DE60131678T2

DE60131678T2 - Methode zur schätzung der signalqualität

Info

Publication number: DE60131678T2
Application number: DE60131678T
Authority: DE
Inventors: Andrew John Basingstoke AFTELAK
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 2000-12-20
Filing date: 2001-12-17
Publication date: 2008-04-10
Anticipated expiration: 2021-12-18
Also published as: EP1346502A2; DE60131678D1; AU3579602A; GB0031131D0; AU2002235796B2; WO2002051059A2; WO2002051059A3; ATE379890T1; ZA200304449B; EP1346502B1; GB2370470A; US20040059547A1

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf ein Verfahren zur Abschätzung der Signalqualität in zellularen Kommunikationssystemen und im Besonderen auf Verfahren und Vorrichtungen zur Abschätzung der Übertragungssignalqualität in TETRA-Systemen.
Hintergrund der Erfindung
Wenn ein Handover eines Anrufs in einem zellularen Funksystem, wie zum Beispiel Erdbündelfunk (TETRA), durchgeführt wird, misst eine Mobilstation (MS) im Allgemeinen die Qualität des von ihrer versorgenden Basisübertragungsstation (BTS) und ihren benachbarten BTSs empfangenen Signals und wählt die BTS mit der besten Signalqualität aus. Der TETRA-Standard definiert, dass dieses Qualitätsmaß die empfangene Signalstärke (RSSI) ist. In einem störungsbegrenzten System jedoch, wie zum Beispiel TETRA, GSM oder einem beliebigen anderen zellularartigen System, wo die Dichte der BTSs groß genug ist, sodass der vorwiegende Grund für eine Signalverschlechterung eine Störung von anderen BTSs, eher als das in dem Empfänger erzeugte Rauschen, ist, ist RSSI kein gutes Maß für eine Qualität und alternative Signalqualitätsschätzwerte (SQEs), die das Signal-Rausch-Verhältnis messen, sind erforderlich.
Zwei grundlegende Charakteristiken einer guten Messung der Signalqualität sind ein großer dynamischer Bereich und eine hohe Genauigkeit (das heißt, eine niedrige Varianz in der Messung). Diese Charakteristiken gewährleisten, dass die Qualität von Funksignalen von verschiedenen Basisstationen genau verglichen werden können, um die Basisstation mit der besten Signalqualität zu bestimmen. Die Attraktivität dieser guten Messungscharakteristiken kann unter Bezug auf 1A dargestellt werden, in der die Höhenlinien 10, 12 und 14 Signalqualitäten von Funkübertragungen durch die BTSs A und B in verschiedenen Entfernungen von den BTSs darstellen. Zu darstellerischen Zwecken werden die Signalqualitätswerte 1, 2 und 3 verwendet, um die relativen Signalqualitäten bei den Höhenlinien 10, 12 beziehungsweise 14 darzustellen. Eine MS, die entlang einer Linie von der versorgenden BTS A zur BTS B reist, erfährt die bestmögliche Versorgung, wenn sie von ihrer versorgenden BTS zu der BTS B wechselt, wenn die durch beide BTS angebotene Qualität gleich ist, das heißt, bei einem Punkt C.
Zwei mögliche SQEs werden in 1B und 1C graphisch dargestellt, worauf nun zusätzlich Bezug genommen wird, wobei 1B einen SQE darstellt, der über einen relativ guten dynamischen Bereich verfügt und 1C einen SQE darstellt, der über einen relativ schlechten dynamischen Be reich verfügt. Eine MS, die einen SQE mit dem Bereich von 1B einsetzt, wäre in der Lage, beinahe augenblicklich zu bestimmen, dass sie den optimalen Handover-Punkt C in 1A in Richtung der BTS B überschritten hat, da das Signal von der BTS B besser als das von der BTS A messbar wäre, und die MS würde somit nahezu augenblicklich nach einem Überschreiten des Punktes C in Richtung der BTS B ein Handover initiieren, wodurch eine normale systemische Verzögerung gewährleistet wäre.
