WO2003019889A2 - Detenrekonstruktion in einem empfänger - Google Patents

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WO2003019889A2
WO2003019889A2 PCT/EP2002/008294 EP0208294W WO03019889A2 WO 2003019889 A2 WO2003019889 A2 WO 2003019889A2 EP 0208294 W EP0208294 W EP 0208294W WO 03019889 A2 WO03019889 A2 WO 03019889A2
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Peter Gregorius
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    • H03M1/185—Automatic control for modifying the range of signals the converter can handle, e.g. gain ranging in feedback mode, i.e. by determining the range to be selected from one or more previous digital output values the feedback signal controlling the gain of an amplifier or attenuator preceding the analogue/digital converter the determination of the range being based on more than one digital output value, e.g. on a running average, a power estimation or the rate of change
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    • H04B3/14—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used
    • H04B3/143—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using amplitude-frequency equalisers
    • H04B3/145—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using amplitude-frequency equalisers variable equalisers

Definitions

  • the present invention relates to a method for reconstructing data transmitted over a transmission link, in particular unscrambled data, in a receiver, the data being obtained from an analog signal which has been distorted and attenuated by the transmission over the transmission link ,
  • the present invention relates to a correspondingly designed device.
  • digital data in the form of rectangular or trapezoidal pulses are fed into a transmission cable, usually a • copper cable or a glass fiber cable, and received at the other end of the cable with a receiver.
  • the data signal is attenuated as a result of the transmission with respect to the amplitude and distorted with respect to the phase position and the group delay, and it can additionally be superimposed by low and high frequency interferers.
  • the distorted signal arriving at the receiver must therefore be amplified and equalized in the receiver before the data transmitted in the form of the signal can be reconstructed or recovered.
  • known receivers comprise an input-side amplifier, an equalizer connected downstream of the amplifier, an clock recovery circuit for regenerating the clock of the transmitted data and a data recovery circuit for recovering the originally transmitted data, a data stream supplied by the data recovery circuit being synchronous with the regenerated clock becomes.
  • conventionally predominantly analog circuit technology is used for the reconstruction of data from an analog signal which has been distorted and attenuated by the transmission over a transmission link.
  • FIG. 3 A corresponding example of such a receiver based on analog circuit technology is shown in FIG. 3.
  • the receiver comprises an adjustable or programmable amplifier 1 ("Variable Gain Amplifier", VGA), which amplifies a data signal DATA supplied to it.
  • VGA Variable Gain Amplifier
  • the amplifier 1 is followed by an equalizer 2.
  • the equalizer 2 comprises an analog anti-aliasing low-pass filter (“LP”), which can simultaneously be used to suppress crosstalk and noise components.
  • LP analog anti-aliasing low-pass filter
  • the output of this anti-aliasing low-pass filter 3 is fed back via a further analog low-pass filter 5 for offset suppression, the gain of the amplifier 1 being set as a function of the output signal of this further low-pass filter 5.
  • the equalizer 2 comprises an analog cable approximation filter 9 ("APPROX”) for compensating for the distortion occurring on the respective transmission channel or the respective transmission link.
  • APPROX analog cable approximation filter 9
  • the amplitude of the output signal supplied by the cable approximation filter 9 is evaluated by a level or level detector 23 ("LEVDET”) and, depending on this, an equalizer control unit 10 ("Equalizer Control", EQC) is controlled to control the To adapt the coefficients of the cable approximation filter 9 in discrete steps as best as possible to the transmission function of the respective transmission link and to reproduce the inverse transfer function of the transmission link as precisely as possible in the receiver path of the receiver shown in FIG.
  • the amplitude of the analog signal output by the cable approximation filter 9 is checked by a further circuit block 22 ("Analog Loss", ALOSS) and, in the event that a predetermined amplitude limit value is not exceeded, knows that there is no adequate analog signal level for reliable data recovery or data reconstruction.
  • ALOSS Analog Loss
  • the data and clock recovery is carried out by a unit 18 designated as a "Clock and Data Recovery Unit” (CDR) in combination with a phase locked loop (PLL) 14.
  • CDR Lock and Data Recovery Unit
  • PLL phase locked loop
  • the unit 18 generates the clock CLK of the originally transmitted signal recovered or regenerated and a data stream DATA synchronous to this clock CLK is output.
  • the clock recovery must also work with data sequences that have long zero sequences, e.g. PRBS sequences ("pseudo random binary sequence") with up to 14 consecutive zeros.
  • PRBS sequences pseudo random binary sequence
  • the specified jitter tolerance must also be met.
  • the receiver should also be designed so that unscrambled data, i.e. purely stochastic data that can be reconstructed (when scrambling a data stream is scrambled according to a defined mathematical polynomial, this technique serves to avoid constant signal patterns and ensures a more even distribution of the signal energy over the entire frequency range).
  • a disadvantage of the conventional analog implementation shown in FIG. 3 is in particular that the set pole and zero points of the low-pass filter 3 used and the cable approximation filter 9 are influenced by parasitic pole and zero points, as a result of which the ideal adaptation function of the receiver is falsified accordingly ,
  • the number of sets of coefficients for the cable approximation filter 9 is also limited, which also limits the quality of the cable approximation.
  • the coefficients of the cable approximation filter 9 determined from a system simulation are only ideal for a specific type of cable under a given application condition. Variants in the application conditions, such as Different cable lengths and different temperatures etc. often lead to incorrect data recognition and thus to higher bit error rates.
  • the present invention is therefore based on the object of providing a method and a device for reconstructing data transmitted over a transmission link, with which the quality of the equalization and data reconstruction can be improved with little effort.
  • the reconstruction of unscrambled data should be possible with the aid of the present invention.
  • the signal received by the receiver and transmitted via the respective transmission link is first amplified with a preferably programmable or adjustable amplifier and then discretized using an analog / digital converter in order to obtain a corresponding digital signal.
  • This digital signal is then filtered with the help of a digital high-pass filter to suppress noise components below the lowest spectral component of the useful signal (as well as, if necessary, to suppress offset and DC components) and fed to a digital cable approximation filter, which is implemented as an FIR or IIR filter can be and is used to compensate for the channel distortion occurring on the respective transmission link (for example through the transmission cable or a transmitter-side transformer etc.).
  • This digital cable approximation filter thus provides an equalized digital signal from which the data originally transmitted over the transmission link can be recovered.
  • the amplified received signal can be subjected to analog low-pass filtering, the corresponding analog low-pass filter serving on the one hand as an anti-aliasing filter and on the other hand being able to suppress crosstalk and noise components at the same time.
  • the analog / digital converter is preferably operated at a relatively low oversampling rate, the received signal amplified by the adjustable amplifier being able to be sampled at a frequency in the range of the Nyquist frequency (corresponding to twice the data rate) or even at a lower frequency.
  • filter tuning for pole stabilization is carried out for the input-side analog low-pass filter, the filter tuning or the polling position of the analog low-pass filter with the data or. Symbol rate depending on the transmission standard used is carried automatically.
  • the output signal of the digital cable approximation filter can be evaluated by an equalizer control unit which, depending on this, selects the filter coefficients suitable for the best possible compensation of the channel distortion for the digital cable approximation filter and adjusts the gain of the amplifier on the input side.
