DE102005051813B4

DE102005051813B4 - Verfahren zum Aufbereiten eines Signals und Empfänger

Info

Publication number: DE102005051813B4
Application number: DE200510051813
Authority: DE
Inventors: Heinrich Schenk
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Germany Holding GmbH
Priority date: 2005-10-28
Filing date: 2005-10-28
Publication date: 2007-11-29
Anticipated expiration: 2025-10-29
Also published as: DE102005051813A1

Abstract

Verfahren zum Aufbereiten eines Signals, aufweisend folgende Verfahrensschritte:
– Empfangen eines mittels eines diskreten Mehrträgerverfahrens modulierten Empfangssignals mit einem Empfänger (82, 102), wobei das Empfangssignal einem von einem Sender (1) über eine Übertragungsstrecke (3) an den Empfänger (82, 102) übermittelten Sendesignal zugeordnet ist, die Übertragungsstrecke (3) eine Impulsantwort mit Hauptwerten, den Hauptwerten vorgelagerten Vorschwingern und den Hauptwerten nachgelagerten Nachschwingern aufweist, und wobei den Nachschwingern der Impulsantwort eine erste Teilimpulsantwort h1(k) und den Vorschwingern der Impulsantwort eine zweite Teilimpulsantwort h2(k) zugeordnet ist,
– Abtasten des Empfangssignals mit einer Frequenz, wodurch sequentiell aufeinanderfolgende DMT-Empfangsdatenblöcke mit jeweils M + N Signalwerten entstehen, wobei die DMT-Empfangsdatenblöcke jeweils einem vom Sender (1) generierten DMT-Sendedatenblock mit M + N Signalwerten und die M Signalwerte einem Guardintervall zugeordnet sind,
– Generieren von IDFT-Empfangsdatenblöcken mit N Signalwerten aus den DMT-Empfangsdatenblöcken, indem die dem Guardintervall zugeordneten M Signalwerte des jeweiligen DMT-Empfangsdatenblocks verworfen werden,
–...

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Aufbereiten eines mittels eines diskreten Mehrträgerverfahrens modulierten und von einem Empfänger empfangenen Signals und einen Empfänger.
Ein Beispiel eines diskreten Mehrträgerverfahrens ist die sogenannte diskrete Multitonmodulation (DMT), die zur Übertragung von Daten über linear verzerrte Kanäle herangezogen werden kann. Im Vergleich zu Einträgerverfahren sind Mehrträgerverfahren flexibler bei der Anpassung der Datenrate oder des Sendespektrums an den Übertragungskanal oder die Störumgebung. Die diskrete Multitonmodulation wird beispielsweise für den digitalen Rundfunk (Digital Audio Broadcast) unter der Bezeichnung OFDM (Orthogonal Frequency Devision Multiplex) eingesetzt. Für den digitalen asymmetrischen Teilnehmeranschluss über normale Telefonleitungen (ADSL = Asymmetric Digital Subscriber Line) sowie für den sehr schnellen Teilnehmeranschluss (VDSL = Very High Speed Digital Subscriber Line) wurde die diskrete Multitonmodulation standardisiert.
Bei der diskreten Multitonmodulation setzt sich das Sendesignal aus vielen sinusförmigen Signalen zusammen, wobei jedes einzelne Sinussignal sowohl in der Amplitude als auch in der Phase moduliert wird. Man erhält somit eine Mehrzahl von quadraturamplitudenmodulierten Signalen. Zur Realisierung verwendet man im Sender die sogenannte inverse diskrete Fouriertransformation und im Empfänger die diskrete Fouriertransformation. In der Praxis wird üblicherweise die inverse diskrete Fouriertransformation bzw. die diskrete Fouriertransformation in Form der sogenannten FFT (Fast Fourier Transform) programmiert, für die es effiziente Signalverarbeitungsalgorithmen gibt.
Die 1 zeigt ein prinzipielles Blockschaltbild auf Basis der diskreten Multiton-Modulation.
Das in der 1 dargestellte Übertragungssystem umfasst einen Sender 1 und einen Empfänger 2, die mittels eines Übertragungskanals 3 miteinander verbunden sind. Der Übertragungskanal 3 kann in nicht dargestellter Weise gestört werden, was durch additives Rauschen modelliert werden kann.
Der Sender 1 ist dafür vorgesehen, digitale Daten 4 über den Übertragungskanal 3 an den Empfänger 2 zu übermitteln. Die digitalen Daten 4 werden zunächst in kleine Blöcke mittels eines Parallel-/Seriell-Wandlers 5 des Senders 1 zusammengefasst. Je nach Stufigkeit werden dann die blockweise zusammengefassten Bits, d.h. die Daten 4 der Blöcke einer komplexen Zahl mit einem Kodierer 6 zugeordnet. Jede dieser Zahl kann als QAM-Symbol (QAM = Quadratur-Amplituden-Modulation) einer bestimmten Trägerfrequenz interpretiert werden. Normalerweise werden maximal N/2 solcher komplexen QAM-Symbole anschließend einer inversen diskreten Fouriertransformation unterzogen und somit in den Zeitbereich transformiert. Die Transformation der QAM-Symbole wird mittels einem dem Kodierer 6 nachgeschalteten Funktionsblock 7 durchgeführt.
Die nach der Transformation erhaltenen Werte stellen unmittelbar die Abtastwerte des Sendesignals dar. Die komplexen Datensektoren können somit als komplexe Amplituden von innerhalb eines Blocks, der nachfolgend als IDFT-Sendedatenblock bezeichnet wird, anzusehenden Kosinus (Realteil) und Sinusschwingungen (Imaginärteil) aufgefasst werden. Die Frequenzen sind dabei äquidistant verteilt und betragen fi = i·1/Twobei i = 1, 2,... N/2 ist und T die Zeitdauer eines IDFT-Sendedatenblocks und N die Anzahl der Abtastwerte eines IDFT-Sendedatenblocks darstellt. Wählt man für N eine Zweierpotenz, dann kann für die Transformation in den Zeitbereich die inverse FFT (Fast Fourier Transform) angewendet werden, wodurch sich der Realisierungsaufwand reduziert.
In einem Funktionsblock 8 des Senders 1 werden anschließend aus den IDFT-Sendedatenblöcken DMT-Sendedatenblöcke generiert, indem die letzten M Abtastwerte eines IDFT-Sendedatenblocks an dessen Blockanfang angehängt werden. Dieser Teildatenblock wird mit Cyclic Prefix oder Guardintervall bezeichnet. Hiermit kann im Empfänger 2 beim Empfang eines Signals ein periodisches Signal vorgetäuscht werden, wenn der durch den Übertragungskanal 3 und durch eventuelle Sende- und Empfangsfilter verursachte Einschwingvorgang nach M + 1-Abtastwerten, entsprechend einer Zeit von T·(M + 1)/N, abgeklungen ist.
Bevor ein DMT-Sendedatenblock über den Übertragungskanal 3 übertragen wird, wird der DMT-Sendedatenblock mittels eines Digital-/Analog-Wandlers 9 des Senders 1 analog gewandelt, mittels einer Treiberstufe 10 des Senders 1 verstärkt und an einem Ausgang 11 des Senders 1 als Sendesignal an den Übertragungskanal 3 abgegeben.
Der Empfänger 2 empfängt ein Empfangssignal, das dem vom Sender 1 abgegebenen Sendesignal zugeordnet ist, mit einem Eingang 12 des Empfängers 1. Anschließend wird das Empfangssignal mittels eines Analog-/Digital-Wandlers 13 des Empfängers 2 digitalisiert, wodurch mehrere nacheinanderfolgende DMT-Empfangsdatenblöcke entstehen, die in einem Funktions block 14 des Empfängers 2 zur Verfügung stehen. Im Funktionsblock 14 werden die DMT-Empfangssignalblöcke in IDFT-Empfangsdatenblöcke umgewandelt, indem die dem Guardintervall zugeordneten Signalwerte verworfen werden.
Die IDFT-Empfangsdatenblöcke werden einer diskreten Fouriertransformation in einem dem Funktionsblock 14 nachgeschalteten Funktionsblock 15 des Empfängers 2 unterzogen und anschließend einem Frequenzbereichsentzerrer 16 zugeführt. Im Frequenzbereichsentzerrer 16 werden die transformierten IDFT-Empfangsdatenblöcke je Frequenzlinie mit dem inversen Kanalfrequenzgang des Übertragungskanals 3 multipliziert. Der Frequenzbereichsentzerrer 16 ist wiederum mit einer Entscheiderlogik 17 verbunden, die den komplexen Signalwerten des am Ausgang des Frequenzbereichsentzerrers 16 anstehenden Signals jeweils die am nächsten liegenden Sollwerte zuordnet. Diese stellen die Empfangsdaten 19 dar.
Der Entscheiderlogik 17 ist ein Serien-Parallel-Wandler 18 nachgeschaltet, in dem die Empfangsdaten 19 zur Verfügung stehen. Die Empfangsdaten 19 sollten dann den digitalen Daten 4 entsprechen.
Die DMT-Übertragungssysteme zur Datenübertragung von Teilnehmeranschlussnetzen (z.B. ADSL) zeichnen sich wegen der aufwändigen Filterung im Sender 1 und Empfänger 2 sowie der stark dispersiven Eigenschaften der Teilnehmeranschlussleitungen, wie z.B. dem Übertragungskanal 3, durch relativ lange Einschwingzeiten der Systemimpulsantwort aus. Daher wäre ein relativ langes Guardintervall erforderlich, um das System nur im Frequenzbereich entzerren zu können. Andererseits ist es anzustreben, das Guardintervall möglichst klein im Verhältnis zur Blocklänge der FFT zu halten (M << N), um eine relativ geringe Reduzierung der Übertragungskapazität zu erhalten. Daher wurde beim ADSL-Standard für die Datenüber tragung von der Vermittlung zum Teilnehmer (Downstream) bei einer Blocklänge von N = 512 ein Guardintervall von M = 32 und in umgekehrter Richtung vom Teilnehmer zur Vermittlung (Upstream) bei einer Blocklänge von N = 64 ein Guardintervall von M = 4 festgelegt.
Die Impulsantwort eines DMT-Übertragungssystems ist jedoch in aller Regel nicht zeitlich auf das Guardintervall beschränkt, weshalb ohne Zusatzmaßnahmen trotz Frequenzbereichsentzerrung relativ starke Verzerrungen auftreten können. Der Empfänger 2 kann daher einen zusätzlichen nicht dargestellten Entzerrer aufweisen, der die Aufgabe hat, die zeitliche Ausdehnung der Impulsantwort des Gesamtsystems, also des Übertragungskanals 3 einschließlich aller analoger und digitaler Sende- und Empfangsfilter, auf die Länge des Guardintervalls zu begrenzen. Dieser Entzerrer wird üblicherweise als Zeitbereichsentzerrer bezeichnet und wird mit Hilfe eines nicht rekursiven digitalen Filters realisiert, dessen Koeffizienten automatisch während des Verbindungsaufbaus zwischen Sender 1 und Empfänger 2 eingestellt werden. Der Zeitbereichsentzerrer ist beispielsweise dem Analog-/Digital-Wandler 13 des Empfängers 2 nachgeschaltet. Umfasst der Empfänger 2 einen Zeitbereichsentzerrer, so fließen dessen Eigenschaften bei der Berechnung der Filtereigenschaften des Frequenzbereichsentzerrers 16 mit ein.
Eine zeitliche Begrenzung mit Hilfe des Zeitbereichsentzerrers ist jedoch in der Regel nicht gänzlich möglich. Abhängig von der Entzerrerlänge, aber auch vom Einstellalgorithmus für die Koeffizienten des Zeitbereichsentzerrers, besitzt die Gesamtimpulsantwort außerhalb des Guardintervalls noch Anteile, die nach der Demodulation und Frequenbereichsentzerrung zu zusätzlichen Symbolinterferenzstörungen führen können.
Eine Alternative zum diskreten Mehrträgerverfahren ist das gefilterte Multitonverfahren (Filtered Mutlitone (FMT) Modulation), das z.B. in I. Berenguer, „Filtered Multitone (FMT) Modulation for Broadband Fixed Wireless Systems", M.Phil.-Abschlussarbeit der Universität Cambridge, August 2002, offenbart ist.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein Verfahren zum verbesserten Aufbereiten eines mittels eines diskreten Mehrträgerverfahrens modulierten Empfangssignals anzugeben. Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es auch, einen entsprechenden Empfänger anzugeben.
Die Aufgabe der Erfindung wird gelöst durch ein Verfahren zum Aufbereiten eines Signals, aufweisend folgende Verfahrensschritte:

– Empfangen eines mittels eines diskreten Mehrträgerverfahrens modulierten Empfangssignals mit einem Empfänger, wobei das Empfangssignal einem von einem Sender über eine Übertragungsstrecke an den Empfänger übermittelten Sendesignal zugeordnet ist, die Übertragungsstrecke eine Impulsantwort mit Hauptwerten, den Hauptwerten vorgelagerten Vorschwingern und den Hauptwerten nachgelagerten Nachschwingern aufweist, und wobei den Nachschwingern der Impulsantwort eine erste Teilimpulsantwort h1(k) und den Vorschwingern der Impulsantwort eine zweite Teilimpulsantwort h2(k) zugeordnet ist,
– Abtasten des Empfangssignals mit einer Frequenz, wodurch sequentiell aufeinanderfolgende DMT-Empfangsdatenblöcke mit jeweils M + N Signalwerten entstehen, wobei die DMT-Empfangsdatenblöcke jeweils einem vom Sender generierten DMT-Sendedatenblock mit M + N Signalwerten und die M Signalwerte einem Guardintervall zugeordnet sind,
– Generieren von IDFT-Empfangsdatenblöcken mit N Signalwerten aus den DMT-Empfangsdatenblöcken, indem die dem Guar dintervall zugeordneten M Signalwerte des jeweiligen DMT-Empfangsdatenblocks verworfen werden,
– für den aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock, Ermitteln, unter Zuhilfenahme der ersten Teilimpulsantwort h1(k), des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks und des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblock vorhergehenden DMT-Empfangsdatenblocks, von einem ersten Signalanteil des aktuellen IDFT-Empfangsdatenblocks, der aufgrund eines Nachschwingens des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks vorhergehenden DMT-Empfangsdatenblocks und eines durch eine Verzerrung der Übertragungsstrecke bedingtes Ausschwingen des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks entsteht, und/oder Ermitteln, unter Zuhilfenahme der zweiten Teilimpulsantwort h2(k), des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks und des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblock nachfolgenden DMT-Empfangsdatenblocks, von einem zweiten Signalanteil des aktuellen IDFT-Empfangsdatenblocks, der aufgrund eines vorschwingens des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks nachfolgenden DMT-Empfangsdatenblocks und eines durch eine Verzerrung der Übertragungsstrecke bedingtes Einschwingen des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks entsteht, wobei der erste Signalanteil y1(k) bzw. der zweite Signalanteil y2(k) gemäß folgender Beziehungen abgeschätzt werden:
wobei Schätzwerte cg(k) dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock, Schätzwerte cgv(k) dem dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock vorhergehenden DMT-Empfangsdatenblock und Schätzwerte cgn(k) dem dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock nachfolgenden DMT-Sendedatenblocks zugeordnet sind und die Schätzwerte cg(k), cgv(k) bzw. cgn(k) gemäß folgender Verfahrensschritte ermittelt werden:
– Unterziehen des entsprechenden IDFT-Empfangsdatenblocks einer diskreten Fourier Transformation,
– Filtern des transformierten IDFT-Empfangsdatenblocks mit einem Frequenzbereichsentzerrer, dessen Filtercharakteristik im Wesentlichen dem inversen Frequenzgang der Übertragungsstrecke entspricht, und
– Unterziehen des gefilterten transformierten IDFT-Empfangsdatenblocks einer inversen diskreten Fouriertransformation, und
– Berechnen eines modifizierten IDFT-Empfangsdatenblocks, indem vom aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock der erste und/oder zweite Signalanteil abgezogen wird.

Bei dem ersten und zweiten Signalanteil handelt es sich um die Symbolinterferenzen.
Die den DMT Empfangsdatenblöcken zugeordneten DMT Sendedatenblöcke werden beispielsweise im Sender gemäß folgender Verfahrensschritte generiert:

– Zusammenfassen von an den Empfänger zu übermittelnde Daten zu DFT-Sendedatenblöcke,
– Generieren von IDFT-Sendedatendatenblöcke, indem die DFT-Sendedatendatenblöcke jeweils einer inversen diskreten Fouriertransformation mit N Abtastwerten unterzogen werden, und
– Anhängen der jeweils letzten M Signalwerte eines IDFT-Sendedatendatenblocks an dessen Anfang.

Weist der Empfänger ein digitales Filter auf, dessen Filtercharakteristik während eines Verbindungsaufbaus zwischen dem Sender und dem Empfänger automatisch eingestellt wird, so umfasst die Übertragungsstrecke einen den Sender und den Empfänger verbindenden Übertragungskanal und das digitale Filter. Das digitale Filter ist der weiter oben genannte Zeitbereichsentzerrer.
Insbesondere wenn die IDFT-Sendedatenblöcke mit einfacher Abtastfrequenz, die IDFT-Empfangsdatenblöcke jedoch mit doppelter Abtastfrequenz abgetastet werden, dann wird das Signal bevorzugt nach folgenden Verfahrensschritten aufbereitet:

– Zerlegen der einzelnen IDFT-Empfangsdatenblöcke in erste Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke und in zweite Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke, indem für die ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke jeweils die ungeradzahligen abgetasteten Signalwerte und für die zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke die geradzahligen abgetasteten Signalwerte des entsprechenden IDFT-Empfangsdatenblocks verwendet werden,
– anstelle für den aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock, Ermitteln von jeweils einem ersten Signalanteil für den aktuellen ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock und für den zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock, die aufgrund eines Nachschwingens des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks vorhergehenden DMT-Empfangsdatenblocks und eines durch eine Verzerrung der Übertragungsstrecke bedingtes Ausschwingen des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks entstehen und/oder Ermitteln von jeweils einem zweiten Signalanteil für den aktuellen ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock und für den zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock, die aufgrund eines Vorschwingens des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks nachfolgenden DMT-Empfangsdatenblocks und eines durch eine Verzerrung der Übertragungsstrecke bedingtes Einschwingen des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks entstehen, und
– Berechnen eines modifizierten ersten und eines zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblocks, indem vom entsprechenden aktuellen Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock der entsprechende erste und/oder zweite Signalanteil abgezogen wird.