Im Gegensatz dazu wäre eine MS, die einen SQE mit dem Bereich von 1C einsetzt, nicht in der Lage, zwischen den Qualitäten der zwei Signale zu unterscheiden, bis die Qualität von der BTS A unter den Pegel 1 abgefallen ist, da der dynamische Bereich des SQE begrenzt ist. Somit würde ein Handover von der BTS A zu der BTS B nicht stattfinden, bis die MS den Punkt D in 1A erreicht, wobei die MS zwischen den Punkten C und D unnötigerweise unter einer niedrigen Signalqualität leidet.
Ein ähnliches Szenario würde für SQEs mit einer größeren und einer geringeren Empfindlichkeit gegenüber Abweichungen in der Signalqualität zutreffen, wobei ein empfindlicherer SQE zu einem früheren Handover und daher dem Vorteil einer besseren mittleren Signalqualität von der MS fuhrt.
Es ist außerdem wichtig, über einen SQE mit einem großen dynamischen Bereich zu verfügen, um eine Differenzierung zwischen den Qualitäten von Signalen von zwei BTSs zu gewährleisten, auch wenn der durch den Anwender erfahrene Unterschied in der Qualität (zum Beispiel der Sprachqualität) nicht wahrnehmbar ist, da dies nicht nur sicherstellt, dass die aktuelle Qualität aufrechterhalten wird, sondern auch, dass die Wahrscheinlichkeit einer kontinuierlichen guten Qualität der Versorgung maximiert wird.
Zusätzlich zu einem dynamischen Bereich und einer Genauigkeit, ist es außerdem wünschenswert, dass der SQE über eine kurze Messungszeit verfügt, wodurch die Verzögerung bei einem Wechsel von BTSs minimiert wird, und für den Empfänger von einer niedrigen zusätzlichen Komplexität ist.
Nachdem festgelegt worden ist, dass eine gute Signalqualitätsmessung über einen großen dynamischen Bereich und eine hohe Genauigkeit verfügen sollte, bleibt noch zu bestimmen, was eine gute Signalqualität definiert. Vorzugsweise sollte sich der SQE auf die Qualität beziehen, die durch den Anwender wahrgenommen wird, da in sprachbeherrschten digitalen Funksystemen die Sprachqualität vielleicht der wichtigste Aspekt des Anrufs für den Anwender ist. Da eine Sprachqualität schwierig objektiv zu messen ist, kann die Signalbitfehlerrate (BER) als ein Maß einer durch einen Anwender wahrgenommenen Qualität verwendet werden, auf die sich der SQE beziehen sollte. Weiterhin sollte sich der SQE außerdem auf die Wahrscheinlichkeit beziehen, dass die BER auf einem akzeptablen Pegel verbleibt. In vielen Funksystemen wird das Signal-Rausch-plus-Störung-Verhältnis (C/(I + N)) als ein SQE verwendet, da es sich auf die Fehlerrate für eine gegebene Kanalbedingung bezieht, und die Spanne in einem C/(I + N) über dem Schwellenwert für eine akzeptable BER ist eine annehmbare Anzeige der Wahrscheinlichkeit, dass die Signalqualität gut bleiben wird.
Typischerweise werden bei einer Bestimmung, wann ein Handover durchzuführen ist, SQE-Messungen sowohl der versorgenden BTS, als auch der benachbarten BTSs durchgeführt. Die Fähigkeit der MS, Messungen der benachbarten BTSs durchzuführen, hängt zu einem großen Teil davon ab, welche Übertragungen von den benachbarten BTSs erfasst werden. In einem TETRA-System sollten die SQE-Messungen vorzugsweise an einer kontinuierlichen Abwärtsübertragung vorgenommen werden, sowohl synchronisierte, als auch nicht synchronisierte BTSs unterstützen, die Oszillatorschaltzeit berücksichtigen und sowohl Halbduplex-, als auch Vollduplex-Anrufe unterstützen. Unter solchen Umständen vorgenommene SQE-Messungen sollten versuchen, mindestens 65 der Übertragungen eines Schlitzes zu erfassen, um sicherzustellen, dass mindestens eine Trainingssequenz erfasst wird, obwohl ihr Standort in der erfassten Datenreihe unbekannt ist, und somit würden die SYNC-Informationen und andere Datenblöcke, als der Zugriffszuweisungskanal (AACH), nicht wieder hergestellt.
