die Entzerrerzeitspanne so gestaltet werden, dass sie zumindest größer als die maximale Kanalverzögerungsstreuung ist - bei einem linearen Entzerrer kann für die speziellen Realisierungen der Kanalamplitude und der Phaseneigenschaften die erforderliche Anzahl an Entzerrerkoeffizienten die mehrfache Länge des Kanals betragen. Für einen Entzerrer im Frequenzbereich unter Ausnutzung eines zyklischen Präfixsymbols sollte auch betrachtet werden, dass die FFT-Blocklänge ein Vielfaches der Länge der maximalen Kanalverzögerungsstreuung besitzen sollte, um den Sendezusatzaufwand aufgrund des Einfügens des zyklischen Präfixsymbols zu minimieren.
Die Druckschrift US 2008/0075208 A1 offenbart einen Hochfrequenz(HF)-Empfänger mit einem HF-Frontend und einem Basisbandverarbeitungsmodul, das mit dem HF-Frontend gekoppelt und dazu eingerichtet ist, ein Zeitbereichssignal zu empfangen, welches ein gewünschtes Signal und störende Signal-Trainingssymbole des Zeitbereichs und Zeitbereichsdatensymbole beinhaltet. Das Basisbandverarbeitungsmodul umfasst einen Kanalschätzer, der dazu eingerichtet ist, das gewünschte Signal und störende Signal-Zeitbereich-Trainingssymbole zu verarbeiten, um eine entsprechende Zeitbereich-Kanalschätzung zu erzeugen, einen schnellen Fourier-Transformator, der dazu eingerichtet ist, die Zeitbereich-Kanalschätzungen in den Frequenzbereich umzuwandeln, um Frequenzbereich-Kanalschätzungen zu erzeugen, einen Wichtungsrechner, der dazu eingerichtet ist, Frequenzbereichsentzerrungskoeffizienten basierend auf den Frequenzbereichskanalschätzungen zu erzeugen, einen inversen schnellen Fourier-Transformator, der dazu eingerichtet ist, die Frequenzbereichsentzerrungskoeffizienten in den Zeitbereich zu transformieren, um Zeitbereichsentzerrungskoeffizienten zu erzeugen, und einen Entzerrer, der dazu eingerichtet ist, die Zeitbereichsdatensymbole unter Verwendung der Zeitbereichsentzerrungskoeffizienten zu entzerren.
Es ist ein Ziel der Erfindung, einen verbesserten Kanalentzerrer bereit zu stellen.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Die Merkmale der abhängigen Patentansprüche definieren bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen.
Im folgenden wird eine Hybrid-Gestaltungsform für einen Entzerrer im Zeitbereich/Frequenzbereich erläutert, wobei die Berechnung der Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich ausgeführt wird, diese durch IFFT in den Zeitbereich transformiert werden und anschließend in einem Entzerrerfilter im Zeitbereich verwendet werden. Es kann eine neuartige spektrale Steuerungstechnik im Frequenzbereich angewendet werden, um die Zeitspanne des resultierenden Abgriffgewichtungsvektors des Zeitbereichsentzerrers zu beschränken.
Die vorgeschlagene Vorgehensweise ist besonderes vorteilhaft für die Implementierung linearer Entzerrer mit einer relativ kleinen Anzahl an Koeffizienten.
Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung und zum Aufzeigen, wie diese in die Praxis umgesetzt werden kann, wird nunmehr beispielhaft auf die begleitenden Zeichnungen Bezug genommen, in denen:

1 eine schematische Blockansicht eines MMSE-Entzerrers im Zeitbereich ist;
2 eine schematische Blockansicht eines MMSE-Entzerrers im Frequenzbereich ist;
3 eine Blockansicht eines Hybrid-MMSE-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich ist;
4 eine schematische Blockansicht eines Hybrid-LS-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich ist;
5 eine schematische Blockansicht der Berechnung der Kreuzkorrelationsfunktion und der Autorkorrelationsfunktion eines Hybrid-LS-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich (für M = 2 Subkanäle) ist;
6 eine schematische Blockansicht der Berechnung von Koeffizienten im Frequenzbereich eines Hybrid-LS-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich (für M = 2 Subkanäle) ist;
7 eine schematische Blockansicht der Berechnung der Koeffizienten im Zeitbereich eines Hybrid-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich (für M = 2 Subkanäle) ist;
8 eine schematische Blockansicht einer Entzerrerfilterung eines Hybrid-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich (für M = 2 Subkanäle) ist;
9 eine schematische Blockansicht einer Abschneidung einer Impulsantwort eines Hybrid-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich (für M = 2 Subkanäle) ist.