Die beiden modifizierten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke können anschließend wieder zu einem modifizierten IDFT-Empfangsdatenblock zusammengefügt werden, wobei die Signalwerte des modifizierten ersten Polyphasen-IDFT- Empfangsdatenblocks die ungeradzahligen Signalwerte und die Signalwerte des modifizierten zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblocks die geradzahligen Signalwerte des modifizierten IDFT-Empfangsdatenblocks ergeben.
Zur Veranschaulichung des Zustandekommens des erfindungsgemäßen Verfahrens wird auch auf die beigefügten schematischen Zeichnungen hingewiesen, die auch Ausführungsbeispiele der Erfindung exemplarisch darstellen. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines DMT-Übertragungssystems gemäß dem Stand der Technik,
2 eine Modellimpulsantwort,
3 eine Rahmenstruktur von DMT-Sende- und Empfangsdatenblöcken,
4 ein Modellsendesignal,
5 das dem in der 4 gezeigten Modellsendesignal zugeordnete Empfangssignal,
6 ein Ein- und Ausschwingvorgang eines Empfangssignals,
7 Ein Blockschaltbild zum Ermitteln von Ein- und Ausschwingvorgängen,
8 ein Blockschaltbild eines ersten erfindungsgemäßen Empfängers,
9 ein Blockschaltbild einer alternativen Schaltungsanordnung für den in der 8 dargestellten erfindungsgemäßen Empfänger,
10 bis 17 Ergebnisse von Simulationen für den in der 8 dargestellten Empfänger,
18 einen zweiten erfindungsgemäßen Empfänger,
19 bis 23 Ergebnisse von Simulationen für den in der 18 dargestellten Empfänger und
24 und 25 Ergebnisse von Simulationen für die in den 8 und 18 dargestellten Empfänger.
Zur Veranschaulichung des Zustandeskommens der vorliegenden Erfindung werden die Symbolinterferenzen eines Modellsystems mit einer Symbolimpulsantwort untersucht. Diese Modellimpulsantwort ist in der 2 dargestellt und stimmt mit seinem zeitlichen Verlauf nicht notwendigerweise mit der Impulsantwort eines realen Übertragungssystems überein. Die in der 2 dargestellte Modellimpulsantwort dient lediglich zur Verdeutlichung von auftretenden Symbolinterferenzen.
Für die in der 2 dargestellte Modellimpulsantwort wird im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels von einem DMT-System ausgegangen, das einem standardisierten ADSL-System in Upstream-Richtung, d.h. vom Teilnehmer zur Vermittlung, entspricht. Bei einem solchen System werden die Trägerfrequenzen von etwa Nr. 7 bis Nr. 31 verwendet; das entspricht bei einem Frequenzabstand von 4,3125 kHz einem Frequenzbereich von etwa 26 bis 138kHz. Zur Vereinfachung der Filterrealisierung wird üblicherweise im Sender 1 die inverse Fouriertransformation mit der doppelten Anzahl von Frequenzwerten als unbedingt notwendig durchgeführt (zweifa ches Oversampling). Daher müssen in demjenigen Sendedatenblock, der mittels der inversen Fouriertranformation in den IDFT-Sendedatenblock transformiert wird, die Frequenzwerte von Nr. 33 bis 64 mit Nullen aufgefüllt werden. Nach der Transformation in den Zeitbereich, z.B. mittels der inversen Fouriertransformation, erhält man somit eine Zeitfunktion, die doppelt so viele Abtastwerte enthält, als unbedingt nötig. Dies entspricht einer Verdoppelung der Abtastfrequenz.
Die so erhaltenen Abtastwerte werden noch mit den Signalwerten entsprechend dem Guardintervall erweitert und mit der Modellimpulsantwort gefaltet. Die Modellimpulsantwort besteht aus drei Anteilen, und zwar aus einem Vorschwinger, den Hauptwerten und den Nachschwinger. Die in der 2 zur Veranschaulichung der vorliegenden Erfindung dargestellte Modellimpulsantwort umfasst n1 Vorschwinger, M + 1 Hauptwerte und n2 Nachschwinger. M entspricht der Länge des Guardintervalls.
Zur Veranschaulichung der auftretenden Einschwingvorgänge des Empfangssignals werden drei hintereinander modellhaft ausgesendete DMT-Rahmen betrachtet. Jeder DMT-Rahmen besteht aus N Werten des entsprechenden IDFT-Sendedatenblocks (IDFT Rahmen) sowie den M Werten des entsprechenden Guardintervalls CP1 (Guardintervall des ersten IDFT-Sendedatenblocks), CP2 (Guardintervall des zweiten IDFT-Sendedatenblocks), CP3 (Guardintervall des dritten IDFT-Sendedatenblocks), d.h. jeder DMT-Rahmen umfasst einen DMT-Sendedatenblock. Die Rahmenstruktur ist in der 3 dargestellt. Dabei gilt für die einzelnen Signalwerte u(k) eines DMT-Sendedatenblocks folgender Zusammenhang:
Der hochgestellte Index (i) gibt die Nummer des entsprechenden DMT-Senderahmens an und die einzelnen Werte sind mit c(k) bezeichnet.
Den DMT-Senderahmen sind DMT-Empfangsrahmen mit jeweils einem DMT-Empfangsdatenblock zugeordnet. Durch die nicht zeitlich auf die Länge M + 1 begrenzte Impulsantwort der Übertragungsstrecke wird ein DMT-Empfangsrahmen durch den vorhergehenden und den nachfolgenden DMT-Empfangsrahmen gestört. Zur Veranschaulichung der Störung eines solchen DMT-Empfangsrahmens, der nachfolgend als zweiter DMT-Empfangsrahmen bezeichnet wird, wird zunächst modellhaft der dem zweiten DMT-Empfangsrahmen zugeordnete zweite DMT-Senderahmen mit Nullen gefüllt, während der dem zweiten DMT-Senderahmen vorhergehende erste DMT-Senderahmen und der dem zweiten DMT-Senderahmen nachfolgende dritte DMT-Senderahmen mit stochastischen Signalen c(k) gefüllt werden. Ein Beispiel eines solchen Modellsendesignals ist in der 4 dargestellt. Das dem in der 4 gezeigten Sendesignal zugeordnete Empfangssignal ist in der 5 gezeigt.
Das Empfangssignal umfasst Ein- bzw. Ausschwingvorgänge der benachbarten DMT-Empfangsrahmen. Die in der 5 gezeigten Ausschwinganteile A des dem zweiten DMT-Empfangsrahmen vorhergehenden ersten DMT-Empfangsrahmens und die Einschwinganteile E des dem zweiten DMT-Empfangsrahmen nachfolgenden dritten DMT-Empfangsrahmens lassen sich auf Erkenntnisse der Sendesignale des ersten und dritten DMT-Senderahmens sowie der Modellimpulsantwort h(k), die der Impulsantwort der Übertragungsstrecke entspricht, mathematisch berechnen. Dazu wird die Modellimpulsantwort der Übertragungsstrecke h(k) in drei Teilimpulsantworten aufgespaltet: h2(k) = h(k) für 0 ≤ k ≤ n1 – 1 h3(k) = h(k + n1) für 0 ≤ k ≤ M + 1 h1(k) = h(k + n1 + M + 1) für 0 ≤ k ≤ n2 – 1
Die Teilimpulsantwort h1 (k) ist dem Ausschwinganteil A und die Teilimpulsantwort h2(k) ist dem Einschwinganteil E zugeordnet.
Der vom ersten DMT-Empfangsrahmen auf den zweiten DMT-Empfangsrahmen wirkende Ausschwinganteil berechnet sich wie folgt:
Hierbei ist zu berücksichtigen, dass jeder IDFT-Empfangsrahmen N Werte, jedoch jeder DMT-Empfangsrahmen M + N Werte besitzt. Daher sind in der obigen Summenbeziehung alle Terme mit dem Index N + k – a ≥ N zu Null zu setzen. Der vom dritten DMT-Empfansrahmen auf den zweiten DMT-Empfangsrahmen wirkende Einschwingvorgang berechnet sich wie folgt:
Hier ist zu berücksichtigen, dass alle Summenterme für k – a < 0 verschwinden. Überschreitet hingegen der Index N – M + k – a den Wert N – 1, d.h. k– a > M – 1, dann ist von diesem Index N abzuziehen (Modulo-N Operation).
Die Werte des Ausschwing- und Einschwinganteils lassen sich jeweils zu einem Vektor zusammenfassen. Für diesen erhalten wir dann die folgende Beziehung:
Der Ein- und Ausschwingvorgang kann jeweils als Faltungsbeziehung eines digitalen Filters interpretiert werden. Bei der ersten Beziehung wird der Ausschwinganteil eines Filters mit der Impulsantwort h1(k) berechnet. Das heißt, das Filter wird mit Nullen beaufschlagt, die Zustandswerte c(k) zum Zeitpunkt k = 0 entsprechen den letzten IDFT-Werten des ersten IDFT-Senderahmens. Mit der zweiten Faltungsbeziehung wird der Einschwinganteil eines digitalen Filters mit der Impulsantwort h2(k) berechnet. Hier sind die Zustandswerte zu Beginn der Berechnung Null. Das Filter wird mit den ersten n1 Werten des dritten DMT-Senderahmens beaufschlagt (Berücksichtigung des Guardintervalls).
Bei den bisherigen Betrachtungen wurde im betrachteten zweiten DMT-Senderahmen kein Signal ausgesendet. Damit konnten die Einflüsse des ersten und dritten DMT-Empfangsrahmens auf den zweiten DMT-Empfangsrahmen verdeutlicht werden. Es zeigt sich jedoch, dass das Vorhandensein des zweiten DMT-Senderahmens den ihm zugeordneten zweiten DMT-Empfangsrahmen ebenfalls stört. Um diesen Einfluss sichtbar zu machen, muss der unverzerrte zweite DMT-Empfangsrahmen bestimmt und dann von dem verzerrten zweiten DMT-Empfangsdatenrahmen abgezogen werden.
Nun werden die Ein- und Ausschwingvorgänge des betrachteten DMT-Senderahmens auf den eigenen DMT-Empfangsrahmen näher betrachtet. Hierzu werden die Werte des ersten und dritten DMT-Senderahmens auf Null gesetzt. Der zweite DMT-Senderahmen wird mit stochastischen werten c(k) gefüllt. Die 6 zeigt den Verlauf des Ein- und Ausschwingvorgang für das betrachtete Beispiel. Der Verlauf hängt von den stochasitischen Werten c(k) des betrachteten zweiten IDFT-Senderahmens sowie von den beiden Teilimpulsantworten h1(k) und h2(k) ab.
Der vom eigenen Senderahmen verursachte Ausschwinganteil ergibt sich hier wie folgt:
Hier müssen die Werte c(k) des zweiten Senderahmens für k – a > 0 immer auf Null gesetzt werden.
Der Einfluss der Vorschwinger der Modellimpulsantwort und des eigenen Senderahmens auf den Empfangsrahmen kann mit der folgenden Beziehung ermittelt werden:
wobei hier die c(k) Werte des zweiten Senderahmens für k – a < 0 zu Null gesetzt werden müssen. Hier erhalten wir in der Vektor- bzw. Matrix-Schreibweise die folgenden Beziehungen:
Die gesamten Ein- und Ausschwingvorgänge, die auch als Symbolinterferenzen bezeichnet werden, lassen sich jeweils zu einer Beziehung zusammenfassen, sodass nur eine Faltungsbeziehung ausgeführt werden muss.
Man kann nun die Berechnung der Symbolinterferenzen verallgemeinern. Bei kontinuierlicher Übertragung von DMT-Symbolen können die Symbolinterferenzen des (i-1)-ten DMT-Empfangsrahmens aus den Werten des (i-2)-ten DMT-Senderahmens, des (i-1)-ten DMT-Senderahmens und des i-ten DMT-Senderahmens, sowie den Werten der Teilimpulsantwort h1(k) und h2(k) berechnet werden:

y1(k)^(i-1) ist dabei der erste Signalanteil und y2(N – n1 + k)^(i-1) ist der zweite Signalanteil.
Sind die Symbolinterferenzen, d.h. der erste und zweite Signalanteil bekannt, so wird nach einer Variante des erfindungsgemäßen Verfahrens die erste Teilimpulsantwort h1(k) gemäß folgender Beziehung abgeschätzt: h1(k) = [YT Y]–1 YT yg1mit Y = Y1 – Y2
wobei n2 < M + N, c(k) die Signalwerte des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblock zugeordneten DMT-Sendedatenblocks und cv(k) die Signalwerte des dem vorhergehenden DMT-Sendedatenblocks sind und wobei yg1(k) Schätzwerte des ersten Signalanteils sind, die mit folgenden Schritten ermittelt werden:

– Filtern der gesendeten Daten mit einem Filter, dessen Filtercharakteristik im Wesentlichen dem Frequenzgang der Übertragungsstrecke entspricht,
– Unterziehen der gefilterten gesendeten Daten einer inversen diskreten Fouriertransformation und
– Subtrahieren der nach der inversen diskreten Fouriertransformation erhaltenen Werte von den Werten des aktuellen IDFT-Empfangsdatenblocks.

Die Filtercharakteristik des angesprochenen Filters entspricht somit im Wesentlichen dem inversen Frequenzgang des Frequenzbereichsentzerrers.
Damit die erste Teilimpulsantwort h1(k) mit der oben angegebenen Beziehung berechnet werden kann, braucht das Gleichungssystem h1(k) = [YT Y]–1 YT yg1wenigstens n2 Gleichungen.
Ansonsten muss diese Gleichung für mehrere, insbesondere hintereinander folgende Rahmen erweitert werden, sodass wenigstens n2 Gleichungssysteme entstehen. Die Matrizen Y1 und Y2 zur Berechnung der Matrix Y können dann wie folgt lauten:
wobei im Falle dieses Beispiels m hintereinander folgende Rahmen betrachtet werden und die Anzahl m der berücksichtigten Rahmen so gewählt wird, dass wenigstens n2 Gleichungssysteme entstehen.
Der Vektor yg1(k) der Schätzwerte des ersten Signalanteils wird dann wie folgt erweitert:
Die zweite Teilimpulsantwort h2(k) wird nach einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gemäß folgender Beziehung abgeschätzt: h2(k) = [ZT z]–1 ZT yg2mit Z = Z1 – Z2
wobei c(k) die Signalwerte des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblock zugeordneten DMT-Sendedatenblocks und cn(k) die Signalwerte des nachfolgenden DMT-Sendedatenblocks sind und wobei yg2(k) Schätzwerte des zweiten Signalanteils sind, die mit folgenden Schritten ermittelt werden:

Die Filtercharakteristik des angesprochenen Filters entspricht somit im Wesentlichen dem inversen Frequenzgang des Frequenzbereichsentzerrers.
Damit die zweite Teilimpulsantwort h2(k) mit der oben angegebenen Beziehung berechnet werden kann, braucht das Gleichungssystem h2(k) = [ZT z]–1 ZT yg2wenigstens n1 Gleichungen.
Ansonsten muss diese Gleichung für mehrere, insbesondere hintereinander folgende Rahmen erweitert werden, sodass wenigstens n1 Gleichungssysteme entstehen.
Die erste Teilimpulsantwort h1(k) und/oder die zweite Teilimpulsantwort h2(k) kann insbesondere während eines Verbindungsaufbaus zwischen dem Sender 1 und einem nachfolgend noch näher beschriebenen erfindungsgemäßen Empfänger abgeschätzt werden. Die gesendeten Werte sind während des Verbindungsaufbaus dem Empfänger in der Regel bekannt. Die Werte der IDFT-Sendedatenblöcke erhält man, indem man die dem Empfänger während des Verbindungsaufbaus bekannten gesendeten Daten einer inversen Fouriertransformation unterzieht. Die Symbolinterferenzen lassen sich berechnen, indem die einzelnen Werte eines unverzerrten IDFT-Empfangsdatanblocks von den entsprechenden Werten des dazugehörigen IDFT-Empfangsdatenblocks abgezogen werden.
Die 7 zeigt einen Empfänger 72, mit dem die Symbolinterferenzen bevorzugt während des Verbindungsaufbaus ermittelt werden können.
Der in der 7 dargestellte Empfänger 72 stellt eine erfindungsgemäße Erweiterung des in der 1 dargestellten Empfängers 2 dar. Wenn folgend nicht anders beschrieben, sind Bestandteile des in der 7 dargestellten Empfängers 72, welche mit Bestandteilen des in der 1 gezeigten Empfängers 2 weitgehend bau- und funktionsgleich sind, mit denselben Bezugszeichen versehen.
Der in der 7 gezeigte Empfänger 72 unterscheidet sich von dem in der 1 gezeigten Empfänger 2 um eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 71, mit der die Symbolinterferenzen ermittelt werden können, wenn dem Empfänger 72 die Werte der IDFT-Sendedantenblöcke unbekannt sind.
Die Schaltungsanordnung 71 des Empfängers 72 weist ein Filter 73 auf, dem die am Ausgang der Entscheiderlogik 17 anstehenden Daten, die bei korrekter Entscheidung den digitalen Daten 4, entsprechen, zugeführt werden. Die Filterkoeffizienten dieses Filters 73 entsprechen den Kehrwerten der Filterkoeffizienten des Frequenzbereichsentzerrers 16. Die am Ausgang des Filters 73 anstehenden Signale werden einem Funktionsblock 74 zugeführt, der diese Signale einer inversen Fouriertransformation unterzieht. Die so transformierten Signale entsprechen somit den Signalen des unverzerrten IDFT-Empfangsdatenblocks, die dann wiederum von den Signalen des zugeordneten IDFT-Empfangsdantenblocks mittels eines Subtrahierers 75 abgezogen werden. Die so entstehenden Signale sind die Symbolinterferenzen 76, also die ersten und zweiten Signalanteile.
Wie die oben angegebenen Beziehungen zeigen, benötigt man bei der Implementierung des erfindungsgemäßen Verfahrens für die Berechnung der Symbolinterferenzen des (i-1)-ten Empfangsrahmens, die Werte des um eine Rahmenperiode vorher ausgesendeten (i-2)-ten Senderahmens, die Werte des aktuel len Senderahmens, also des (i-1)-ten Senderahmens, sowie die Werte des um eine Rahmenperiode später ausgesendeten i-ten Senderahmens. Während die Werte des um einen Rahmenperiode vorher ausgesendeten (i-2)-ten Senderahmens aus entsprechenden entschiedenen Frequenzwerten, die bei fehlerfreier Übertragung den ausgesandten QAM-Werten entsprechen, mit Hilfe einer inversen diskreten Fouriertransformation berechnet werden können, können die Sendewerte des (i-1)- Senderahmens sowie des i-ten Senderahmens aus Kausalitätsgründen prinzipiell nicht angegeben werden.
Ist die erste Teilimpulsantwort h1(k) bekannt, so kann nach einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens der erste Signalanteil gemäß folgender Beziehung abgeschätzt werden:
wobei cg(k) die geschätzten Signalwerte des dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock zugeordneten DMT-Sendedatenblock und cgv(k) die geschätzten Signalwerte des dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock vorhergehenden DMT-Sendedatenblock sind und die geschätzten Signalwerte eines DMT-Sendedatenblocks gemäß folgender Verfahrensschritte ermittelt werden:

– Unterziehen des entsprechenden IDFT-Empfangsdatenblocks einer diskreten Fourier Transformation,
– Filtern des transformierten IDFT-Empfangsdatenblocks mit einem Frequenzbereichsentzerrer, dessen Filtercharakteristik im Wesentlichen dem inversen Frequenzgang der Übertragungsstrecke entspricht, und
– Unterziehen des gefilterten transformierten IDFT-Empfangsdatenblocks einer diskreten Fouriertransformation.

Der zweite Signalanteil y2 wird nach einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gemäß folgender Beziehung abgeschätzt:
wobei cg(k) die geschätzten Signalwerte des dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock zugeordneten DMT-Sendedatenblock und cgn(k) die geschätzten Signalwerte des dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock nachfolgenden DMT-Sendedatenblock sind und die geschätzten Signalwerte eines DMT-Sendedatenblocks gemäß folgender Verfahrensschritte ermittelt werden:

– Unterziehen des entsprechenden IDFT-Empfangsdatenblocks einer diskreten Fourier Transformation,
– Filtern des transformierten IDFT-Empfangsdatenblocks mit einem Frequenzbereichsentzerrer, dessen Filtercharakteristik im Wesentlichen dem inversen Frequenzgang der Übertragungsstrecke entspricht, und
– Unterziehen des gefilterten transformierten IDFT-Empfangsdatenblocks einer inversen diskreten Fouriertransformation.