Somit ist ein SQE erforderlich, der über einen guten dynamischen Bereich, eine hohe Genauigkeit, eine niedrige Komplexität und eine schnelle Konvergenz verfügt, sich auf C/(I + N) bezieht und systemspezifischen Einschränkungen, wie solchen, die oben für TETRA-Systeme diskutiert wurden, genügt.
Es gibt mehrere bekannte Technologien zur Abschätzung der Signalqualität, die solche umfassen, die auf einer Signalstärke, einer euklidischen Abstandsmessung, Bitfehlerratenschätzwerten und Schwankungen einer Signaleinhüllenden basieren.
Signalstärken-SQEs stellen eine Anzeige der BTS zur Verfügung, die eine MS in Systemen, die bereichsbegrenzt sind, am besten versorgen, sind jedoch in störungsbegrenzten Systemen mangelhaft, da die gemessene Signalstärke nicht zwischen erwünschten und unerwünschten Signalen unterscheiden kann.
Euklidische Abstandsmessungen berechnen die mittlere quadratische Entfernung des empfangenen Datenpunktes von dem Standort, an dem er in der Modulationskonstellation sein sollte. Diese Messung erfordert einen guten Schätzwert der Kanalimpulsantwort und der Datenwerte, um einen lokalen Schätzwert des richtigen Datenpunktes zu bilden. Somit müssen sowohl ein Rahmen-, als auch ein Datensymboltiming wiederhergestellt werden, um diese Messung zu unterstützen, was erfordert, dass mindestens eine Trainingssequenz zur Verarbeitung erfasst wird. Die Burst-Struktur solcher Systeme ist spezifisch konstruiert, um einen guten Einzel-Tap-Schätzwert der Kanalimpulsantwort durch Einsetzen von strategisch platzierten Trainingssequenzen und Pilotsymbolen zu geben. Der Schätzwert des Kanals ist für eine verlässliche und kohärente Erfassung erforderlich. TETRA, der für eine differenzierte Erfassung konstruiert ist, stellt keine Pilotsymbole zur Verfügung und daher sind eine Kanalabschätzung und eine adaptive Prognose nicht so genau.
Außerdem können Bitfehlerraten-Schätzwerte als eine Basis zum Abschätzen der Signalqualität verwendet werden. GSM-Zellulartelefonsysteme machen Signalqualitätsschätzwerte basierend auf einem Vergleich von neucodierten Daten, die von einem Schlitz wiedergewonnen werden, mit erfassten Daten mit harter Entscheidung von dem empfangenen Schlitz. Unterschiede zwischen den erfassten Daten mit harter Entscheidung und den neucodierten Daten stellen einen Schatzwert der Ausgangskanalbitfehlerrate (das heißt, der uncodierten Fehlerrate) zur Verfügung. In TETRA-Systemen ist die einzige vollständig erfasste Datensequenz, die verwen det werden kann, die AACH-Sequenz, die 14 Bits von Daten und 16 Bits von CRC umfasst, da Trainingssequenzen aufgrund von Simultanproblemen nicht verwendet werden können. Mit nur 14 Bits von Daten pro Schlitz, müsste die BER bei 25 dB für eine genaue Abschätzung über 250 Schlitze von Daten gemessen werden.
Die Messung von Schwankungen einer Signaleinhüllenden wird in "Co-Channel Interference Measurements Method for Mobile Communications", S. Kozono, IEEE Transactions an Vehicular Technology, Band VT-36, Nr. 1, Feb. 1987, Seiten 7–13, beschrieben, darin wird beschrieben, wie die Einhüllende der Summe von zwei störenden Signalen Komponenten bei den verschiedenen Frequenzen der Träger der zwei Signale enthält. Träger-zu-Störung wird durch ein Isolieren der Schwebungsfrequenzkomponenten von dem langsamer variierenden Rayleigh-Fading gemessen. In "On Co-Channel Interference Measurements", J. Chen, Conference of the Proceedings of PIMRC 1997, Seiten 292–296, wird der Umfang des Verfahrens auf verrauschte Bedingungen und mehrere Störer erweitert. Da die TETRA-Modulation jedoch über keine konstante Einhüllende verfügt, variiert die Signaleinhüllende bei einem Mehrfachen der Symbolrate. Simulationen haben gezeigt, dass der dynamische Bereich dieses Verfahrens schlecht ist, wenn es für TETRA verwendet wird, und dass die Mittelungszeit untragbar lang ist.