  • the digital signal provided by the digital cable approximation filter is preferably subjected to linear interpolation in order to increase the data rate in order to improve the subsequent clock recovery.
  • This linear interpolation is preferably combined with low-pass filtering in order to filter out frequency components arising from the interpolation above the useful frequency.
  • the clock of the original transmission signal is regenerated from the digital signal processed in this way with the aid of a phase locked loop by using a digitally controlled oscillator and with the aid of an output data synchronization a data stream with the originally transmitted data is output in synchronism with this regenerated clock.
  • An additional digital low-pass filter can be provided between the digital high-pass filter and the digital cable approximation filter to limit the band of the input signal and to suppress crosstalk and noise components.
  • the digital high-pass filter is provided, in particular, immediately after the analog / digital converter, without, for example, low-pass filtering or decimation being carried out between the analog / digital converter and the digital high-pass filter.
  • an overmodulation can be detected at the input of this analog / digital converter in order to correspondingly control the gain of the adjustable amplifier on the input side via the above-mentioned equalizer control unit, which can additionally improve the bit error rate.
  • the filter coefficients of the digital cable approximation filter can be stored in a memory, for example a ROM or RAM memory, so that the digital cable approximation filter can also be subsequently adapted to different characteristics of the transmission link or the transmission cable during operation, which is the case with analog solutions are fundamentally not possible. Due to the use of digital circuit technology, there is generally extensive parameterizability and thus easy adaptation even during the ongoing operation of these digital circuit components.
  • this also applies to, for example signal detectors provided in the receiver, the equalizer control unit and generally the digital filters used in the receiver.
  • the compatibility of the receiver with respect to input jitter can be improved with the aid of the present invention. No high clock rates are required for internal signal processing. The oversampling of the received signal by the analog / digital converter can thus be reduced to an oversampling rate of, for example, 1.6.
  • the proposed largely digital implementation of the receiver thus represents an optimization of the requirements of a high temporal resolution in the unit known as the "Clock and Data Recovery Unit" for data and clock recovery as well as the requirement for a minimal circuit outlay Invention unscrambled data can be processed.
  • Known methods of digital signal processing which require scrambled data (such as DSL transmission systems ("Digital Subscriber Line”)), could not be used to solve the task at the outset, since according to the task in particular a reconstruction of unscrambled data by the present one Invention should be possible.
  • known methods of digital signal processing, which influence the data to be sent should not be used in solving the task at the outset, since this is not possible due to the requirements of some data transmission standards (e.g. El / Tl / Jl / E3 / STSl standard).
  • the present invention can generally be used to reconstruct data transmitted over any transmission link in a receiver.
  • the present invention is preferably used for the reconstruction of data transmitted via a wired transmission link, for example a copper or glass fiber cable.
  • FIG. 1 shows a simplified block diagram of a digitally implemented mainly receiver according to a first embodiment of the present invention
  • - ' Figure 2 shows a simplified block diagram of a digitally implemented mainly receiver according to a second embodiment of the present invention
  • Figure 3 shows a simplified block diagram of a largely analog receiver according to the prior art.
  • the receiver shown in FIG. 1 has an adjustable or programmable amplifier 1, to which the data signal DATA received via the respective transmission link or the respective transmission cable is fed in order to amplify it to compensate for the cable loss.
  • the adjustable amplifier 1 is followed by an equalizer 2, which on the input side has an analog low-pass filter 3 as an anti-aliasing filter, which at the same time acts as Noise filter and used to suppress crosstalk ("cross talk").
  • a circuit block 4 (“LPTUN") is used for filter tuning for the analog low-pass filter 3 in order to ensure pole stabilization of the analog low-pass filter 3.
  • the filter tuning or pole position of the analog low-pass filter 3 is carried along with the data rate depending on the transmission standard.
  • Another analog low-pass filter 5 is used for offset suppression and is arranged in a feedback path which connects the output of the analog low-pass filter 3 to a control input of the adjustable amplifier 1. Depending on the output signal of the analog low-pass filter 5, the gain of the adjustable amplifier 1 is affected.
  • the analog data signal which is low-pass filtered by the analog low-pass filter, is fed to an analog / digital converter 6 ("Analog / Digital Converter", ADC).
  • ADC Analog / Digital Converter
  • This analog / digital converter 6 samples the analog data signal supplied to it with a relatively low oversampling rate, so that the analog data signal is discretized and a corresponding digital data signal is obtained.
  • the sampling rate or sampling frequency of the analog / digital converter 6 can preferably be kept relatively low and be in the range of the so-called Nyquist frequency or even lower. For example, oversampling with 1.6 to 2 times the signal frequency is possible.
  • the analog / digital converter 6 can be designed in the form of a sigma-delta analog / digital converter, the sampling rate being dependent, inter alia, on the atomic number to be implemented and the filter type of the analog low-pass filter 3.
  • the analog low-pass filter 3 can be configured, for example, as a Butterworth or Bessel filter, a Butterworth filter having the advantage over a Bessel filter that a steeper course of the frequency response can be achieved with the same order, but Butterworth filter compared to a Bessel filter has a non-constant group delay and thus have an asymmetrical impulse response.
  • the analog / digital converter 6 is immediately followed by a digital high-pass filter 8 ("high-pass filter", HP), which suppresses noise components or offset and DC components below a predetermined lower limit frequency, in particular below the smallest spectral component of the data signal ,
  • the output of the digital high-pass filter 8 is connected to a further digital filter 9, which compensates for the channel distortion caused, for example, by the cable or a transmitter-side transformer, etc., and is used as an FIR filter ("Finite Impulse Response") or IIR Filter ("Infinite Impulse Response”) can be designed.
  • the digital filter 9 compensates for the channel distortion to emulate the inverse transfer function of the transfer channel and is therefore also referred to as a cable approximation filter.
  • the digital output signal of the digital cable approximation filter 9 is fed to an equalizer control unit 10, which adjusts the gain of the adjustable amplifier 1 and the filter coefficients of the digital cable approximation filter 9 as a function of the signal amplitude.
  • These filter coefficients are stored in a memory 11, for example a RAM or ROM memory, and are appropriately selected by the equalizer control unit 10 in order to emulate the inverse transfer function of the transfer channel as optimally as possible.
  • the equalized digital data signal output by the digital cable approximation filter 9 is used to recover the original clock rate and the originally sent data therefrom. For this purpose, the data rate of the equalized signal after the digital cable approximation filter 9 is increased by an interpolation unit 13 in the exemplary embodiment shown in FIG.
  • the digital interpolation unit 13 (“INT”) is preferably supplemented by a subsequent digital low-pass filter, which filters out the additional noise components created by the upstream interpolation unit from the useful or data signal.
  • This digital low-pass filter can thus be understood as a form filter for suppressing quantization noise, the order of this digital low-pass filter being based on the degree and the order of the interpolation.
  • An override of the signal input of the analog / digital converter 6 is detected by a unit 7 (OVDET) and, depending on this, acts on the adjustable amplifier 1 via the equalizer control unit 10.
  • the data signal processed and equalized in the manner described above is fed to a circuit block, which performs the function of the phase locked loop 14 shown in FIG. 3 and the clock and data recovery unit 18 shown in FIG.