Durch Subtraktion der Ein- und Ausschwingvorgänge von den Werten des Empfangssignals, also von den Signalen des IDFT-Empfangsdatenblocks, können die störenden Symbolinterferenzen im Empfangssignal zumindest annäherungsweise kompensiert werden, wodurch der modifizierte IDFT-Empfangsdatenblock entsteht.
In der 8 ist eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Empfängers 82 dargestellt. Wenn folgend nicht anders beschrieben, sind Bestandteile des in der 8 dargestellten Empfängers 82, welche mit Bestandteilen des in der 1 gezeigten Empfängers 2 weitgehend bau- und funktionsgleich sind, mit denselben Bezugszeichen versehen.
Der in der 8 gezeigte erfindungsgemäße Empfänger 82 unterscheidet sich im Wesentlichen von dem in der 1 gezeigten Empfänger 2 um ein Verzögerungselement 80, einem dem Verzögerungselement 80 nachgeschalteten Subtrahierer 81 und um eine Schaltungsanordnung 82a, die die Symbolinterferenzen, also den ersten und zweiten Signalanteil, abschätzt.
Die Werte eines empfangenen i-ten IDFT-Empfangsdatenblocks werden zunächst mit dem Verzögerungselement 80 um eine Rahmenperiode verzögert, woraus ein (i-1)-ter IDFT-Empfangsdatenblock entsteht, der in einem Speicher 80a des Verzögerungselements 80 abgelegt wird. von den um eine Rahmenperiode verzögerten Werten dieses (i-1)-IDFT-Empfangsdatenblocks werden die mit der Schaltungsanordnung 82a ermittelten Symbolinterferenzen abgezogen; es entsteht ein modifizierter IDFT-Empfangsdatenblock, der dem Funktionsblock 15 zur Weiterverarbeitung zugeführt wird. Der Funktionsblock 15 unterzieht den modifizierter IDFT-Empfangsdatenblock einer diskreten Fouriertransformation.
Um die Symbolinterferenzen zu ermitteln, werden die werte eines empfangenen i-ten IDFT-Empfangsdatenblocks auch der Schaltungsanordnung 82a zugeführt. Die Schaltungsanordnung 82a umfasst zunächst einen Funktionsblock 83, mit dem der empfangene i-te IDFT-Empfangsdatenblock einer diskreten Fouriertransformation unterzogen und somit in den Frequenzbereich transformiert wird. Im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels ist die diskrete Fouriertransformation als FFT ausgeführt.
Der transformierte i-te IDFT-Empfangsdatenblock wird anschließend einem Frequenzbereichsentzerrer 84 zugeführt, dessen Filtercharakteristik dem Frequenzbereichsentzerrer 16 entsprechen. Die Filterkoeffizienten des Frequenzbereichsentzerrers 84 und die Filterkoeffizienten des Frequenzbereichsentzerrers 16 werden während des Verbindungsaufbaus zwischen dem Sender 1 und dem Empfänger 82 automatisch eingestellt.
Dem Frequenzbereichsentzerrer 84 ist ein Funktionsblock 85 nachgeschaltet, der die mittels des Frequenzbereichsentzerrers 84 gefilterten Signale des mit dem Funktionsblock 83 transformierten i-ten IDFT-Empfangsdatenblocks einer inversen diskreten Fouriertransformation unterzieht; es entstehen somit Zeitbereichswerte, die Schätzwerte cg(k)⁽ⁱ⁾ des gesendeten i-ten Senderahmens darstellen. Im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels ist die inverse Fouriertransformation als IFFT (inverse Fast Fourier Transform) realisiert.
Die Schätzwerte cg(k)⁽ⁱ⁾ des gesendeten i-ten Senderahmens werden anschließend einem Verzögerungselement 86 zugeführt, der die Schätzwerte cg(k)⁽ⁱ⁾ des gesendeten i-ten Senderahmens um eine Rahmenperiode verzögert. Somit entstehen Schätzwerte cg(k)^(i-1) des zuvor ausgesendeten Senderahmens, also Schätzwerte cg(k)^(i-1) des gesendeten (i-1)-ten Senderahmens. Diese Werte werden in einem Speicher 86a des Verzögerungselements 86 abgelegt. Die Schätzwerte cg(k)^(i-1) des gesendeten (i-1)-ten Senderahmens werden einem weiteren Verzögerungselement 87 zugeführt, der diese Schätzwerte cg(k)^(i-1) wiederum um eine Rahmenperiode verzögert. Es entstehen Schätzwerte cg(k)^(i-2) des gesendeten (i-2)-ten Senderahmens.
Die Schätzwerte des gesendeten i-ten, (i-1)-ten und (i-2)-ten Senderahmens werden anschließend einem Funktionsblock 88 der Schaltungsanordnung 82a zugeführt. Die Schaltungsanordnung 82a umfasst ferner einen Speicher 89, in denen die erste und zweite Teilimpulsantwort h1(k) und h2(k), wie oben stehend bereits beschrieben, während des Verbindungsaufbaus abgeschätzt wurden und gespeichert sind. Im Funktionsblock 88 werden dann die Symbolinterferenzen, die dem ersten Signalanteil und dem zweiten Signalanteil entsprechen, ermittelt.
Der erste Signalanteil y1(k)^(i-1) wird im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels nach folgender Formel ermittelt:
Der zweite Signalanteil y2(k)^(i-1) wird im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels nach folgender Formel ermittelt:
Die erste und zweite Teilimpulsantwort h1(k) und h2(k) werden im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels beim Verbindungsaufbau zwischen dem Sender 1 und dem Empfänger 82 ermittelt. Während des Verbindungsaufbaus werden üblicherweise auch die Koeffizienten des nicht näher dargestellten Zeitbereichs- und der Frequenzbereichsentzerrer 16, 84, sowie weitere hier nicht explizit genante Einstellparameter ermittelt.
Zur Ermittlung der beiden Teilimpulsantworten h1(k) und h2(k) kann daher davon ausgegangen werden, dass die Parameter des Zeit- und Frequenzbereichsentzerrers 16, 84 bereits bekannt sind. Weiterhin kann davon ausgegangen werden, dass während des Verbindungsaufbaus eine stochastische Trainingssequenz bzw. zumindest eine annäherungsweise stochastische Trainingssequenz vom Sender 1 gesendet wird, deren Sendesymbole dem Empfänger 82 ebenfalls bekannt sind. Beispielsweise wird bei ADSL während des Verbindungsaufbaus eine sogenannte Medley-Sequenz ausgesendet, die aus pseudo-zufälligen vierstufigen QAM Symbolen besteht, die der Empfänger 82 rekonstruieren kann. Kennt der Empfänger 82 die Sendedaten nicht, so kann er diese mit der in der 7 und obenstehend beschriebenen Entscheiderlogik 17 abschätzen.
Bei Kenntnis der Sendesymbole lassen sich im Empfänger 82 die tatsächlich auftretenden Symbolinterferenzen mit der in 7 gezeigten Schaltungsnordung ermitteln.
Dazu werden insgesamt L DMT Empfangsrahmen betrachtet. Für jeden dieser Empfangsrahmen lassen sich Teilmatrizen aufstellen, mit deren Hilfe die beiden Teilimpulsantworten h1(k) und h2(k) berechnet bzw. geschätzt werden können.
Zunächst wird die erste Teilimpulsantwort h1(k), die die Werte des Ausschwinganteils verursacht, betrachtet. Das Kompensationssignal für das Ausschwingsignal des (i-1)-ten Empfangsrahmens lässt sich in Matrixform kompakt wie folgt beschreiben:
mit den beiden Sendesymbolmatrizen
sowie dem Vektor der Teilimpulsantwort h1(k)
Für die weiteren L-1 DMT Rahmen lassen sich die entsprechenden Matrizen Y⁽ⁱ⁾, Y⁽ⁱ⁺¹⁾,..., Y^(i+L-2) und damit die Vektoren y1⁽ⁱ⁾, y1⁽ⁱ⁺¹⁾,..., y1^(i+L-2) angeben. Diese Werte sollten möglichst gut mit den ermittelten Werten des ersten Signalanteils übereinstimmen. Bezeichnet man die mit der in 7 gezeigten Schaltungsanordnung 71 ermittelten Werte des ersten Signalanteils mit
dann erhalten wir schließlich für die Ermittlung der Werte der Impulsantwort h1(k) das folgende Gleichungssystem:
Die Anzahl der betrachteten Rahmen muss dabei groß genug gewählt werden, damit sich ein Gleichungssystem mit mindestens n2 Gleichungen ergibt. Man sollte jedoch die Anzahl der Rahmen möglichst groß wählen, damit zusätzlich vorhandene Störungen herausgemittelt werden.
Es entsteht ein Gleichungssystem mit mehr Gleichungen als Unbekannte, das nur im Sinne der kleinsten quadratischen Abweichungen lösbar ist.
Als beste Lösung erhalten wir dann h1 = [YT·Y]–1·YT·y ^1
In entsprechender Weise lassen sich die werte der zweiten Teilimpulsantwort h2(k) berechnen. Die Teilmatrizen für die Berechnung des der zweiten Teilimpulsantwort h2(k) zugeordneten Einschwinganteils sind dann wie folgt definiert:
Die Werte der zweiten Teilimpulsantwort h2(k) erhalten wir in gleicher Weise wie die der ersten Teilimpulsantwort: h2 = [YT·Y]–1·YT·y ^2
Dabei sind die mit der Schaltungsanordnung 71 ermittelten Werte des zweiten Signalanteils für den Vektor y ^² einzusetzen.
Im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels wird davon ausgegangen, dass sich die Ein- und Ausschwingvorgänge nicht überlappen. Falls dies der Fall sein sollte, müssen die beiden Teilimpulsantworten h1(k) und h2(k) mit Hilfe eines einzigen Gleichungssystems, das nur einen Vektor mit den ermittelten Symbolinterferenzen enthält, berechnet werden.
Anstelle der in der 8 gezeigten Schaltungsanordnung 82a zum Ermitteln der Symbolinterferenzen kann der erfindungsgemäße Empfänger 82 insbesondere auch eine in der 9 dargestellten Schaltungsanordnung 90 zum Ermitteln der Symbolinterferenzen aufweisen. Wenn folgend nicht anders beschrieben, sind Bestandteile der in der 9 dargestellten Schaltungsanordnung 90 zum Ermitteln der Symbolinterferenzen, welche mit Bestandteilen der in der 8 gezeigten Schaltungsanordnung 82a zum Ermitteln der Symbolinterferenzen weitgehend bau- und funktionsgleich sind, mit denselben Bezugszeichen versehen.
Anstelle der beiden Funktionsblöcke 83, 85 und dem Frequenzbereichsentzerrer 84, der Schaltungsanordnung 82a umfasst die Schaltungsanordnung 90 einen Funktionsblock 91. Der Funktionsblock 91 realisiert die Funktionsweise der eben genannten Funktionsblöcke der Schaltungsanordnung 82a als eine zyklische Faltung der Werte eines IDFT-Empfangsrahmens mit der diskreten Impulsantwort des Frequenzbereichsentzerrers 84. Diese Faltung kann beispielsweise direkt im Zeitbereich durchgeführt werden, wie dies mit dem Funktionsblock 91 realisiert ist. Diese Anordnung ist dann vorteilhaft, wenn sich die Einschwingvorgänge nur über einen Teil einer Rahmenperiode erstrecken. Dann brauchen nur die tatsächlich für die Kompensation erforderlichen Schätzwerte für die Sendesignale berechnet werden. Bei Anwendung der hier angegebenen Anordnungen zur Kompensation der Symbolinterferenzen treten bei Störungen keine Fehlerfortpflanzungen auf, da die zur Kompensation erforderlichen Schätzwerte für das Sendesignal aus den nicht entschiedenen Empfangssignalen ermittelt werden.
Um die Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Empfängers 82 zu simulieren, wurden zwei Beispiele simuliert, deren Ergebnisse in den 10 bis 17 gezeigt sind. Im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels wird ein ADSL-System in Upstream-Richtung betrachtet. Der Empfänger 82 befinden sich also im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels auf der Vermittlungsseite und der Sender 1 beim Teilnehmer. In diesen Beispielen werden die Frequenznummern von 7 bis 31 genutzt. Das entspricht bei einem Frequenzabstand von 4,3125 KHz einer Bandbreite von etwa 26 bis 138 KHz. Das Übertragungssystem enthält diverse Sende- und Empfangsfilter, deren Parameter im Einzelnen nicht bekannt sind, und als Übertragungskanal 3 wird eine 3 kfeet lange Anschlussleitung gewählt. Auf der Empfangsseite wird das Signal mit einer FFT der Länge n = 128, d.h. mit 64 Frequenzwerten demoduliert (doppelte FFT-Länge). Dabei werden die Realisierungsungenauigkeiten, wie A/D- und D/A-Wandlung auf der Sende- bzw. auf der Empfangsseite miterfasst. Weiterhin wird am Empfängereingang 12 ein simuliertes weißes Rauschen mit einer spektralen Leistungsdichte von –140 dBm/Hz zum Empfangssignal addiert.
Während des Verbindungsaufbaus werden für diese Übertragungsstrecke die Koeffizienten der Zeit- und Frequenzbereichsentzerrer 16, 84 ermittelt. Der Zeitbereichsentzerrer hat im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispieles eine Länge von 48 Koeffizienten. Mit einer Vergrößerung der Koeffizientenanzahl kann der Störabstand nicht mehr wesentlich verbessert und damit die Performance des Systems gesteigert werden.
Die in diesem Beispiel nach dem Zeitbereichsentzerrer vorhandenen Vor- und Nachschwinger der Impulsantwort lassen sich wie obenstehend berechnen. Hierbei werden die während des Verbindungsaufbaus ausgehenden und beim Empfänger 82 empfangenen pseudo-zufälligen Medleysignale zur Berechnung herangezogen. Die 10 zeigt die aus dem Empfangssignal berechnete erste Teilimpulsantwort h1(k) und die 11 zeigt die aus dem Empfangssignal berechnete zweite Teilimpulsantwort h2(k). Für beide Teilimpulsantworten wurden dabei jeweils eine Länge von n1 = n2 = 64 gewählt.
Mit diesen Teilimpulsantworten wurde anschließend die Kompensation der Symbolinterferenzen nach dem obenstehend beschriebenen Verfahren durchgeführt.
Die Restsymbolinterferenzen wurden ebenfalls nach dem hier beschriebenen Verfahren ermittelt. Die 12 zeigt die quadratisch gemittelten (58 DMT-Rahmen) Restsymbolinterferenzen ohne Interferenzkompensation, Kurve 1201, und mit In terferenzkompensation nach dem erfindungsgemäßen Verfahren, Kurve 1202. Nach der Demodulation (Fouriertransformation) und Frequenzbereichsentzerrung erhält man auf der Empfangsseite die ausgesendeten QAM-Symbole. Aufgrund von Restsymbolinterferenzen und Rauschen ergeben sich Abweichungen, die zu einem endlichen Signalstörabstand für jede einzelne Frequenzlinie führen.
Zur Beurteilung der Leistungsfähigkeit eines DMT-Übertragungssystems wird daher üblicherweise der Signalstörabstand S/N in Abhängigkeit der einzelnen Trägerfrequenzen herangezogen.
Der in diesem Ausführungsbeispiel sich ergebende Störabstand S/N ist in der 13 dargestellt. Die untere Kurve 1301 zeigt den Signalstörverlauf ohne und die obere Kurve 1302 mit Kompensation der Symbolinterferenzen gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren. Die Kompensation bewirkt hier im gesamten Frequenzbereich eine erhebliche Verbesserung des Störsignalabstands.
In einem zweiten Beispiel, dessen Ergebnisse in den 14 bis 17 dargestellt sind, wurde dasselbe Übertragungssystem mit 3 kfeet Leitungslänge verwendet, im Empfänger 82 ist jedoch noch ein zusätzlicher, in der 8 nicht gezeigter relativ steiler Hochpassfilter eingeschaltet, um eventuell vorhandene Gebührenzählsignale mit einer Frequenz von 12 oder 16 KHz herauszufiltern. Dieser zusätzliche Hochpassfilter beeinflusst das Einschwungverhalten des Übertragungssystems erheblich.
Die aus den Messwerten ermittelten beiden Teilimpulsantworten für dieses Beispiel mit zusätzlichem Hochpassfilter sind in den 14 und 15 dargestellt. Die 14 zeigt da bei die erste Teilimpulsantwort h1(k) und die 15 die zweite Teilimpulsantwort h2(k).
Man erkennt deutlich, dass die beiden Teilimpulsantworten h1(k) und h2(k) und insbesondere die erste Teilimpulsantwort h1(k) nach 64 Abtastworten noch nicht abgeklungen sind. Trotzdem können die Restsymbolinterferenzen relativ stark reduziert werden.
Die 16 zeigt die quadratisch gemittelten Restsymbolinterferenzen mit, Kurve 1601, und ohne Kompensation, Kurve 1602. Hier kann man auch mit Kompensation noch deutlich Restsymbolinterferenzen erkennen, die auf zu kurze Teilimpulsantworten des Kompensators zurückzuführen sind.
In der 17 ist der Signalstörabstand S/N in Abhängigkeit der Trägerfrequenzen dargestellt. Mit Kompensation, Kurve 1701, der Symbolinterferenzen ergibt sich auch hier eine deutliche Verbesserung des Signalstörabstands S/N über den gesamten genutzten Frequenzbereich im Vergleich zu einem System ohne Kompensation, Kurve 1702.
Bei dem in der 8 dargestellten Empfänger 82 wurde davon ausgegangen, dass auf der Sendeseite und auf der Empfangsseite die Signale mit derselben Abtastfrequenz, insbesondere mit der doppelten Abtastfrequenz, abgetastet werden. Wird jedoch beim Sender 1 das Sendesignal mit einer inversen Fouriertransformation erzeugt, bei der die Abtastfrequenz nur mit der minimalen notwendigen Transformationslänge erzeugt und anschließend die notwendige Spektralformung durch Filterung durchgeführt wird, dann erhält man oberhalb des Nutzbereiches, d.h. oberhalb der sogenannten Nyquist-Frequenz wegen der nicht-idealen Filterung Reste des Spiegelspektrums des Sendesignals. Diese Anteile des Spiegelspektrums sind normalerweise nicht störend und vom Standard in gewissen Grenzen zugelassen. Wird nun ein derartig erzeugtes Signal dem Empfänger 82 mit der doppelten Abtastfrequenz verarbeitet, dann ist für die Kompensation der Symbolinterferenzen die Kenntnis des Frequerzbereichsentzerrers auch im Bereich des Spiegelspektrums erforderlich. Die Berechnung des Frequenzbereichsentzerrers in diesem Frequenzbereich ist jedoch nur sehr ungenau möglich, da das Empfangssignal wegen der Sendefilterung zu stark gedämpft ist.