Es ist eine Hybrid-Entzerrerimplementierung für den Zeitbereich/Frequenzbereich beschrieben, wobei die Berechnung der Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich ausgeführt wird, diese durch IFFT in den Zeitbereich transformiert und dann von einem Entzerrerfilter im Zeitbereich verwendet werden. Der Entzerrer kann in einem kabellosen Empfänger angeordnet sein, der in einem mobilen Endgerät oder in einer Basisstation eingerichtet ist.
3 ist eine Blockansicht, in der das Konzept eines Hybrid-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich dargestellt ist, der für den Fall einer MMSE-Entzerrung angewendet wird. Wie in 2 liefert eine Kanal- und Rauschabschätzfunktion 10 Werte im Zeitbereich an eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) 12, die diese Werte in den Frequenzbereich für die Berechnung der Entzerrerkoeffizienten 4' transformiert. Ein zu beachtender Unterschied zwischen der Architektur der 3 und der Architektur der 2 besteht jedoch darin, dass das empfangene Signal x_k einer Entzerrerfilterfunktion 6 zugeleitet wird, die im Zeitbereich arbeitet. Die Entzerrerkoeffizienten werden vom Frequenzbereich in den Zeitbereich unter Anwendung der inversen FFT (IFFT) 15 transformiert und werden anschließend der Entzerrerfilterfunktion 6 zugeleitet.
Wenn durch W_k , H_k und N_k , k = 0,..., N_f - 1 die FFT der Entzerrerkoeffizienten w_ℓ, der abgetasteten äquivalenten Kanalimpulsantwort h_ℓ und der Rauschautokorrelationsfunktion bezeichnet ist, dann sind die MMSE-Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich weiterhin durch Gleichungen (1) oder (3) gegeben, die bereits erläutert sind. Generell können die Werte der Kanalantwort im Frequenzbereich H_k und die spektrale Rauschdichte N_k durch FFT der Abschätzungen im Zeitbereich der Kanalimpulsantwort und der Rauschautokorrelationsfunktion ermittelt werden. Abhängig von der Gestaltung der Pilotsymbole können alternativ die Abtastwerte H_k und N_k direkt im Frequenzbereich abgeschätzt werden.
Wie in der Gestaltungsform für den Frequenzbereich in der 2 mit M ≥ 2 Baud-beabstandeten Subkanälen (Blockratensubkanäle im Falle eines WCDMA/HSDPA-Empfängers), beispielsweise im Falle eines geringfügig beabstandeten linearen Entzerrers mit T_c/M beabstandeteten Koeffizienten, oder im Falle eines Entzerrers mit Empfangsdiversität für M Empfangsantennen, können die Gleichungen (1) und (3) umgeschrieben werden zu M separaten Formeln für die Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich $W_{k}^{(m)},$
die den M Subkänalen $H_{k}^{(m)},$
m = 0,...,M - 1, entsprechen, siehe beispielsweise die Gleichung (4).
Im Falle eines MMSE-Entzerrers kann als Alternative für die Implementierung der 3 die Größe ${| H_{k}^{(m)} |}^{2}$
der Gleichungen (1), (3) oder (4) als FFT der Kanalimpulsantwortkorrelation, die im Zeitbereich berechnet ist, ermittelt werden.
4 repräsentiert eine schematische Blockansicht eines Hybrid-LS-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich. Wie in der Architektur aus 3 transformiert eine FFT 12 Werte im Zeitbereich, die aus dem empfangenen Signal x_k im Zeitbereich abgeleitet sind, in den Frequenzbereich. In diesem Falle ergeben sich die Werte aus der Berechnung der Autokorrelation und der Kreuzkorrelation zwischen dem Eingangssignal x_k und den Datenvektoren d_k im Zeitbereich, wie dies auch in 5 (Block 16) gezeigt ist. Die Berechnungsfunktion für die Entzerrerkoeffizienten 4" aus 4 berechnet die LS-Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich, und eine IFFT-Funktion 15 transformiert diese Koeffizienten in den Zeitbereich, so dass diese von der Entzerrerfilterfunktion im Zeitbereich 6 verwendbar sind. Als eine Alternative zu der Architektur aus 4 können im Falle eines LS-Entzerrers die Autokorrelation und die Kreuzkorrelation des Eingangssignals und der Datenvektoren im Frequenzbereich berechnet werden.