  • the control loop of the phase locked loop comprises a controlled decimator 15 ("Decimator”, DEC) or frequency divider, a phase detector 17 ("Phase Detector”, PD) and a device for controlling the clock or phase control behavior with a so-called “timing loop "Filter 21 (TLF) and a digitally controlled oscillator 20 (" Digitally Controlled Oscillator ", DCO).
  • the phase detector 17 determines the phase error of the detected data in relation to the recovered clock CLK and, depending on this, controls the "timing loop” filter 21, which in turn is used to set the clock control behavior Decimator 15 controls accordingly. Further, in the embodiment shown in Figure 1, an amplitude detector '16 ( “Peak Detector”, PEAKDET) is provided for readjusting the value of an amplitude threshold used in the phase detector 17th
  • the oscillator 20 controlled by the "timing loop” filter 21 generates the regenerated clock CLK, which is also fed to a synchronization unit 19 (SYNC) for performing an output data synchronization, this synchronization unit 19 synchronizing with the regenerated clock CLK of the digitally controlled oscillator 20 Outputs data stream with the reconstructed or recovered data DATA.
  • SYNC synchronization unit 19
  • the decimator 15 of the previously described phase-locked loop reduces the clock rate, which results in a reduction in the area requirement and the power consumption of the subsequent circuit components.
  • the low-pass characteristic of the decimator 15 can be used for the additional suppression of noise components.
  • FIG. 2 A further exemplary embodiment of a receiver according to the invention is shown in FIG. 2, those circuit components which correspond to the circuit components already shown in FIG. 1 being provided with the same reference symbols. To avoid repetition, reference is made to the preceding description with regard to these circuit components.
  • the digital signal output by the digital high-pass filter 8 and high-pass filtered is not fed directly to the digital cable approximation filter 9, but via a digital low-pass filter 12.
  • This digital low-pass filter 12 is used to suppress crosstalk and noise components to limit the input signal.
  • the exemplary embodiment shown in FIG. 2 corresponds to the exemplary embodiment shown in FIG. 1, but in FIG. 2
  • the filter tuning unit 4 shown in FIG. 1 is not shown in order to indicate that the desired effect does not necessarily require a separate circuit block for active filter tuning, but can also be achieved by other measures known to the person skilled in the art.

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Abstract

Zum Rekonstruieren von über eine Übertragungsstrecke, beispielsweise ein Kabel, übertragenen Daten wird das entsprechende von dem Empfänger empfangene Signal zunächst verstärkt und anschließend mit Hilfe eines Analog/Digital-Wandlers (6) diskretisiert, um ein entsprechendes digitales Signal zu erhalten, wobei hierzu das verstärkte Signal mit einer relativ geringen Abtastrate, welche im Bereich der Nyquistfrequenz liegen oder sogar kleiner als die Nyquistfrequenz sein kann, abgetastet wird. Anschließend wird das auf diese Weise diskretisierte Signal mit Hilfe eines digitalen Hochpass-Filters (8) gefiltert und mit Hilfe eines digitalen Kabelapproximations-Filters (9) zur Kompensation der während der Übertragung über die Übertragungsstrecke auftretenden Verzerrung entzerrt. Aus diesem derart aufbereiteten digitalen Signal wird mit Hilfe eines Phasenregelkreises (14, 18) ein regenerierter Takt (CLK) und synchron zu diesem Takt die ursprünglich übertragenen Daten (DATA) gewonnen.

Description

Beschreibung
Verfahren zum Rekonstruieren von über eine Übertragungs- strecke übertragenen Daten in einem Empfänger und entspre- chende Vorrichtung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Rekonstruieren von über eine Ubertragungsstrecke übertragenen Daten, insbesondere von nichtgescrambelten Daten, in einem Emp- fänger, wobei die Daten aus einem analogen Signal gewonnen werden, welches durch die Übertragung über die Übertragungs- strecke verzerrt und gedämpft worden ist. Darüber hinaus betrifft die vorliegende Erfindung eine entsprechend ausgestaltete Vorrichtung.
Bei digitalen Festnetz-Übertragungssystemen werden digitale Daten in Form von rechteck- oder trapezförmigen Impulsen in ein Übertragungskabel, üblicherweise ein •Kupferkabel oder ein Glasfaserkabel, eingespeist und am anderen Ende des Kabels mit einem Empfänger empfangen. Dabei wird das Datensignal infolge der Übertragung bezüglich der Amplitude gedämpft sowie bezüglich der Phasenlage und der Gruppenlaufzeit verzerrt, wobei es zusätzlich durch nieder- und hochfrequente Störer überlagert werden kann. Das am Empfänger ankommende verzerrte Signal muss demzufolge in dem Empfänger verstärkt und entzerrt werden, ehe ein Rekonstruieren bzw. eine Rückgewinnung der in Form des Signals übertragenen Daten möglich ist. Hierzu umfassen bekannte Empfänger einen eingangsseitigen Verstärker, einen dem Verstärker nachgeschalteten Entzerrer ("Equalizer") , einen Taktrückgewinnungsschaltkreis zum Regenerieren des Takts der gesendeten Daten und einen Datenrückgewinnungsschaltkreis zum Rückgewinnen der ursprünglich übertragenen Daten, wobei von dem Datenrückgewinnungsschaltkreis ein zu dem regenerierten Takt synchroner Datenstrom geliefert wird. In bekannten Empfängern wird zum Rekonstruieren von Daten aus einem analogen Signal, welches durch die Übertragung über eine Ubertragungsstrecke verzerrt und gedämpft worden ist, herkömmlicherweise überwiegend analoge Schaltungstechnik einge- setzt. Ein entsprechendes Beispiel für einen derartigen auf analoger Schaltungstechnik basierenden Empfänger ist in Figur 3 dargestellt.
Der Empfänger umfasst einen einstellbaren bzw. programmierba- ren Verstärker 1 ("Variable Gain Amplifier", VGA), der ein ihm zugeführtes Datensignal DATA verstärkt. Dem Verstärker 1 ist ein Entzerrer 2 nachgeschaltet. Der Entzerrer 2 umfasst ein analoges Antialiasing-Tiefpass-Filter ("Low Pass Filter", LP) , welches gleichzeitig zum Unterdrücken von Nebensprechen ("Crosstalk" ) sowie von Rauschanteilen verwendet werden kann. Der Ausgang dieses Antialiasing-Tiefpass-Filters 3 ist über ein weiteres analoges Tiefpass-Filter 5 zur Offsetunterdrückung rückgekoppelt, wobei die Verstärkung des Verstärkers 1 in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal dieses weiteren Tief- pass-Filters 5 eingestellt wird. Des weiteren umfasst der Entzerrer 2 ein analoges Kabelapproximations-Filter 9 ("APPROX") zur Kompensation der auf dem jeweiligen Übertragungskanal bzw. der jeweiligen Ubertragungsstrecke auftretenden Verzerrung. Das von dem Kabelapproximations-Filter 9 ge- lieferte Ausgangssignal wird von einem Pegel- oder Level- Detektor 23 ("LEVDET") hinsichtlich seiner Amplitude bewertet und davon abhängig eine Entzerrer-Steuereinheit 10 ("Equalizer Control", EQC) angesteuert, um die Koeffizienten des Kabelapproximations-Filters 9 in diskreten Schritten an die Ubertragungsfunktion der jeweiligen Ubertragungsstrecke bestmöglich anzupassen und im Empfängerpfad des in Figur 3 dargestellten Empfängers die inverse Übertragungsfunktion der Ubertragungsstrecke möglichst genau nachzubilden. Von einem weiteren Schaltungsblock 22 ("Analog Loss", ALOSS) wird die Amplitude des von dem Kabelapproximations-Filter 9 ausgegebenen analogen Signals überprüft und für den Fall, dass ein vorgegebener Amplitudengrenzwert nicht überstiegen wird, er- kannt, dass kein für eine zuverlässige Datenrückgewinnung bzw. Datenrekonstruktion ausreichender analoger Signalpegel vorhanden ist. Die Daten- und Taktrückgewinnung erfolgt durch eine als "Clock and Data Recovery Unit" (CDR) bezeichnete Einheit 18 in Kombination mit einem Phasenregelkreis ("Phase Locked Loop", PLL) 14. Von der Einheit 18 wird der Takt CLK des ursprünglich gesendeten Signals wiedergewonnen bzw. regeneriert und ein zu diesem Takt CLK synchroner Datenstrom DATA ausgegeben.