Um auch in diesem Anwendungsfall die Symbolinterferenzen zu kompensieren, werden erfindungsgemäß die mit der doppelten Abtastfrequenz abgetasteten Empfangswerte in zwei Zweige aufgespaltet. Dabei wird jeder zweite Wert eines IDFT-Empfangsdatenblocks in den ersten Zweig und die dazwischenliegenden Werte des empfangenen IDFT-Empfangsdatenblocks in den zweiten Zweig übernommen. Die beiden Zweige werden auch als Polyphase 1 und Polyphase 2 bezeichnet. Es entsteht ein erster Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock und ein zweiter Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock.
Jeder dieser beiden Zweige, also der beiden Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke, umfasst Empfangswerte, die mit der einfachen Abtastfrequenz abgetastet und jeweils um eine halbe Abtastperiode zueinander verschoben sind. Die Abtastfrequenz der beiden Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke stimmt nun mit der Abtastfrequenz des Senders 1 überein, mit der das Sendesignal mittels der inversen Fouriertransformation erzeugt wurde. Somit lassen sich die beiden Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke jeweils mit den vorgehend beschriebenen erfindungsgemäßen Verfahren kompensieren. Hierbei ist die Kenntnis des Frequenzbereichsentzerrers 16 nur im Nutzband erforderlich. Nach der Kompensation können die beiden Polyphasen wieder zu einem Signalvektor zusammengefasst werden, wobei sich wieder ein Signalvektor mit der doppelten Abtast frequenz ergibt, d.h. ein modifizierter IDFT-Empfangsdatenblock.
Es wird also erfindungsgemäß anstelle für den aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock, jeweils ein erster und/oder zweiter Signalanteil für den aktuellen ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock und ein erster und/oder zweiter Signalanteil für den zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock ermittelt und jeweils ein modifizierter erster und zweiter Po-Iyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock berechnet, indem vom entsprechenden aktuellen Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock der entsprechende erste und/oder zweite Signalanteil abgezogen wird.
Die 18 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Empfängers 102, mit dem die oben angesprochene Problematik gelöst werden kann. Wenn folgend nicht anders beschrieben, sind Bestandteile des in der 8 dargestellten Empfängers 82, welche mit Bestandteilen des in der 18 gezeigten Empfängers 102 weitgehend bau- und funktionsgleich sind, mit denselben Bezugszeichen versehen.
Der in der 18 gezeigte erfindungsgemäße Empfänger 102 weist ebenfalls einen Funktionsblock 14 auf, der die DMT-Empfangsdatenblöcke in IDFT-Empfangsdatenblöcke umwandelt.
Die Werte eines i-ten IDFT Empfangsdatenblocks werden einem Verzögerungselement 182 zugeführt, das im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels zunächst den i-ten IDFT-Empfangsdatenblöcke jeweils in einen i-ten ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock und in einen i-ten zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock aufspaltet, wobei für den i-ten ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock jeweils die ungeradzahligen Signalwerte und für den i-ten zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock die geradzahligen Signalwerte des i-ten IDFT-Empfangsdatenblocks verwendet werden. Des Weiteren werden die Werte der beiden i-ten Polyphasen-IDFT-Empfangsdaten-blöcke mit dem Verzögerungselement 182 um eine Rahmenperiode verzögert, woraus (i-1)-te Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke entstehen. Von den um eine Rahmenperiode verzögerten Werten dieser (i-1)-ten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke werden die mit einer Schaltungsanordnung 102a ermittelten Symbolinterferenzen der beiden (i-1)-ten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke mittels eines Subtrahierers 181a bzw. eines Subtrahierers 181 abgezogen; es entstehen modifizierte IDFT-Polyphasen-Empfangsdatenblöcke, die einem Funktionsblock 180 zur Weiterverarbeitung zugeführt werden. Der Funktionsblock 180 fügt die beiden modifizierten IDFT-Polyphasen-Empfangsdatenblöcke zu einem modifizierten IDFT-Empfangsdatenblock zusammen und unterzieht den modifizierter IDFT-Empfangsdatenblock einer diskreten Fouriertransformation. Der transformierte modifizierte IDFT-Empfangsdatenblock wird wiederum dem Frequenzbereichsentzerrer 16 zur Weiterverarbeitung zugeführt.
Um die Symbolinterferenzen der beiden (i-1)-ten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke zu erhalten, wird der i-te IDFT-Empfangsdatenblock der Schaltungsanordnung 102a zugeführt. Die Schaltungsanordnung 102a umfasst zunächst einen Funktionsblock 183, mit dem der i-te IDFT-Empfangsdatenblock einer diskreten Fouriertransformation unterzogen und somit in den Frequenzbereich transformiert wir. Im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels ist die diskrete Fouriertransformation als FFT ausgeführt. Da das Empfangssignal mit der doppelten Frequenz, das Sendesignal jedoch nur mit der einfachen Frequenz abgetastet wird, werden nach der Fouriertransformation im Funktionsblock 183 die obere Hälfte der Frequenzwerte verworfen.
Der transformierte i-te IDFT-Empfangsdatenblock wird anschließend einem Frequenzbereichsentzerrer 84 zugeführt, dessen Filtercharakteristik dem Frequenzbereichsentzerrer 16 entsprecht. Die Filterkoeffizienten der Frequenzbereichsentzerrer 16, 84 werden während des Verbindungsaufbaus zwischen dem Sender 1 und dem Empfänger 102 automatisch eingestellt.
Dem Frequenzbereichsentzerrer 84 ist ein Funktionsblock 85 nachgeschaltet, der die mittels des Frequenzbereichsentzerrers 84 gefilterten Signale des mit dem Funktionsblock 83 transformierten i-ten IDFT-Empfangsdatenblocks einer inversen diskreten Fouriertransformation unterzieht, wodurch Zeitbereichswerte entstehen, die Schätzwerte cg(k)⁽ⁱ⁾ des i-ten Senderahmens darstellen. Im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels ist die inverse Fouriertransformation als IFFT (inverse Fast Fourier Transform) realisiert.
Die gefilterten Werte werden anschließend einem Verzögerungselement 86 zugeführt, der die gefilterten Werte um eine Rahmenperiode verzögert. Somit entstehen Schätzwerte cg(k)^(i-1) des zuvor ausgesendeten (i-1)-ten Senderahmens. Diese Werte werden in einem Speicher 186a des Verzögerungselements 186 abgelegt. Die Schätzwerte cg(k)^(i-1) des gesendeten (i-1)-ten Senderahmens werden einem weiteren Verzögerungselement 187 zugeführt, der diese Schätzwerte wiederum um eine Rahmenperiode verzögert. Es entstehen Schätzwerte cg(k)^(i-2) des gesendeten (i-2)-ten Senderahmens.
Die Schätzwerte der gesendeten i-ten, (i-1)-ten und (i-2)-ten Senderahmen werden anschließend einem Funktionsblock 188 der Schaltungsanordnung 102a zugeführt. Die Schaltungsanordnung 102a umfasst ferner einen Speicher 189a, in dem die erste und zweite Teilimpulsantwort h11(k) und h12(k) der ersten Polyhase und einen Speicher 189b, in dem die erste und zweite Teilimpulsantwort h21(k) und h22(k) der zweiten Polyhase gespeichert sind. Die vier Teilimpulsantworten wurden im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels während des Verbindungsaufbaus zwischen dem Sender 1 und dem Empfänger 102 abgeschätzt. Im Funktionsblock 188 werden dann die Symbolinterferenzen der beiden Polyphasen ermittelt.
Der erste Signalanteil y11(k)^(i-1) der ersten Polyphase wird im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels nach folgender Formel ermittelt:
Der zweite Signalanteil y12(k)^(i-1) der ersten Polyphase wird im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels nach folgender Formel ermittelt:
Der erste Signalanteil y21(k)^(i-1) der zweiten Polyphase wird im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels nach folgender Formel ermittelt:
Der zweite Signalanteil y22(k)^(i-1) der zweiten Polyphase wird im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels nach folgender Formel ermittelt:
Im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels sind vier Teilimpulsantworten erforderlich, und zwar jeweils eine erste Teilimpulsantwort h11(k), h21(k) und eine zweite Teilimpulsantwort h12(k), h22(k) für die beiden Polyphasen. Der Gesamtspeicherbedarf im Vergleich zu dem in der 8 dargestellten Empfängers 82 erhöht sich jedoch nicht, da die einzelnen Teilimpulsantworten wegen der einfachen Abtastfrequenz auch nur die Hälfte der Werte im Vergleich zu dem weiter oben beschriebenen erfindungsgemäßen Verfahren und mittels des Empfängers 82 besitzen. Die Berechnung dieser Teilimpulsantworten geschieht analog wie oben beschrieben während des Verbindungsaufbaus zwischen dem Sender 1 und dem Empfänger 102. Da die Längen der einzelnen Teilimpulsantworten halbiert sind, sind hierbei Matrizen mit jeweils nur der halben Zeilen- und Spaltenanzahl zu invertieren, was den Realisierungsaufwand und die Berechnungszeit ebenfalls verringert. Für die Generierung des Kompensationssignals werden Schätzwerte des Sendesignals mit der einfachen Abtastfrequenz herangezogen. Somit sind zur Berechnung des Kompensationssignals einer Polyphase nur ein Viertel der Faltungsoperationen im Vergleich zu dem weiter oben beschriebenen Verfahren, bei dem sowohl das geschätzte Sendesignal als auch die Teilimpulsantwort mit der doppelten Abtastfrequenz verarbeitet werden, notwendig. Insgesamt ergibt sich für die Anzahl der arithmetischen Operationen zur Berechnung der Kompensationssignale der beiden Polyphasen eine Reduktion um den Faktor 2.
Der in der 18 gezeigte Empfänger 102 ist dann vorteilhafterweise einzusetzen, wenn das Sendesignal mit der einfachen inversen Fouriertransformationslänge erzeugt und dem Empfänger 102 das Empfangssignal mit der doppelten Fouriertransformationslänge demoduliert wird. Dies kann während des Verbindungsaufbaus zu Beginn der Datenübertragung durch Erkennung des Restes des Spiegelspektrums oberhalb der Ny quist-Frequenz festgestellt werden. Je nach Anwendungsfall ist somit entweder der in der 8 dargestellte Empfänger 82 oder der in der 18 dargestellte Empfänger 102 zu verwenden. In einem solchen Fall müssten im Empfänger beide Anordnungen realisiert werden und die jeweils zutreffende ausgewählt werden.
Wird das Sendesignal mit der doppelten inversen Fouriertransformationslänge generiert, dann kann unter Inkaufnahme geringer zusätzlicher Kompensationsfehler ebenfalls der in der 18 gezeigte Empfänger 102 verwendet werden. In diesem Fall ist keine Fallunterscheidung erforderlich und es kann unabhängig von der inversen Fouriertransformationslänge des Senders 1 mit der in der 18 gezeigten Anordnung gearbeitet werden, bei der zur Berechnung des Kompensationssignals die Anzahl der arithmetischen Operationen halbiert ist. Weiterhin entfällt eine Anordnung für die Erkennung des Spiegelspektrums, sodass insgesamt der Realisierungsaufwand reduziert werden kann.
Die 19 bis 25 zeigen Ergebnisse zweier weiterer Beispiele eines simulierten ADSL-Systems in Upstream-Richtung, d.h. vom Teilnehmer zum Netzbetreiber. Der Trägerabstand beträgt im Falle des vorliegenden Ausführungsbeispiels wiederum 4,3125 kHz und der nutzbare Frequenzbereich erstreckt sich von Trägern 6-31, was einem Frequenzbereich von etwa 23 bis 138 kHz entspricht. Bei einem dieser weiteren Beispiele, dessen Ergebnisse in den 19 bis 23 gezeigt sind, wird auf der Sendeseite die inverse diskrete Fouriertransformation mit der einfachen Blocklänge durchgeführt. Dies kann bei den Empfängern 82, 102 anhand des gemessenen Empfangsspektrums während der Trainingsphase im Rahmen des Verbindungsaufbaus erkannt werden, indem das Spiegelspektrum des Empfangssignals oberhalb der Nyquist-Frequenz ausgewertet wird. Das gemessene Spektrum zeigt die 19.
Die Leitungslänge beträgt dabei 500 m. In diesem Anwendungsfall kann nur der in der 18 dargestellte Empfänger 102 verwendet werden.
Bei Aufspaltung des Empfangssignals in zwei Polyphasen ergeben sich die in 20 dargestellte erste Teilimpulsantwort h11(k) der ersten Polyphase, zweite Teilimpulsantwort h12(k) der ersten Polyphase, erste Teilimpulsantwort h21(k) der zweiten Polyphase und zweite Teilimpulsantwort h22(k) der zweiten Polyphase. Für die Länge der Teilimpulsantworten wurde dabei die halbe Blocklänge der einfachen FFT zugrunde gelegt, was jeweils 32 Werten entspricht.
Die 21 zeigt die während der Datenübertragung sich ergebenden mittleren quadratischen Symbolinterferenzen mit Kompensation, Kurve 2101, und ohne Kompensation, Kurve 2102, für die erste Polyphase und die 22 zeigt die während der Datenübertragung sich ergebenden mittleren quadratischen Symbolinterferenzen mit Kompensation, Kurve 2201, und ohne Kompensation, Kurve 2202, für die zweite Polyphase. Die durch die zeitlich nicht begrenzte Kanalimpulsantwort verursachten Störanteile, die sich hauptsächlich an den Rändern des Empfangsrahmens bemerkbar machen, können weitgehend kompensiert werden. Die restlichen Interferenzen sind unkorreliert und werden durch Störungen und Ungenauigkeiten des Senders 1 und Empfängers 102, z.B. durch Quantisierungsrauschen des A/D-Wandlers 9 und des D/A-Wandlers 13 verursacht. Diese können nicht beseitigt werden und begrenzen somit die Übertragungskapazität.
Die 23 zeigt den resultierenden Signalstörabstand SNR im Empfänger 102 nach dem Frequenzbereichsentzerrer 16, also unmittelbar vor dem Entscheider 17 für die für die Übertragung genutzten Frequenzkanäle. Mit Kompensation der Symbol interferenzen, Kurve 2302, nach dem erfindungsgemäßen Verfahren erhält man eine deutliche Verbesserung des Signalstörabstands SNR und damit eine entsprechende Erhöhung der maximalen Übertragungsgeschwindigkeit im Vergleich ohne Kompensation, Kurve 2301.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel, dessen Ergebnisse in den 24 und 25 gezeigt sind, wird ein System betrachtet, bei dem auf der Sendeseite die Transformation mit der doppelten inversen FTT-Blocklänge durchgeführt wird. Dies kann am Spektrum des Empfangssignal während der Trainingsphase im Rahmen des Verbindungsaufbaus, die in der 24 dargestellt ist, erkannt werden. Der 24 ist zu entnehmen, dass oberhalb der Nyquist-Frequenz keine bzw. nur relativ kleine Spiegelspektralanteile vorhanden sind und somit das Sendesignal mit der doppelten inversen FFT-Länge generiert worden ist. In diesem Ausführungsbeispiel beträgt die Leitungslänge 6 kfeet.
Hier ist für die Kompensation vorteilhafterweise der in den 8 dargestellte Empfänger 82 zu verwenden. Es kann jedoch auch der in der 18 dargestellte Empfänger 102 verwendet werden, wobei sich der Realisierungsaufwand entsprechend verringert. Die Performance ist jedoch geringfügig reduziert. Dies veranschaulicht die 25. Hier ist der Signalstörabstand SNR für einen Empfänger 2 gemäß dem Stand der Technik mit der Kurve 2501, für die in der 8 gezeigten Empfänger 82 mit der Kurve 2502 und für den in der 18 gezeigten Empfänger 102 mit der Kurve 2403 dargestellt. Wie der 25 zu entnehmen ist, kann mit den erfindungsgemäßen Empfängern 82 und 102 jeweils eine beträchtliche Verbesserung des Signalstörabstands SNR und eine Erhöhung der Datenrate erzielt werden.