Ein weiteres Verfahren zur Abschätzung der Signalqualität, das als das Orthogonaldatenverfahren bekannt ist, wird in "In-service Signal Quality Estimation for TDMA Cellular Systems", M. Austin & G. Steuber, Wireless Personal Communications 2, 1995, Seiten 245–254, beschrieben. In diesem Verfahren wird der Funkkanal als ein M-Tap- Transversalfilter modelliert, wobei die Taps durch den Vektor f = [f_l, ....,f_m]^T dargestellt werden, wobei das T Transponieren bedeutet. Der empfangene Vektor ist Y = [y₁, ...., Y_L]^T, der als: y = Af + w (Gleichung 1)geschrieben wird, wobei w der Vektor ist, der aus Abtastwerten von Störung plus Rauschen besteht, und A eine LxM Toeplitz-Matrixform durch die übertragenen komplexen Symbole
ist. Wenn L > M, gibt es einen Vektor c = [c₁, .....,C_L]^T, so dass c^TA = 0, so dass: cTy = 0 + cTw (Gleichung 3)
Der Schätzwert der Rausch-plus-Störung-Leistung für eine gegebene Datenserie ist dann:
wobei * konjugieren bedeutet, und die Signal-plus-Rauschplus-Störung-Leistung ist:
wobei H das Hermitesche Transponieren bezeichnet. Die Schätzwerte von S + I + N und I + N werden über mehrere Schlitze gemittelt. Der Schätzwert von C/(I + N) ist dann:
Kurz gesagt, in dem Austin-Steuber-Verfahren wird ein komplexer Vektor, c, der orthogonal zu so vielen verschobenen Versionen der komplexen Datensequenz wie Taps in der Kanalimpulsantwort ist, und das skalare Produkt des orthogonalen Vektors mit dem empfangenen Vektor gebildet. Dies entfernt die datenbezogenen Komponenten in dem empfangenen Vektor, wodurch das Störung-plus-Rauschen isoliert wird.
Bedauerlicherweise ist das Austin-Steuber-Verfahren relativ komplex, schwierig zu implementieren und verfügt über mehrere Nachteile, die seine Verwendung mit Systemen, wie zum Beispiel TETRA, ausschließen. Zum Beispiel verwendet das Austin-Steuber-Verfahren bekannte Sequenzen in den übertragenen Daten, sodass der Orthogonaldatenvektor vorberechnet ist. Aufgrund des Simultaneffektes können die Trainingssequenzen jedoch in TETRA nicht verwendet werden. Somit kann es sein, dass Orthogonaldatenvektoren nicht vorberechnet sind. Weiterhin behandelt Austin-Steuber keinen Trägerdurchbruch, der Orthogonaldatensignalqualitätsmessungen zerstören kann. Austin-Steuber ist außerdem sowohl unter Fading-Bedingungen, als auch in Gegenwart eines Träger-Offsets wirkungslos, da Gleichung 3 nur gilt, wenn der Ka nal über die Dauer der L Datenabtastwerte invariant ist. Schließlich arbeitet das Austin-Steuber-Verfahren, aufgrund von Fehlern bei einem Abschätzen der Datensequenz vor einem Bilden des orthogonalen Vektors, in dispergierenden Kanälen nicht gut. In nicht dispergierenden Kanälen, wo die Fehlerrate bei einem Abschätzen der Datensymbole mit zunehmendem C/I kontinuierlich abnimmt, ist der Fehler in der SQE-Messung aufgrund von Erfassungsfehlern viel kleiner als das gemessene C/I. In dispergierenden Kanälen jedoch, wo ein "error floor" vorherrscht, sind die durch Erfassungsfehler verursachten Fehler in dem SQE viel größer als das gemessene C/I. Dies begrenzt den dynamischen Bereich des Algorithmus.