Bei der Ausgestaltung des Empfängers müssen verschiedene Kriterien berücksichtigt werden, welche sich aus dem jeweils angewendeten Übertragungsstandard ergeben. So muss die Taktrückgewinnung auch bei Datenfolgen funktionieren, welche lan- ge Nullfolgen aufweisen, wie z.B. PRBS-Sequenzen ("Pseudo Random Binary Sequence") mit bis zu 14 aufeinanderfolgenden Nullen. Ebenso muss die jeweils vorgegebene Jittertoleranz erfüllt werden. Schließlich sollte der Empfänger auch derart ausgelegt sein, dass nichtgescrambelte Daten, d.h. rein sto- chastische Daten, rekonstruiert werden können (beim Scramb- ling wird ein Datenstrom nach einem festgelegten mathematischen Polynom verwürfelt, wobei diese Technik der Vermeidung von gleichbleibenden Signalmustern dient und für eine gleichmäßigere Verteilung der Signalenergie über den gesamten Fre- quenzbereich sorgt) .
Ein Nachteil der in Figur 3 gezeigten herkömmlichen analogen Realisierung ist insbesondere, dass die eingestellten Pol- und Nullstellen des verwendeten Tiefpass-Filters 3 und des Kabelapproximations-Filters 9 von parasitären Pol- und Nullstellen beeinflusst werden, wodurch sich die ideale Adaptionsfunktion des Empfängers entsprechend verfälscht.
Weiterhin ist eine derartige analoge Realisierung zur Entzer- rung und Rekonstruktion von Daten anfällig gegenüber Fertigungstoleranzen und applikativen Varianten des Übertragungskanals. Zusätzlich können Temperaturgradienten und mechani- sehe Gradienten die empfindlichen Schaltungen im Empfänger in ihrer Funktionsgüte einschränken und somit eine fehlerfreie Rückerkennung der gedämpften und verzerrten Signale beeinträchtigen.
Bei analogen Realisierungen ist darüber hinaus die Anzahl der Koeffizientensätze für das Kabelapproximations-Filter 9 beschränkt, womit auch die Güte der Kabelapproximation begrenzt ist. Die aus einer Systemsimulation ermittelten Koeffizienten des Kabelapproximations-Filter 9 sind nur für einen bestimmten Kabeltyp bei einer gegebenen Applikationsbedingung ideal. Varianten in den Applikationsbedingungen, wie z.B. verschiedene Kabellängen und unterschiedliche Temperaturen etc., führen oftmals zu einer fehlerhaften Datenerkennung und somit zu höheren Bitfehlerraten.
Schließlich ist auch zu bemerken, dass in einem kabelgebundenen UbertragungsSystem insbesondere bei großen Kabellängen bzw. allgemein bei hoher Kabeldämpfung durch die sogenannte Vf-Charakteristik, d.h. durch die Abhängigkeit der Kabeldämpfung von der Frequenz und der Kabellänge, der Abstand von einem Stützpunkt und somit von einem Koeffizientensatz zum nächsten Stützpunkt und somit zum nächsten Koeffizientensatz entscheidend für die Bitfehlerrate ist. Ist der Abstand zwi- sehen zwei Stützpunkten in der jeweils gewählten Ubertragungsstrecke bei hoher Kabeldämpfung zu groß, steigt die Bitfehlerrate für Zwischenwerte zu den beiden benachbarten Stützpunkten überproportional an. Um dieser Eigenschaft entgegenzuwirken, muss der Abstand zwischen zwei benachbarten Stützpunkten in der Ubertragungsstrecke und somit der Abstand zwischen den Koeffizientensätzen der beiden benachbarten Stützpunkte zu hohen Kabeldämpfungen hin verringert und demzufolge die Anzahl der Stützpunkte erhöht werden. Aufgrund der zuvor erläuterten parasitären Einflüsse und Eigenschaften von analogen Realisierungen zur Entzerrung eines über die jeweilige Ubertragungsstrecke empfangenen und dabei gedämpften und verzerrten Signals ist dies bei analogen Realisierungen nur unzureichend realisierbar.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Rekonstruieren von über eine Ubertragungsstrecke übertragenen Daten bereitzustellen, womit die Qualität der Entzerrung und Datenrekonstruktion mit geringem Aufwand verbessert werden kann. Dabei soll mit Hilfe der vorliegenden Erfindung insbesondere die Rekonstruktion von nichtgescrambelten Daten möglich sein.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruches 1 bzw. eine Vorrichtung mit den Merkmalen des Anspruches 21 gelöst. Die Unteransprüche defi- nieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
Erfindungsgemäß wird das von dem Empfänger empfangene und über die jeweilige Ubertragungsstrecke übertragene Signal zu- nächst mit einem vorzugsweise programmierbaren bzw. einstellbaren Verstärker verstärkt und anschließend mit Hilfe eines Analog/Digital-Wandlers diskretisiert, um ein entsprechendes digitales Signal zu erhalten. Anschließend wird dieses digitale Signal mit Hilfe eines digitalen Hochpass-Filters zur Unterdrückung von Rauschanteilen unterhalb des niedrigsten spektralen Anteils des Nutzsignals (sowie gegebenenfalls zur Offset- und Gleichanteilunterdrückung) gefiltert und einem digitalen Kabelapproximations-Filter zugeführt, welches als FIR- oder IIR-Filter realisiert sein kann und zur Kompensati- on der auf der jeweiligen Ubertragungsstrecke (beispielsweise durch das Übertragungskabel oder einen senderseitigen Transformator etc.) auftretenden Kanalverzerrung dient. Von diesem digitalen Kabelapproximations-Filter wird somit ein entzerrtes digitales Signal bereitgestellt, aus dem die ursprünglich über die Ubertragungsstrecke übertragenen Daten rückgewonnen werden können. β
Vor der Analog/Digital-Umsetzung kann das verstärkte Empfangssignal einer analogen Tiefpass-Filterung unterzogen werden, wobei das entsprechende analoge Tiefpass-Filter einerseits als Antialiasing-Filter dient und andererseits gleich- zeitig Nebensprechen ("Crosstalk") und Rauschanteile unterdrücken kann. Der Analog/Digital-Wandler wird vorzugsweise mit einer relativ geringen Überabtastrate betrieben, wobei das von dem einstellbaren Verstärker verstärkte Empfangssignal mit einer Frequenz im Bereich der Nyquistfrequenz (ent- sprechend der doppelten Datenrate) oder sogar einer niedrigeren Frequenz abgetastet werden kann. Zur Einstellung der Bandbegrenzung des zu diskretisierenden Signals wird für den eingangsseitigen analogen Tiefpass-Filter ein Filtertuning zur Polstabilisierung durchgeführt, wobei das Filtertuning bzw. die Pollage des analogen Tiefpass-Filters mit der Datenbzw. Symbolrate in Abhängigkeit von dem jeweils verwendeten Übertragungsstandard automatisch mitgeführt wird.