5 ist eine schematische Blockansicht, in der die Berechnung der Kreuzkorrelationsfunktion und der Autokorrelationsfunktion des Eingangssignals x_k mit dem Datenvektor d_k detaillierter gezeigt ist. Die FFT 12 aus 4 ist in detaillierter Weise in 5 als eine Gruppe aus Transformationsfunktionen gezeigt, die jeweils einer speziellen Korrelation entsprechen.
Im Falle eines LS-Entzerrers gibt es, obwohl die Berechnung im Frequenzbereich der Auto- und Kreuzkorrelationen der Vektoren des bzw. der Eingangssignale einer Einsparung von Rechenresourcen entsprechen kann, einen Vorteil im Hinblick auf Leistungsverhalten und Recheneffizienz bei der Berechnung im Zeitbereich der Korrelation zwischen Eingangssignal bzw. Eingangssignalen und Datenvektoren. Es seien die beiden Fälle betrachtet, in welchen i) sowohl die Autokorrelation des empfangenen Signals als auch die Kreuzkorrelation zwischen dem empfangenen Signal und den gesendeten Daten im Zeitbereich berechnet werden und anschließend in den Frequenzbereich transformiert werden, und ii) lediglich eine der obigen zwei Größen (beispielsweise die Kreuzkorrelation) im Zeitbereich berechnet wird und anschließend in den Frequenzbereich transformiert wird, während die andere Größe direkt im Frequenzbereich berechnet wird.
Die Berechnung im Frequenzbereich der Eingangssignalkorrelationen R_k , k = 0,...,N_f - 1 in Gleichung (5) oder $R_{k}^{(m_{1}, m_{2})}, m_{1}, m_{2} = 1, 2, k = 0, \dots, N_{f} - 1$
in Gleichung (6) erfordert die Verfügbarkeit der Fourier-Transformation des Eingangssignals. Es sei beispielsweise der Einfachheit halber der Fall M = 1 betrachtet und mit r_ℓ , ℓ = 0, ..., N - 1 sei die zeitlich gemittelte Autokorrelation des Eingangssignals x_k bezeichnet, $r_{l} = \frac{1}{k - N + 1} \sum_{k = N - 1}^{K - 1} x_{k} x_{k - l}^{*},$
wobei K die Anzahl der Eingangsabtastwerte (pro Subkanal) ist. Man erkennt, dass die Datenblocklänge K in der Gleichung (7) wesentlich größer als die Ausgangsblocklänge N ist, so dass es nicht effizient wäre, eine Größe der Fourier-Transformation in der Größenordnung von K auszuwählen. Um eine kleinere Größe der Fourier-Transformation zu verwenden, kann die Summe in der Gleichung (7) in Abschnitte mit einer Länge N aufgeteilt werden $r_{l} = \frac{1}{K - N + 1} \sum_{i = 0}^{n - 1} r_{i, l}$
wobei $r_{i, l} = \sum_{k = 0}^{N - 1} x_{k + N - 1 + i N} x_{k + N - 1 + i N - l}^{*}$
ist mit ℓ = 0,..., N - 1, i = 0,... , L - 1, und LN =K - N + 1. Daraufhin definieren wir $x_{i, k} = {\begin{matrix} x_{k + N - 1 + i N} & k = 0, \dots, N - 1 \\ 0 & k = N, \dots,2 N - 1 \end{matrix}$
$\begin{matrix} z_{i, k} = x_{k + N - 1 + i N} & k = N, \dots,2 N - 1 \end{matrix} .$
Mit dieser Notation lässt sich schreiben $\begin{matrix} r_{i, l} = \sum_{k = 0}^{2 N - 1} z_{i, k} x_{i, k - l}^{*} & l = 0, \dots, N - 1 \end{matrix}$
und unter Berücksichtigung der zyklischen Korrelation $\begin{matrix} s_{i, l} = \sum_{k = 0}^{2 N - 1} z_{i, k} x_{i, k - l}^{*} & l = 0, \dots,2 N - 1 \end{matrix}$
erhalten wir $\begin{matrix} r_{i, l} = s_{i, l} & l = 0, \dots, N - 1 \end{matrix} .$
Es seien durch X_i,k und Z_i,k die DFT jeweils von x_i,k und z_i,k bezeichnet, so dass wir berechnen können $S_{i, k} = Z_{i, k} \cdot X_{i, k}^{*}$