Claims

Verfahren zum Aufbereiten eines Signals, aufweisend folgende Verfahrensschritte: – Empfangen eines mittels eines diskreten Mehrträgerverfahrens modulierten Empfangssignals mit einem Empfänger (82, 102), wobei das Empfangssignal einem von einem Sender (1) über eine Übertragungsstrecke (3) an den Empfänger (82, 102) übermittelten Sendesignal zugeordnet ist, die Übertragungsstrecke (3) eine Impulsantwort mit Hauptwerten, den Hauptwerten vorgelagerten Vorschwingern und den Hauptwerten nachgelagerten Nachschwingern aufweist, und wobei den Nachschwingern der Impulsantwort eine erste Teilimpulsantwort h1(k) und den Vorschwingern der Impulsantwort eine zweite Teilimpulsantwort h2(k) zugeordnet ist, – Abtasten des Empfangssignals mit einer Frequenz, wodurch sequentiell aufeinanderfolgende DMT-Empfangsdatenblöcke mit jeweils M + N Signalwerten entstehen, wobei die DMT-Empfangsdatenblöcke jeweils einem vom Sender (1) generierten DMT-Sendedatenblock mit M + N Signalwerten und die M Signalwerte einem Guardintervall zugeordnet sind, – Generieren von IDFT-Empfangsdatenblöcken mit N Signalwerten aus den DMT-Empfangsdatenblöcken, indem die dem Guardintervall zugeordneten M Signalwerte des jeweiligen DMT-Empfangsdatenblocks verworfen werden, – für den aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock, Ermitteln, unter Zuhilfenahme der ersten Teilimpulsantwort h1(k), des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks und des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblock vorhergehenden DMT-Empfangsdatenblocks, von einem ersten Signalanteil des aktuellen IDFT-Empfangsdatenblocks, der aufgrund eines Nachschwingens des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks vorhergehenden DMT-Empfangsdatenblocks und eines durch eine Verzerrung der Übertragungsstrecke (3) bedingtes Ausschwingen des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks entsteht, und/oder Ermitteln, unter Zuhilfenahme der zweiten Teilimpulsantwort h2(k), des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks und des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblock nachfolgenden DMT-Empfangsdatenblocks, von einem zweiten Signalanteil des aktuellen IDFT-Empfangsdatenblocks, der aufgrund eines Vorschwingens des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks nachfolgenden DMT-Empfangsdatenblocks und eines durch eine Verzerrung der Übertragungsstrecke (3) bedingtes Einschwingen des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks entsteht, wobei der erste Signalanteil y1(k) bzw. der zweite Signalanteil y2(k) gemäß folgender Beziehungen abgeschätzt werden:
wobei Schätzwerte cg(k) dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock, Schätzwerte cgv(k) dem dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock vorhergehenden DMT-Empfangsdatenblock und Schätzwerte cgn(k) dem dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock nachfolgenden DMT-Sendedatenblocks zugeordnet sind und die Schätzwerte cg(k), cgv(k) bzw. cgn(k) gemäß folgender Verfahrensschritte ermittelt werden: – Unterziehen des entsprechenden IDFT-Empfangsdatenblocks einer diskreten Fourier Transformation, – Filtern des transformierten IDFT-Empfangsdatenblocks mit einem Frequenzbereichsentzerrer (84), dessen Fil tercharakteristik im Wesentlichen dem inversen Frequenzgang der Übertragungsstrecke (3) entspricht, und – Unterziehen des gefilterten transformierten IDFT-Empfangsdatenblocks einer inversen diskreten Fouriertransformation, und – Berechnen eines modifizierten IDFT-Empfangsdatenblocks, indem vom aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock der erste und/oder zweite Signalanteil abgezogen wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Empfänger (82, 102) ein digitales Filter aufweist, dessen Filtercharakteristik während eines Verbindungsaufbaus zwischen dem Sender (1) und dem Empfänger (82, 102) automatisch eingestellt wird, und die Übertragungsstrecke einen den Sender (1) und den Empfänger (82, 102) verbindenden Übertragungskanal (3) und das digitale Filter umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die erste Teilimpulsantwort h1(k) gemäß folgender Beziehung abgeschätzt wird: h1(k) = [YT·Y]–1·YT·yg1mit Y = Y1 – Y2