Das Ausgangssignal des digitalen Kabelapproximations-Filters kann von einer Entzerrer-Steuereinheit ausgewertet werden, welche davon abhängig die für eine bestmögliche Kompensation der Kanalverzerrung geeigneten Filterkoeffizienten für das digitale Kabelapproximations-Filter auswählt sowie die Verstärkung des eingangsseitigen Verstärkers einstellt.
Das von dem digitalen Kabelapproximations-Filter bereitgestellte digitale Signal wird vorzugsweise einer linearen Interpolation unterzogen, um die Datenrate zur Verbesserung der nachfolgenden Taktrückgewinnung zu erhöhen. Vorzugsweise ist diese linearen Interpolation mit einer Tiefpass-Filterung kombiniert, um durch die Interpolation entstehende Frequenzanteile oberhalb der Nutzfrequenz auszufiltern. Aus dem auf diese Weise aufbereiteten digitalen Signal wird mit Hilfe eines Phasenregelkreises durch Verwendung eines digital gesteu- erten Oszillators der Takt des ursprünglichen Sendesignals regeneriert und mit Hilfe einer Ausgangsdatensynchronisation ein Datenstrom mit den ursprünglich übertragenen Daten synchron zu diesem regenerierten Takt ausgegeben.
Zwischen dem digitalen Hochpass-Filter und dem digitalen Ka- belapproximations-Filter kann ein zusätzliches digitales Tiefpass-Filter zur Bandbegrenzung des Eingangssignals und zum Unterdrücken von Nebensprechen und von Rauschanteilen vorgesehen sein. Das digitale Hochpass-Filter ist hingegen insbesondere unmittelbar nach dem Analog/Digital-Wandler vor- gesehen, ohne dass zwischen dem Analog/Digital-Wandler und dem digitalen Hochpass-Filter beispielsweise eine Tiefpass- Filterung oder Dezimation durchgeführt wird.
Hinsichtlich des Analog/Digital-Wandlers kann eine Übersteue- rung am Eingang dieses Analog/Digital-Wandlers erfasst werden, um über die zuvor genannte Entzerrer-Steuereinheit entsprechend die Verstärkung des eingangsseitigen einstellbaren Verstärkers zu steuern, wodurch zusätzlich die Bitfehlerrate verbessert werden kann.
Die meisten Elemente des erfindungsgemäßen Empfängers sind- in digitaler Schaltungstechnik implementiert. Durch die damit einhergehende Reduzierung der analogen Komponenten kann eine weitgehende Unabhängigkeit von Fertigungstoleranzen und eine leichte Übertragbarkeit auf andere Technologien erzielt werden. Die Filterkoeffizienten des digitalen Kabelapproximations-Filters können in einem Speicher, beispielsweise einem ROM- oder RAM-Speicher, abgelegt werden, so dass das digitale Kabelapproximations-Filter auch nachträglich im Betrieb an unterschiedliche Charakteristiken der Ubertragungsstrecke bzw. des Ubertragungskabeis angepasst werden kann, was bei analogen Lösungen grundsätzlich nicht möglich ist. Aufgrund der Anwendung digitaler Schaltungstechnik ist allgemein eine weitgehende Parametrisierbarkeit und damit eine leichte An- passung auch während des laufenden Betriebs dieser digitalen Schaltungskomponenten gegeben. Dies betrifft neben dem zuvor erwähnten Kabelapproximations-Filter beispielsweise auch die in dem Empfänger vorgesehenen Signaldetektoren, die Entzerrer-Steuereinheit sowie allgemein die in dem Empfänger verwendeten digitalen Filter. Darüber hinaus kann mit Hilfe der vorliegenden Erfindung die Verträglichkeit des Empfängers gegenüber Eingangs-Jitter verbessert werden. Zur internen Signalverarbeitung sind keine hohen Taktraten erforderlich. Die Überabtastung des Empfangssignals durch den Analog/Digital- Wandler kann somit bis auf eine Überabtastrate von z.B. 1,6 reduziert werden.
Durch eine zusätzliche Dezimation des dem Kabelapproximations-Filter zugeführten und hochpassgefilterten digitalen Signals kann der Schaltungsaufwand hinsichtlich benötigter Schaltungsfläche und Stromverbrauch für dieses digitale Ka- belapproximations-Filter deutlich reduziert werden. Durch die zuvor beschriebene Reihenfolge und Kombination der Schaltungsblöcke (Analog/Digital-Wandler, digitales Hochpass- Filter, digitales Tiefpass-Filter, digitales Kabelapproximations-Filter und Interpolator) kann sowohl die Anforderung einer hohen zeitlichen Auflösung bei der Datenrückgewinnung als auch die Anforderung eines minimalen Schaltungsaufwandes für das digitale Kabelapproximations-Filter erfüllt werden. Die vorgeschlagene weitgehend digitale Realisierung des Empfängers stellt somit eine Optimierung der Anforderungen einer hohen zeitlichen Auflösung in der als "Clock and Data Recove- ry Unit" bezeichneten Einheit zur Daten- und Taktrückgewinnung sowie der Anforderung eines minimalen Schaltungsaufwandes dar. Zudem können mit Hilfe der vorliegenden Erfindung nichtgescrambelte Daten verarbeitet werden. Bekannte Verfah- ren der digitalen Signalverarbeitung, welche gescrambelte Daten voraussetzen (wie z.B. bei DSL-Übertragungssystemen ("Digital Subscriber Line") ) konnten bei der Lösung der eingangs gestellten Aufgabe nicht eingesetzt werden, da aufgabengemäß insbesondere eine Rekonstruktion von nichtgescrambelten Daten durch die vorliegende Erfindung möglich sein soll. Darüber hinaus konnten bekannte Verfahren der digitalen Signalverarbeitung, welche Einfluss auf die zu sendenden Daten nehmen, bei der Lösung der eingangs gestellten Aufgabe nicht eingesetzt werden, da dies aufgrund der Anforderungen einiger Datenübertragungsstandards (z.B. El-/Tl-/Jl-/E3-/STSl-Standard) nicht möglich ist.
Die vorliegende Erfindung kann allgemein zum Rekonstruieren von über eine beliebige Ubertragungsstrecke übertragene Daten in einem Empfänger eingesetzt werden. Vorzugsweise wird jedoch die vorliegende Erfindung zum Rekonstruieren von über eine kabelgebundene Ubertragungsstrecke, beispielsweise ein Kupfer- oder Glasfaserkabel, übertragenen Daten eingesetzt.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend näher unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung anhand bevorzugter Ausfüh- rungsbeispiele erläutert.