oder es wird beachtet, dass z_i,k = x_i,k + x_i+1,k-N gilt (siehe beispielsweise R. E. Blahut, Fast Algorithms for Digital Signal Processing, Reading, MA: Addison-Wesley, 1985) $\begin{matrix} S_{i, k} = [X_{i, k} + X_{i + 1, k} e^{- j 2}^{π k N / 2 N}] \cdot X_{i, k}^{*} \\ = [X_{i, k} + {(- 1)}^{k} X_{i + 1, k}] \cdot X_{i, k}^{*} . \end{matrix}$
Um die Korrelation r_ℓ im Zeitbereich zu ermitteln, könnte man die Größe ableiten $S_{k} = \frac{1}{L N} \sum_{i = 0}^{L - 1} S_{i, k}$
und die Hälfte der Werte s_ℓ , die durch Berechnen der inversen Fouriertransformierten von S_k ermittelt werden (Überlappung-Sicherung bzw. Overlap-Save) beibehalten.
Wir merken an, dass in Situationen, in denen die Blocklänge N deutlich größer ist als die maximale Korrelationsverzögerung, bei welcher r_ℓ deutlich von Null verschieden ist, eine akzeptable Näherung der Abtastwerte im Frequenzbereich R_k ermittelt werden kann, indem die Größen betrachtet werden $\begin{matrix} {\tilde{s}}_{i, l} = \sum_{j = 0}^{N - 1} x_{i, k} x_{i, k - l}^{*} & l = 0, \dots, N - 1 \end{matrix}$
und in dem einfach berechnet wird ${\tilde{S}}_{i, k} = X_{i, k} \cdot X_{i, k}^{*}$
und $R_{k} \approx \frac{1}{L N} \sum_{i = 0}^{L - 1} {\tilde{S}}_{i, k} .$
Die Näherung in Gleichung (20) kann verbessert werden, indem eine Kompensation mittels einer geeigneten Skalierung im Hinblick darauf durchgeführt wird, dass die Berechnung (20) an der Stelle ℓ lediglich einen Teil (N - ℓ)/N aus Signalprodukten ungleich Null im Hinblick auf den ursprünglichen Ausdruck (13) anhäuft.
6 ist eine schematische Blockansicht, in der detaillierter die Berechnung der Entzerrerkoeffizientenfunktion 4" im Frequenzbereich eines Hybrid-LS-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich für M = 2 Blockratensubkanäle gezeigt ist.
7 zeigt detaillierter die Berechnung der Entzerrerkoeffizienten im Zeitbereich des Hybrid-LS-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich für M = 2 Blockratensubkanäle. Die IFFT-Funktion 15 ist als zwei separate Funktionen gezeigt, die die Fourier-transformierte der Koeffizienten jedes der Signalsubkanäle erzeugt.
8 ist eine schematische Blockansicht, die detaillierter die Entzerrerfilterfunktion 6 des Hybrid-LS-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich für M = 2 Blockratensubkanäle zeigt.
Die obige Hybrid-Gestaltungsform für den Zeitbereich/Frequenzbereich impliziert, dass die Anzahl N an Entzerrerkoeffizienten für die Zeitbereichsfilterung gleich sein sollte zu der IFFT-Größe N_f . Diese Bedingung kann entschärft werden beispielsweise durch Abschneidung der Entzerrerantwort im Zeitbereich, die durch IFFT erhalten wird, wie dies beispielsweise in 9 gezeigt ist. Diese einfache Vorgehensweise könnte vorteilhaft sein, um den Aufwand der Filterung im Zeitbereich weiter zu beschränken. Jedoch ist dieser Ansatz suboptimal: Eine Abschneidung der ursprünglichen Entzerrerimpulsantwort verursacht generell eine Verringerung der Entzerrerleistungsfähigkeit, die Zwischensymbolinterferenz (ISI) zu bekämpfen, und führt zu einer Beeinträchtigung des Entzerrerverhaltens. Selbstverständlich entspricht diese Leistungseinbuße dem Energieverlust, die durch das Abschneiden der Entzerrerlänge von N_f auf N hervorgerufen wird.