wobei n2 < M + N, c(k) die Signalwerte des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblock zugeordneten DMT-Sendedatenblocks und cv(k) die Signalwerte des dem vorhergehenden DMT-Sendedatenblocks sind und wobei yg1(k) Schätzwerte des ersten Signalanteils sind, die mit folgenden Schritten ermittelt werden: – Filtern der gesendeten Daten (82) mit einem Filter (73), dessen Filtercharakteristik im Wesentlichen dem Frequenzgang der Übertragungsstrecke (3) entspricht, – Unterziehen der gefilterten gesendeten Daten einer inversen diskreten Fouriertransformation und – Subtrahieren der nach der inversen diskreten Fouriertransformation erhaltenen Werte von den Werten des aktuellen IDFT-Empfangsdatenblocks.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die zweite Teilimpulsantwort h2(k) gemäß folgender Beziehung abgeschätzt wird: h2(k) = [ZT·Z]–1·ZT·yg2mit Z = Z1 – Z2
wobei c(k) die Signalwerte des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblock zugeordneten DMT-Sendedatenblocks und cn(k) die Signalwerte des nachfolgenden DMT-Sendedatenblocks sind und wobei yg2(k) Schätzwerte des zweiten Signalanteils sind, die mit folgenden Schritten ermittelt werden: – Filtern der gesendeten Daten (82) mit einem Filter (73), dessen Filtercharakteristik im Wesentlichen dem Frequenzgang der Übertragungsstrecke (3) entspricht, – Unterziehen der gefilterten gesendeten Daten einer inversen diskreten Fouriertransformation und – Subtrahieren der nach der inversen diskreten Fouriertransformation erhaltenen Werte von den Werten des aktuellen IDFT-Empfangsdatenblocks.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die erste Teilimpulsantwort h1(k) und/oder die zweiten Impulsantwort h2(k) während eines Verbindungsaufbaus zwischen dem Sender (1) und dem Empfänger (82, 102) ermittelt wird und dem Empfänger (82, 102) die gesendeten Daten (4) bekannt sind.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, aufweisend folgende zusätzliche Verfahrensschritte: – Generieren von DFT-Empfangsdatenblöcken durch eine diskrete Fourier Transformation der einzelnen modifizierten IDFT-Empfangsdatenblöcke, – Generieren von FEQ-Empfangsdatendatenblöcken, indem die einzelnen DFT-Empfangsdatendatenblöcke einem Frequenzbereichsentzerrer (16) zugeführt werden, und – Generieren von Empfangsdaten (19), indem die FEQ-Empfangsdatenblöcke einem Entscheider (17) zugeführt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die Frequenz, mit der das Empfangssignal abgetastet wird, einer zweifachen Überabtastung des Empfangssignals entspricht.
Verfahren nach Anspruch 7, aufweisend folgende Verfahrensschritte: – Zerlegen der einzelnen IDFT-Empfangsdatenblöcke in erste Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke und in zweite Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke, indem für die ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcken jeweils die ungeradzahligen abgetasteten Signalwerte und für die zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcken die geradzahligen abgetasteten Signalwerte des entsprechenden IDFT-Empfangsdatenblocks verwendet werden, – anstelle für den aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock, Ermitteln von jeweils einem ersten Signalanteil für den aktuellen ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock und für den zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock, die aufgrund eines Nachschwingens des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks vorhergehenden DMT-Empfangsdatenblocks und eines durch eine Verzerrung der Übertragungsstrecke bedingtes Ausschwingen des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks entstehen und/oder Ermitteln von jeweils einem zweiten Signalanteil für den aktuellen ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock und für den zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock, die aufgrund eines Vorschwingens des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks nachfolgenden DMT-Empfangsdatenblocks und eines durch eine Verzerrung der Übertragungsstrecke bedingtes Einschwingen des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks entstehen, und – Berechnen eines modifizierten ersten und eines zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblocks, indem vom entsprechenden aktuellen Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock der entsprechende erste und/oder zweite Signalanteil abgezogen wird.
Verfahren nach Anspruch 8, bei dem die beiden modifizierten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke zu einem modifizierten IDFT-Empfangsdatenblock zusammengefügt werden, wobei die Signalwerte des modifizierten ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblocks die ungeradzahligen Signalwerte und die Signalwerte des modifizierten zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblocks die geradzahligen Signalwerte des modifizierten IDFT-Empfangsdatenblocks ergeben.
Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, bei dem die beiden ersten Signalanteile mittels jeweils einer ersten Teilimpulsantwort der Übertragungsstrecke (3), die einem Vor schwinger der Impulsantwort der Übertragungsstrecke (3) zugeordnet ist, abgeschätzt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, bei dem die beiden zweiten Signalanteile mittels jeweils einer zweiten Teilimpulsantwort der Übertragungsstrecke (3), die einem Nachschwinger der Impulsantwort der Übertragungsstrecke zugeordnet ist, abgeschätzt wird.
Empfänger zum Empfangen eines mittels eines diskreten Mehrträgerverfahrens modulierten Empfangssignals, aufweisend: – einen Abtaster (13) zum Abtasten des Empfangssignals mit einer Frequenz, wobei das Empfangssignal einem von einem Sender (1) über eine Übertragungsstrecke (3) an den Empfänger (82, 102) übermittelten Sendesignal zugeordnet ist und wodurch sequentiell aufeinanderfolgende DMT-Empfangsdatenblöcke mit jeweils M + N Signalwerten entstehen, wobei die DMT-Empfangsdatenblöcke jeweils einem vom Sender (1) generierten DMT-Sendedatenblock mit M + N Signalwerten und die M Signalwerte einem Guardintervall zugeordnet sind, wobei die Übertragungsstrecke (3) eine Impulsantwort mit Hauptwerten, den Hauptwerten vorgelagerten Vorschwingern und den Hauptwerten nachgelagerten Nachschwingern aufweist, wobei den Nachschwingern der Impulsantwort eine erste Teilimpulsantwort h1(k) und den Vorschwingern der Impulsantwort eine zweite Teilimpulsantwort h2(k) zugeordnet ist, – eine Rechenvorrichtung (14, 82a, 102a), die IDFT-Empfangs-datenblöcke mit N Signalwerten aus den DMT-Empfangsdaten-blöcken berechnet, indem die dem Guardintervall zugeordneten M Signalwerte des jeweiligen DMT-Empfangsdatenblocks verworfen werden, und die für den aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock unter Zuhilfenahme der ersten Teilimpulsantwort h1(k), des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks und des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks vorhergehenden DMT-Empfangsdatenblocks einen ersten Signalanteil des aktuellen IDFT-Empfangsdatenblocks ermittelt, der aufgrund eines Nachschwingens des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks vorhergehenden DMT-Empfangsdatenblocks und eines durch eine Verzerrung der Übertragungsstrecke (3) bedingtes Ausschwingen des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks entsteht, und/oder unter Zuhilfenahme der zweiten Teilimpulsantwort h2(k), des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks und des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblock nachfolgenden DMT-Empfangsdatenblocks einen zweiten Signalanteil des aktuellen IDFT-Empfangsdatenblocks ermittelt, der aufgrund eines Vorschwingens des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks nachfolgenden DMT-Empfangsdatenblocks und eines durch eine Verzerrung der Übertragungsstrecke (3) bedingtes Einschwingen des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks entsteht wobei die Rechenvorrichtung (14, 82a, 102a) derart eingerichtet ist, dass sie den ersten Signalanteil y1(k) bzw. den zweiten Signalanteil y2(k) gemäß folgender Beziehungen abgeschätzt:
wobei Schätzwerte cg(k) dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock, Schätzwerte cgv(k) dem dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock vorhergehenden DMT-Empfangsdatenblock und Schätzwerte cgn(k) dem dem aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock nachfolgenden DMT- Sendedatenblocks zugeordnet sind und die Rechenvorrichtung (14, 82a, 102a) die Schätzwerte cg(k), cgv(k) und cgn(k) ermittelt, indem sie – den entsprechenden IDFT-Empfangsdatenblocks einer diskreten Fourier Transformation unterzieht, – den transformierten IDFT-Empfangsdatenblocks mit einem Frequenzbereichsentzerrer (84), dessen Filtercharakteristik im Wesentlichen dem inversen Frequenzgang der Übertragungsstrecke (3) entspricht, filtert und – den gefilterten transformierten IDFT-Empfangsdatenblock einer inversen diskreten Fouriertransformation unterzieht, – einen Subtrahierer (81, 181a, 181b), der einen modifizierten IDFT-Empfangsdatenblocks berechnet, indem vom aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock der erste und/oder zweite Signalanteil abgezogen wird, – einen Fourierttransformator (15), der die modifizierten IDFT-Empfangsdatenblöcke einer diskreten Fouriertransformation unterzieht, – einen Frequenzbereichsentzerrer (16), dessen Filtercharakteristik im Wesentlichen dem inversen Frequenzgang der Übertragungsstrecke (3) entspricht und der die transformierten modifizierten IDFT-Empfangsdatenblöcke filtert, und – eine Entscheiderlogik (17), die den Signalwerten der gefilterten transformierten modifizierten IDFT-Empfangsdatenblöcke den jeweils am nächsten liegenden Soll-Signalwert zuordnet.
Empfänger nach Anspruch 12, der ein digitales Filter aufweist, dessen Filtercharakteristik während eines Verbindungsaufbaus zwischen dem Sender (1) und dem Empfänger (82, 102) automatisch eingestellt wird, und die Übertragungsstrecke einen den Sender (1) und den Empfänger (82, 102) verbin denden Übertragungskanal (3) und das digitale Filter umfasst.
Empfänger nach Anspruch 12 oder 13, der derart eingerichtet ist, dass er die erste Teilimpulsantwort h1(k) gemäß folgender Beziehung abgeschätzt: h1(k) = [YT·Y]–1·YT·yg1mit Y = Y1 – Y2
wobei n2 < M + N, c(k) die Signalwerte des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblock zugeordneten DMT-Sendedatenblocks und cv(k) die Signalwerte des dem vorhergehenden DMT-Sendedatenblocks sind und wobei der Empfänger (82, 102) der art eingerichtet ist, dass er die yg1(k) Schätzwerte des ersten Signalanteils ermittelt, indem er – die gesendeten Daten (4) mit einem Filter (73) filtert, dessen Filtercharakteristik im Wesentlichen dem Frequenzgang der Übertragungsstrecke (3) entspricht, – die gefilterten gesendeten Daten einer inversen diskreten Fouriertransformation unterzieht und – die nach der inversen diskreten Fouriertransformation erhaltenen Werte von den Werten des aktuellen IDFT-Empfangsdatenblocks abzieht.
Empfänger nach einem der Ansprüche 12 bis 14, der derart eingerichtet ist, dass er die zweite Teilimpulsantwort h2(k) gemäß folgender Beziehung abgeschätzt: h2(k) = [ZT·Z]–1·ZT·yg2mit Z = Z1 – Z2

wobei c(k) die Signalwerte des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblock zugeordneten DMT-Sendedatenblocks und cn(k) die Signalwerte des nachfolgenden DMT-Sendedatenblocks sind und wobei der Empfänger (8, 102) die Schätzwerte yg2(k) des zweiten Signalanteils abschätzt, indem er – die gesendeten Daten (4) mit einem Filter (73) filtert, dessen Filtercharakteristik im Wesentlichen dem Frequenzgang der Übertragungsstrecke (3) entspricht, – die gefilterten gesendeten Daten einer inversen diskreten Fouriertransformation unterzieht und – die nach der inversen diskreten Fouriertransformation erhaltenen Werte von den Werten des aktuellen IDFT-Empfangsdatenblocks abzieht.
Empfänger nach einem der Ansprüche 12 bis 15, bei dem die Frequenz, mit der der Abtaster (13) das Empfangssignal abtastet, einer zweifachen Überabtastung des Empfangssignals entspricht.
Empfänger nach Anspruch 16, dessen Rechenvorrichtung (102a) derart eingerichtet ist, dass diese: – die einzelnen IDFT-Empfangsdatenblöcke in erste Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke und in zweite Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke zerlegt, indem für die ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcken jeweils die ungeradzahligen abgetasteten Signalwerte und für die zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcken die geradzahligen abgetasteten Signalwerte des entsprechenden IDFT-Empfangsdatenblocks verwendet werden, – anstelle für den aktuellen IDFT-Empfangsdatenblock, jeweils einen ersten Signalanteil für den aktuellen ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock und den zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock ermittelt, die aufgrund eines Nachschwingens des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks vorhergehenden DMT-Empfangsdatenblocks und eines durch eine Verzerrung der Übertragungsstrecke (3) bedingtes Ausschwingen des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks entstehen und/oder jeweils einen zweiten Signalanteil für den aktuellen ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock und für den zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock ermittelt, die aufgrund eines Vorschwingens des Signals des dem aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks nachfolgenden DMT-Empfangsdatenblocks und eines durch eine Verzerrung der Übertragungsstrecke (3) bedingtes Einschwingen des Signals des aktuellen DMT-Empfangsdatenblocks entstehen, und – einen modifizierte ersten und zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock berechnet, indem vom entsprechenden aktuellen Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblock der entsprechende erste und/oder zweite Signalanteil abgezogen wird.
Empfänger nach Anspruch 17, bei dem die beiden modifizierten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblöcke zu einem modifizierten IDFT-Empfangsdatenblock zusammengefügt werden, wobei die Signalwerte des modifizierten ersten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblocks die ungeradzahligen Signalwerte und die Signalwerte des modifizierten zweiten Polyphasen-IDFT-Empfangsdatenblocks die geradzahligen Signalwerte des modifizierten IDFT-Empfangsdatenblocks ergeben.