Figur 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines vorwiegend digital realisierten Empfängers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, - ' Figur 2 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines vorwiegend digital realisierten Empfängers gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, und
Figur 3 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines weitgehend analog realisierten Empfängers gemäß dem Stand der Technik.
Der in Figur 1 gezeigte Empfänger weist einen einstellbaren bzw. programmierbaren Verstärker 1 auf, dem das über die jeweilige Ubertragungsstrecke bzw. das jeweilige Übertragungskabel empfangene Datensignal DATA zugeführt ist, um dieses zur Kompensation der Kabeldämpfung zu verstärken.
An den einstellbaren Verstärker 1 schließt sich ein Entzerrer 2 an, welcher eingangsseitig ein analoges Tiefpass-Filter 3 als Antialiasing-Filter aufweist, welches gleichzeitig als Rauschfilter und zur Unterdrückung von Nebensprechen ("Cross- talk") verwendet wird. Ein Schaltungsblock 4 ("LPTUN") dient zum Filtertuning für das analoge Tiefpass-Filter 3, um eine Polstabilisierung des analogen Tiefpass-Filters 3 zu gewähr- leisten. Dabei wird das Filtertuning bzw. die Pollage des analogen Tiefpass-Filters 3 je nach Übertragungsstandard mit der Datenrate mitgeführt. Ein weiteres analoges Tiefpass- Filter 5 dient zur Offset-Unterdrückung und ist in einem Rückkopplungspfad, welcher den Ausgang des analogen Tiefpass- Filters 3 mit einem Steuereingang des einstellbaren Verstärkers 1 verbindet, angeordnet. In Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des analogen Tiefpass-Filters 5 wird auf die Verstärkung des einstellbaren Verstärkers 1 eingewirkt.
Das von dem analogen Tiefpass-Filter tiefpassgefilterte analoge Datensignal wird einem Analog/Digital-Wandler 6 ("Analog/Digital Converter", ADC) zugeführt. Dieser Analog/Digital-Wandler 6 tastet das ihm zugeführte analoge Da- tensignal mit einer relativ geringen Überabtastrate ab, so dass das analoge Datensignal diskretisiert und ein entsprechendes digitales Datensignal erhalten wird. Die Abtastrate bzw. Abtastfrequenz des Analog/Digital-Wandlers 6 kann dabei vorzugsweise relativ gering gehalten werden und sich im Bereich der sogenannten Nyquistfrequenz befinden oder sogar ge- ringer sein. So ist beispielsweise eine Überabtastung mit der 1,6- bis 2-fachen Signalfrequenz möglich. Der Analog/Digital- Wandler 6 kann in Form eines Sigma-Delta-Analog/Digital- Wandlers ausgestaltet sein, wobei die Abtastrate unter anderem von der zu implementierenden Ordnungszahl und dem Filter- typ des analogen Tiefpass-Filters 3 abhängig ist. Das analoge Tiefpass-Filter 3 kann beispielsweise als Butterworth- oder Besselfilter ausgestaltet sein, wobei ein Butterworthfilter gegenüber einem Besselfilter den Vorteil aufweist, dass bei gleicher Ordnung ein steilerer Verlauf des Frequenzgangs er- zielt werden kann, wobei jedoch Butterworthfilter gegenüber Besselfilter eine nichtkonstante Gruppenlaufzeit und somit eine unsymmetrische Impulsantwort aufweisen. Dem Analog/Digital-Wandler 6 ist unmittelbar ein digitales Hochpass-Filter 8 ("Highpass Filter", HP) nachgeschaltet, welches Rauschanteile bzw. Offset- und Gleichanteile unter- halb einer vorgegebenen unteren Grenzfrequenz, insbesondere unterhalb der kleinsten Spektralkomponente des Datensignals, unterdrückt.
Der Ausgang des digitalen Hochpass-Filters 8 ist mit einem weiteren digitalen Filter 9 verbunden, welches die während der Datenübertragung beispielsweise durch das Kabel oder einen senderseitigen Transformator etc. hervorgerufene Kanalverzerrung kompensiert und als FIR-Filter ("Finite Impulse Response") oder IIR-Filter ("Infinite Impulse Response") aus- gestaltet sein kann. Das digitale Filter 9 kompensiert die Kanalverzerrung zur Nachbildung der inversen Übertragungsfunktion des Übertragungskanals und wird daher auch als Kabelapproximations-Filter bezeichnet.
Das digitale Ausgangssignal des digitalen Kabelapproximations-Filters 9 wird einer Entzerrer-Steuereinheit 10 zugeführt, welche in Abhängigkeit von der Signalamplitude die Verstärkung des einstellbaren Verstärkers 1 und die Filterkoeffizienten des digitalen Kabelapproximations-Filters 9 ein- stellt. Diese Filterkoeffizienten sind in einem Speicher 11, beispielsweise einem RAM- oder ROM-Speicher, hinterlegt und werden von der Entzerrer-Steuereinheit 10 zur möglichst optimalen Nachbildung der inversen Übertragungsfunktion des Übertragungskanals geeignet ausgewählt. Das von dem digitalen Ka- belapproximations-Filter 9 ausgegebene entzerrte digitale Datensignal wird dazu verwendet, daraus die ursprüngliche Taktrate sowie die ursprünglich gesendeten Daten wiederzugewinnen. Zu diesem Zweck wird bei dem in Figur 1 gezeigten Ausführungsbeispiel zur Verbesserung der nachfolgenden Takt- und Datenrückgewinnung die Datenrate des entzerrten Signals nach dem digitalen Kabelapproximations-Filter 9 durch eine Interpolationseinheit 13 erhöht. Dies ist notwendig, um zusätzli- ehe Abtastwerte für das bereits entzerrte digitale Datensignal zu erzeugen und zusätzliche Phaseninformationen für die Daten- und Taktrückgewinnung zu erhalten. Die Interpolationsart (linear, quadratisch oder exponentiell) ist abhängig von der erwarteten Signalform zu wählen, während die Interpolationsanordnung in Abhängigkeit von den benötigten Abtastwerten und somit der minimal benötigten zusätzlichen Phaseninformation zu wählen ist. Die digitale Interpolationseinheit 13 ("INT") ist vorzugsweise um ein nachfolgendes digitales Tief- pass-Filter ergänzt, welche die durch die vorgeschaltete Interpolationseinheit entstandenen zusätzlichen Rauschkomponenten aus dem Nutz- bzw. Datensignal ausfiltert. Dieses digitale Tiefpass-Filter kann somit als Formfilter zur Unterdrük- kung von Quantisierungsrauschen aufgefasst werden, wobei sich die Ordnung dieses digitalen Tiefpass-Filters am Grad und an der Ordnung der Interpolation orientiert .
Von einer Einheit 7 (OVDET) wird eine Übersteuerung des Signaleingangs des Analog/Digital-Wandlers 6 erfasst und davon abhängig über die Entzerrer-Steuereinheit 10 auf den einstellbaren Verstärker 1 eingewirkt.