Die Leistungseinbuße, die mit der Abschneidung der Entzerrerimpulsantwort nach der IFFT verknüpft ist, kann deutlich verringert werden mittels einer spektralen Regulierung.
Wir merken an, dass das Abschneiden der Entzerrerimpulsantwort eine Beeinträchtigung des Entzerrerleistungsverhaltens nur dann hervorruft, wenn dadurch ein nicht vernachlässigbarer Energieverlust in Bezug auf die ursprüngliche Entzerrerimpulsantwort der Länge N_f erzeugt wird.
Es folgt, dass zur Verringerung des durch das Abschneiden hervorgerufenen Energieverlusts die ursprüngliche Entzerrerimpulsantwort mit der Länge N_f so aufgebaut werden sollte, dass Energie in einem Zeitfenster der Länge N um den Referenzentzerrerkoeffizienten herum konzentriert ist. Dies kann durch eine einfache spektrale Regelung erreicht werden, die aus einer Modifizierung der Berechnung der Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich besteht, indem ein festgelegter Rauschterm hinzugefügt wird, der der spektralen Leistungsdichte eines virtuellen additiven weißen Rauschens entspricht. Beispielsweise wird die Gleichung (1) für das spektrale Regulieren zu $W_{k} = \frac{H_{k}^{*}}{{| H_{k} |}^{2} + \frac{1}{σ_{d}^{2}} N_{k} + λ},$
wobei λ der Regulierungskoeffizient ist. In ähnlicher Weise kann Gleichung (5) umgeschrieben werden zu $W_{k} = \frac{P_{k}}{R_{k} + λ} .$
Die Anwesenheit eines zusätzlichen Terms mit virtuellem weißen Rauschen glättet die resultierende Entzerrerantwort im Frequenzbereich, wodurch die Steigung der Amplitude und der Phasenübergänge verringert wird (d.h., wodurch die „spektrale“ Komponente der Frequenzantwort verringert wird) - und dies wiederum verringert die Zeitspanne der entsprechenden Entzerrerimpulsantwort.
Die oben beschriebenen Ausführungsformen sind Beispiele eines neuen allgemeinen Konzepts eines Hybrid-Entzerrers für den Zeitbereich/Frequenzbereich, so dass ein Entwicklungsingenieur die Möglichkeit besitzt, einen effizienteren Kompromiss im Hinblick darauf einzurichten, was aktuell auf der Grundlage konventioneller Entzerrer im Zeitbereich oder im Frequenzbereich erreicht werden kann. Beispielsweise sollte im Falle eines HSDPA-Entzerrers auf Chipebene, in welchem die maximale Verzögerungsspreizung in einer städtischen Umgebung typsicher Weise weniger als 5 µs beträgt, die Anzahl an Koreffizienten N eines linearen Block-beabstandeten Entzerrers größer als 20 sein. Für Werte von N von nur 64 oder 32 ist die Ersparnis im Aufwand für eine Gestaltung im Frequenzbereich relative gering. Obwohl es klarer Weise immer vorteilhaft ist, die Implementierung einer Matrixinvertierung bei der Berechnung der Entzerrerkoeffizienten zu vermeiden, können insbesondere die Einsparungen für die Frequenzbereichsfilterung im Bezug auf die Zeitbereichsfilterüng in Anwesenheit spezieller Architekturen der Empfängerhardwareplattform schnell verschwinden, die in der Lage sind, eine effiziente parallele Verarbeitung auszuführen. Im Stand der Technik werden Entzerrer entweder vollständig im Zeitbereich oder vollständig im Frequenzbereich betrachtet. Dazu gehören MMSE-Entzerrer, LS-Entzerrer und Entzerrerstrategieen, die auf anderen Kostenfunktionen beruhen.
Die Ausführungsformen stellen ferner eine Lösung für ein mögliches Problem der Leistungsbeeinträchtigung bereit, die mit der Auswahl einer Filterlänge im Zeitbereich verknüpft ist, die kleiner ist als die FFT-Größe, indem eine spektrale Regulierung verwendet wird.