Das auf zuvor beschriebene Art und Weise aufbereitete und entzerrte Datensignal wird einem Schaltungsblock zugeführt, welcher die Funktion des in Figur 3 dargestellten Phasenregelkreises 14 sowie der in Figur 3 dargestellten Takt- und Datenrückgewinnungseinheit 18 wahrnimmt. Die Regelschleife des Phasenregelkreises umfasst einen gesteuerten Dezimierer 15 ("Decimator", DEC) bzw. Frequenzteiler, einen Phasendetek- tor 17 ("Phase Detector", PD) sowie eine Einrichtung zur Regelung des Takt- bzw. Phasenregelverhaltens mit einem sogenannten "Timing Loop"-Filter 21 (TLF) und einem digital gesteuerten Oszillator 20 ("Digitally Controlled Oscillator", DCO) . Der Phasendetektor 17 ermittelt den Phasenfehler der detektierten Daten bezogen auf den rückgewonnenen Takt CLK und steuert davon abhängig das "Timing Loop"-Filter 21 an, welches wiederum zur Einstellung des Taktregelverhaltens den Dezimierer 15 entsprechend ansteuert. Zudem ist bei dem in Figur 1 dargestellten Ausführungsbeispiel ein Amplitudendetektor '16 ("Peak Detector", PEAKDET) zur Nachregelung eines in dem Phasendetektor 17 verwendeten Amplituden-Schwellen- werts vorgesehen. Der von dem "Timing Loop"-Filter 21 angesteuerte Oszillator 20 erzeugt den regenerierten Takt CLK, welcher auch einer Synchronisationseinheit 19 (SYNC) zur Durchführung einer Ausgangsdatensynchronisation zugeführt ist, wobei diese Synchronisationseinheit 19 synchron zu dem regenerierten Takt CLK des digital gesteuerten Oszillators 20 einen Datenstrom mit den rekonstruierten bzw. rückgewonnenen Daten DATA ausgibt.
Der Dezimierer 15 der zuvor beschriebenen Phasenregelschleife reduziert die Taktrate, was eine Verringerung des Flächenbedarfs und der Leistungsaufnahme der nachfolgenden Schaltungskomponenten zur Folge hat. Darüber hinaus kann die Tiefpass- Charakteristik des Dezimierers 15 zur zusätzlichen Unterdrük- kung von Rauschkomponenten ausgenutzt werden.
In Figur 2 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Empfängers dargestellt, wobei diejenigen Schaltungskomponenten, welche den bereits in Figur 1 gezeigten Schaltungskomponenten entsprechen, mit denselben Bezugszei- chen versehen sind. Zur Vermeidung von Wiederholungen wird bezüglich dieser Schaltungskomponenten auf die vorhergehende Beschreibung verwiesen.
Bei dem in Figur 2 gezeigten Ausführungsbeispiel wird das von dem digitalen Hochpass-Filter 8 ausgegebene und hochpassge- filterte digitale Signal nicht direkt dem digitalen Kabelapproximations-Filter 9, sondern über ein digitales Tiefpass- Filter 12 zugeführt. Dieses digitale Tiefpass-Filter 12 dient zur Unterdrückung von Nebensprechen und Rauschanteilen zur Bandbegrenzung des Eingangssignals. Ansonsten entspricht das in Figur 2 dargestellte Ausführungsbeispiel dem in Figur 1 gezeigten Ausführungsbeispiel, wobei allerdings in Figur 2 die in Figur 1 gezeigte Filtertuningeinheit 4 nicht gezeigt ist, um anzudeuten, dass der gewünschte Effekt nicht unbedingt einen separaten Schaltungsblock für ein aktives Filtertuning voraussetzt, sondern auch durch andere dem Fachmann geläufige Maßnahmen erzielt werden kann.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Rekonstruieren von über eine Übertragungs- strecke übertragenen Daten in einem Empfänger, umfassend die Schritte: a) Verstärken eines von dem Empfänger über die Übertragungs- strecke empfangenen und den übertragenen Daten entsprechenden Signals, b) Diskretisieren des im Schritt a) verstärkten Signals mit Hilfe eines Analog/Digital-Wandlers (6), um ein entsprechendes digitales Signal zu erhalten, c) Filtern des in Schritt b) erhaltenen digitalen Signals mit Hilfe eines digitalen Hochpass-Filters (8), d) Kompensieren einer durch die Übertragung über die Übertra- gungsstrecke auftretenden Verzerrung des Signals mit Hilfe eines digitalen Filters (9), dem das in Schritt c) hochpass- gefilterte digitale Signal zugeführt wird, um ein entsprechendes entzerrtes digitales Signal zu erhalten, und e) Rückgewinnen der ursprünglich über die Ubertragungsstrecke übertragenen Daten aus dem im Schritt d) erhaltenen entzerrten digitalen Signal.
2. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass im Schritt b) zum Diskretisieren des im Schritt a) verstärkten Signals dieses mit einer Abtastfrequenz abgetastet wird, welche kleiner als die Nyquistfrequenz dieses Signals ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass zwischen den Schritten a) und b) das verstärkte Signal mit Hilfe eines analogen Tiefpass-Filters (3) gefiltert wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass das im Schritt a) verstärkte Signal mit Hilfe des analogen Tiefpass-Filters (3) zum Unterdrücken von Antialiasing gefiltert wird.
5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass das von dem analogen Tiefpass-Filter (3) ausgegebene Signal zur Offset-Unterdrückung mit Hilfe eines weiteren analogen Tiefpass-Filters (5) gefiltert wird, wobei das von diesem weiteren analogen Tiefpass-Filter (5) ausgegebene Signal zur Einstellung der Verstärkung, mit welcher das von dem Empfänger empfangene Signal im Schritt a) verstärkt wird, verwendet wird.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 3-5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Lage von Polen des analogen Tiefpass-Filters (3) kontinuierlich in Abhängigkeit von der Datenrate des von dem Empfänger empfangenen Signals eingeteilt wird.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass im Schritt b) als Analog/Digital-Wandler (6) ein Sigma- Delta-Analog/Digital-Wandler verwendet wird.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass im Schritt c) das digitale Signal mit Hilfe des digitalen Hochpass-Filters (8) zur Unterdrückung von Rauschanteilen unterhalb einer minimalen spektralen Komponente dieses digitalen Signals gefiltert wird.
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass zwischen den Schritten c) und d) eine Tiefpass-Filterung des von dem digitalen Hochpass-Filter (8) ausgegebenen digi- talen Signals mit Hilfe eines digitalen Tiefpass-Filters (12) zugeführt wird.
10. Verfahren nach Anspruch 9, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Tiefpass-Filterung zur Unterdrückung von Nebensprechen und Rauschanteilen in dem von dem digitalen Hochpass- Filter (8) ausgegebenen digitalen Signal durchgeführt wird.
11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Verstärkung, mit welcher das von dem Empfänger empfangene Signal im Schritt a) verstärkt wird, sowie Filterkoeffizienten des im Schritt d) verwendeten digitalen Filters (9) in Abhängigkeit von dem im Schritt d) erhaltenen entzerrten Signal eingestellt werden.