Die vorgeschlagenen Entzerrerimplementierungen besitzen die folgenden Vorteile:

• Geringere Rechenkomplexität bei Fehlen eines zyklischen Präfix-Symbols insbesondere für die Implementierung linearer Entzerrer mit einer relativ geringen Anzahl an Koeffizienten.
• Berechnung von Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich in Abwesenheit eines zyklischen Präfix-Symbols ohne Erfordernis für Techniken mit sicherer Überlappung (Overlap-Save-Verfahren) oder Überlappung und Addition (Overlap-Add-Verfahren).
• Vorteile für die Entzerrung mit LS im Hinblick auf Leistungsverhalten und Berechnungen in der Berechnung im Zeitbereich der Korrelation zwischen einem oder mehreren Eingangssignalen und Datenvektoren.
• Geringere Leistungseinbuße aufgrund einer möglichen Reduktion des Entzerrerfilters im Zeitbereich durch einfache Verwendung einer Regulierung.

Die Erfindung ist auf kabellose Kommunikationssysteme anwendbar, die möglicherweise durch die Zwischensymbolinterferenz bzw. Zwischensymbolstörung beeinflusst sind und ist generell auf eine beliebige Anwendung anwendbar, in der Entzerrertechniken vorteilhaft sind.
Zu beachten ist, dass die hierin beschriebenen Implemenierungsmittel bzw. Einrichtungen, etwa Berechnungseinrichtungen, Transformationseinrichtungen, Entzerrereinrichtungen, etc., in einer beliebigen geeigneten Weise in Hardware oder Software eingerichtet werden können. Bei Implementierung in Software können diese durch Codesequenzen implementiert werden, die in einem Speicher abgelegt und von einem Prozessor ausgeführt werden.

Claims

Ein Verfahren zum Entzerren digitaler Abtastwerte eines Funksignals, das über einen kabellosen Kommunikationskanal empfangen wird, wobei das Verfahren umfasst: Empfangen von digitalen Abtastwerten des Funksignals; Berechnen von Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich, wobei das Berechnen ein Regulieren der Entzerrerkoeffizienten durch Berücksichtigung eines festgelegten Regelungsparameters umfasst; Transformieren der Entzerrerkoeffizienten vom Frequenzbereich in den Zeitbereich, Abschneiden einer Anzahl an Entzerrerkoeffizienten von einer ersten Anzahl zu einer zweiten Anzahl, wobei die erste Anzahl gleich ist zur Größe einer Transformationsfunktion, die den Transformationsschritt einrichtet; und Entzerren der digitalen Abtastwerte im Zeitbereich unter Anwendung der transformierten Zeitbereichsentzerrerkoeffizienten.
Ein Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Entzerren eine auf einem Kriterium des kleinsten mittleren quadratischen Fehlers, MMSE, beruhende MMSE-Entzerrung ist.
Ein Verfahren nach Anspruch 2, das umfasst: Transformieren von Kanalkoeffizienten im Zeitbereich in den Frequenzbereich zur Berechnung der Entzerrerkoeffizienten.
Ein Verfahren nach Anspruch 2, das umfasst: Transformieren von Rauschabschätzwerten im Zeitbereich in den Frequenzbereich zur Berechnung der Entzerrerkoeffizienten.
Ein Verfahren nach Anspruch 2, das umfasst: Abschätzen von Kanalkoeffizienten im Frequenzbereich zur Berechnung der Entzerrerkoeffizienten.
Ein Verfahren nach Anspruch 2, das umfasst: Abschätzen von spektralen Rauschdichtekoeffizienten im Frequenzbereich zur Berechnung der Entzerrerkoeffizienten.
Ein Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Berechnungsschritt einen Parameter verwendet, der aus der Frequenzantwort des äquivalenten Empfangsfilters abgeleitet ist.
Ein Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Entzerren eine auf einem Kriterium mit den kleinsten Quadraten, LS, beruhende LS-Entzerrung ist.
Ein Verfahren nach Anspruch 8, das umfasst: Transformieren korrelierter Werte aus den digitalen Abtastwerten vom Zeitbereich in den Frequenzbereich zur Berechnung der Entzerrerkoeffizienten.
Ein Verfahren nach Anspruch 8, das umfasst: Transformieren korrelierter Werte aus den digitalen Abtastwerten und mindestens einem Datenvektor vom Zeitbereich in den Frequenzbereich zur Berechnung der Entzerrerkoeffizienten.