12. Verfahren nach Anspruch 11, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass verschiedene Filterkoeffizientensätze für das im Schritt d) verwendete digitale Filter (9) gespeichert werden, wobei in Abhängigkeit von der Amplitude des im Schritt d) erhaltenen entzerrten digitalen Signals jeweils ein gültiger Filterkoeffizientensatz für das im Schritt d) verwendete digitale Filter (9) ausgewählt wird.
13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass eine Übersteuerung am Eingang des im Schritt b) verwen- deten Analog/Digital-Wandlers (6) erfasst und davon abhängig die Verstärkung, mit welcher im Schritt a) das von dem Empfänger empfangene Signals verstärkt wird, eingestellt wird.
14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass das im Schritt b) erhaltene digitale Signal des Analog/Digital-Wandlers (6) mit unveränderter Taktrate dem digitalen Hochpass-Filter (8) zugeführt wird.
15. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass das im Schritt d) erhaltene entzerrte digitale Signal zur Erhöhung der Taktrate vor Durchführung des Schritts e) interpoliert wird.
16. Verfahren nach Anspruch 15, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass das im Schritt d) erhaltene entzerrte digitale Signal nach Durchführung der Interpolation und vor Durchführung des Schritts e) mit Hilfe eines digitalen Tiefpass-Filters (13) gefiltert wird.
17. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass im Schritt e) unter Verwendung eines Phasenregelkreises (14) ein Signaltakt (CLK) regeneriert und synchron dazu die rückgewonnenen Daten (DATA) ausgegeben werden.
18. Verfahren nach Anspruch 17 und Anspruch 15 oder 16, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass das interpolierte entzerrte digitale Signal in dem Phasenregelkreis zur Reduzierung der Taktrate dezimiert wird.
19. Verfahren nach Anspruch 18, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Dezimierung des interpolierten entzerrten digitalen Signals über ein digitales Filter (21) des Phasenregelkreises geregelt wird.
20. Verfahren nach Anspruch 18 oder 19, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Phasenregelkreis einen Phasendetektor (17) aufweist, welcher in Abhängigkeit von der Amplitude des dezimierten und interpolierten entzerrten digitalen Signals nachgeregelt wird.
21. Vorrichtung zum Rekonstruieren von über eine Ubertragungsstrecke übertragenen Daten, a) mit einem Verstärker (1) zum Verstärken eines über die Ubertragungsstrecke empfangenen und den übertragenen Daten entsprechenden Signals (DATA), b) mit einem Analog/Digital-Wandler (6) zum Diskretisieren des von dem Verstärker (1) verstärkten Signals,t um ein entsprechendes digitales Signal zu erhalten, c) mit einem dem Analog/Digital-Wandler (6) nachgeschalteten digitalen Hochpass-Filter (8) zum Filtern des digitalen Signals , d) mit einem dem digitalen Hochpass-Filter (8) nachgeschalteten weiteren digitalen Filter (9) zur Kompensation einer durch die Übertragung über die Ubertragungsstrecke auftreten- den Verzerrung des Signals, um ein entzerrtes digitales Signal zu erhalten, und e) mit einer Datenrückgewinnungseinheit (14, 18) zum Rückgewinnen der ursprünglich über die Ubertragungsstrecke übertragenen Daten aus dem von dem digitalen Filter (9) ausgegebenen entzerrten digitalen Signal.
22. Vorrichtung nach Anspruch 21, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Analog/Digital-Wandler (6) das von dem Verstärker (1) ausgegebene verstärkte Signal zum Diskretisieren mit einer Abtastfrequenz abtastet, welche kleiner als die Nyquistfrequenz dieses Signals ist.
23. Vorrichtung nach Anspruch 21 oder 22, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass zwischen dem Verstärker (1) und dem Analog/Digital- Wandler (6) ein analoges Tiefpass-Filter (3) angeordnet ist.
24. Vorrichtung nach Anspruch 23, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Verstärker (1) einstellbar ist, und dass mit dem Ausgang des analogen Tiefpass-Filters (3) ein weiteres analoges Tiefpass-Filter (5) verbunden ist, dessen Ausgangssignal die Verstärkung des Verstärkers (1) einstellt.
25. Vorrichtung nach Anspruch 23 oder 24, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass Mittel (4) zum kontinuierlichen Einstellen der Lage von Polen des analogen Tiefpass-Filters (3) in Abhängigkeit von der Datenrate des dem Verstärker (1) zugeführten Signals vorgesehen sind.
26. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 21 - 25, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,- dass zwischen dem digitalen Hochpass-Filter (8) und dem zur Kompensation einer Verzerrung des Signals vorgesehenen digi- talen Filter (9) ein digitales Tiefpass-Filter (12) vorgesehen ist.
27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 21 - 26, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Verstärker (1) einstellbar ist, und dass Steuermittel (10) zum Einstellen der Verstärkung des Verstärkers (1) in Abhängigkeit von dem von dem digitalen Filter (9) ausgegebenen entzerrten digitalen Signal vorgesehen sind.
28. Vorrichtung nach Anspruch 27, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass Speichermittel (11) zum Speichern mehrerer Filterkoeffizientensätze für das digitale Filter (9) vorgesehen sind, und dass die Steuermittel (10) derart ausgestaltet sind, dass sie in Abhängigkeit von dem entzerrten digitalen Signal des digitalen Filters (9) einen gültigen Filterkoeffizientensatz aus den Speichermitteln (11) für das digitale Filter (9) auswählen.
29. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 21 - 28, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Verstärker (1) einstellbar ist, und dass Mittel (7) zum Erfassen einer Übersteuerung am Eingang des Analog/Digital-Wandlers (6) und zum Einstellen der Verstärkung des Verstärkers (1) davon abhängig vorgesehen sind.
30. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 21 - 29, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass zwischen dem digitalen Filter (9) und der Datenrückgewinnungseinheit (14, 18) ein Interpolator (13) zum Interpo- lieren des von dem digitalen Filter (9) ausgegebenen entzerrten digitalen Signals zur Erhöhung der Taktrate vorgesehen ist.
31. Vorrichtung nach Anspruch 30, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass zwischen dem Interpolator und der Datenrückgewinnungseinheit (14, 18) ein digitales Tiefpass-Filter vorgesehen ist.
32. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 21 - 31, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Datenrückgewinnungseinheit einen Phasenregelkreis (14) zum Erzeugung eines dem empfangenen Signal entsprechenden Takts (CLK) und zum Ausgeben der rückgewonnenen Daten (DATA) synchron zu diesem Takt (CLK) aufweist.
33. Vorrichtung nach Anspruch 32 und Anspruch 30 oder 31, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Phasenregelkreis (14) einen Dezimierer (15) zur Re- duzierung der Taktrate des von dem Interpolator (13) ausgegebenen Signals aufweist.
34. Vorrichtung nach Anspruch 33, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Phasenregelkreis (14) einen Phasendetektor (17) und ein digitales Filter (21) , dem das Ausgangssignal des Phasen- detektors (17) zugeführt ist, aufweist, und dass ein Ausgangssignal dieses digitalen Filters (21) dem Dezimierer (15) zur entsprechenden Steuerung des Dezimierers zugeführt ist .
35. Vorrichtung nach Anspruch 34, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass Mittel (16) zur Nachregelung des Phasendetektors (17) in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des Dezimierers (15) vorgesehen sind.
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