Ein Verfahren nach Anspruch 8, das umfasst: Transformieren der digitalen Abtastwerte vom Zeitbereich in den Frequenzbereich und Berechnen korrelierter Werte im Frequenzbereich zur Berechnung der Entzerrerkoeffizienten.
Ein Entzerrer zur Verwendung in einem kabellosen Funkempfänger, wobei der Entzerrer umfasst: eine Einrichtung zum Empfangen digitaler Abtastwerte eines Funksignals, das über einen kabellosen Kommunikationskanal empfangen wird; eine Einrichtung zum Berechnen von Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich; eine Einrichtung zum Zuführen eines festgelegten Regelungsparameters zu der Berechnungseinrichtung, um die Entzerrerkoeffizienten zu regeln; eine Einrichtung zum Transformieren der Entzerrerkoeffizienten vom Frequenzbereich in den Zeitbereich, eine Einrichtung zum Abschneiden einer Anzahl an Entzerrerkoeffizienten von einer ersten Anzahl zu einer zweiten Anzahl, wobei die erste Anzahl gleich ist zur Größe einer Transformationsfunktion, die das Transformieren einrichtet; und, eine Einrichtung zum Entzerren der digitalen Abtastwerte im Frequenzbereich unter Anwendung der transformierten Zeitbereichsentzerrerkoeffizienten.
Ein Entzerrer nach Anspruch 12, wobei die Einrichtung zum Berechnen der Entzerrerkoeffizienten gemäß einer MMSE-Entzerrung arbeitet.
Ein Entzerrer nach Anspruch 13, der eine Einrichtung zum Transformieren der Zeitbereichskanalkoeffizienten in den Frequenzbereich und zum Zuführen der transformierten Kanalkoeffizienten zu der Berechnungseinrichtung aufweist.
Ein Entzerrer nach Anspruch 13, der umfasst: eine Einrichtung zum Transformieren der Rauschabschätzwerte im Zeitbereich in den Frequenzbereich und zum Zuführen der transformierten Kanalkoeffizienten zu der Berechnungseinrichtung.
Ein Entzerrer nach Anspruch 12 oder 13, der umfasst: eine Einrichtung zum Abschätzen von Kanalkoeffizienten im Frequenzbereich und zum Zuführen der abgeschätzten Kanalkoeffizienten zu der Berechnungseinrichtung.
Ein Entzerrer nach Anspruch 12 oder 13, der umfasst: eine Einrichtung zum Abschätzen von spektralen Rauschdichtekoeffizienten im Frequenzbereich und zum Zuführen der abgeschätzten Kanalkoeffizienten zu der Berechnungseinrichtung.
Ein Entzerrer nach Anspruch 12, wobei die Berechnungseinrichtung entsprechend einer LS-Entzerrung arbeitet.
Ein Entzerrer nach Anspruch 18, der umfasst: eine Einrichtung zum Korrelieren der digitalen Abtastwerte im Zeitbereich und eine Einrichtung zum Transformieren der korrelierten Werte in den Frequenzbereich und zum Zuführen der transformierten korrelierten Werte zu der Berechnungseinrichtung.
Ein Entzerrer nach Anspruch 18, der umfasst: eine Einrichtung zum Korrelieren der digitalen Abtastwerte und mindestens eines Datenvektors im Zeitbereich, und eine Einrichtung zum Transformieren der korrelierten Werte in den Frequenzbereich und zum Zuführen der transformierten korrelierten Werte zu der Berechnungseinrichtung.
Ein Entzerrer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Einrichtung für das Transformieren der Entzerrerkoeffizienten in den Zeitbereich eine inverse schnelle Fourier-Transformation umfasst.
Ein kabelloser Empfänger mit einem Prozessor, der ausgebildet ist, eine Codesequenz zum Implementieren eines Verfahrens zur Entzerrung gemäß einem der Ansprüch 1 bis 11 auszuführen.
Ein Computerprogrammprodukt mit einer Einrichtung mit programmiertem Code, der, wenn er von einem Prozessor abgearbeitet wird, ein Verfahren zum Entzerren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11 einrichtet.
Ein kabelloser Empfänger mit einem Entzerrer gemäß einem der Ansprüche 12 bis 21.