Es ist daher ein Verfahren zur Abschätzung der Signalqualität erforderlich, das die Nachteile der bekannten Verfahren zur Abschätzung der Signalqualität überwindet.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung möchte Verfahren und Vorrichtungen zum Abschätzen der Übertragungssignalqualität in TETRA-Systemen unter Verwendung von orthogonalen Datensequenzen zur Verfügung stellen, die hierin oben diskutierte Nachteile nach dem Stand der Technik überwinden. Es wird ein Verfahren zur Verfügung gestellt, durch das komplexe Datenabtastwerte auf einer Schlitz-für-Schlitz-Basis erfasst werden und jegliches Träger-Offset korrigiert wird. Die erfassten Datenabtastwerte werden dann in Sätze partitioniert und das Signal wird durch ein differentielles Erfassen der Daten und ihr Neucodieren rekonstruiert. Dann wird ein orthogonal zu dem rekonstruierten (das heißt, neu codierten) Datenabtastwert angeordneter Vektor gebildet. Dann werden die S + I + N- und I + N-Werte für jeden Satz berechnet.
Die S + I + N-Werte werden über mehrere Schlitze gemittelt, wobei jeder Schlitz so viele S + I + N-Werte wie partitionierte Datenabtastwertsätze beiträgt. Die I + N-Werte von mehreren Schlitzen werden gesammelt, wobei jeder Schlitz so viele I + N-Werte wie partitionierte Datensätze beiträgt. Der mittlere I + N-Wert wird nach einem Verwerfen des größten von den SQE-Werten berechnet, um Messfehler zu korrigieren.
Die vorliegende Erfindung stellt ein Bilden eines orthogonalen Vektors aus erfassten Datensymbolen "während der Übertragung" zur Verfügung. Scheindatensequenzen werden verwendet, um den orthogonalen Vektor zu berechnen, sowie um einen Trägerdurchbruch auszugleichen. Außerdem werden Einzelschlitzträger-Offset-Korrektoren und kurze Datensequenzen eingesetzt, um zeitvariierende Kanäle bei einem Messen eines SQE auszugleichen. Außerdem wird Datenkonditionieren verwendet, um Daten zu verwerfen, die sich nicht nach der erwarteten Wahrscheinlichkeitsverteilung richten.
Somit wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zur Abschätzung der Signalqualität zur Verfügung gestellt, wobei das Verfahren so ist, wie in Anspruch 1 der begleitenden Ansprüche definiert.
Weiterhin ist, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die Zahl von Abtastwerten in jedem der partitionierten Abtastwertsätze K +2, wobei K eine ganze Zahl ist, die ausreicht, um die Bildung des orthogonalen Vektors zuzulassen.
Zusätzlich ist, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, K größer als 2M, wobei M eine ganze Zahl ist, die größer oder gleich 1 und kleiner oder gleich der Zahl von signifikanten Komponenten in der Impulsantwort des Kanals ist.
Darüber hinaus ist, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, K gleich 2M + 1.
Weiterhin ist, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die Länge des orthogonalen Vektors L gleich K – M + 1.
Nach wie vor weiterhin ist, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der Satz von Vektoren, der aus L aufeinanderfolgenden Abtastwerten des Satzes von neucodierten Symbolen gebildet wird, ein Satz von M Vektoren der Länge L und bildet die Spalten einer L*M-Matrix.
Zusätzlich umfasst, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der Satz von Vektoren, zu dem der orthogonale Vektor gebildet wird, alle Vektoren der Länge L, die aus aufeinanderfolgenden Abtastwerten von dem Satz von neucodierten Symbolen gebildet werden können.
Darüber hinaus umfasst, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der Satz von Vektoren, zu dem der orthogonale Vektor gebildet wird, alle Vektoren der Länge L, die aus aufeinanderfolgenden Abtastwerten des Satzes von neucodierten Symbolen, außer dem ersten und letzten Abtastwert von dem Satz von neucodierten Symbolen, gebildet werden können.
Weiterhin umfasst, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, das Verfahren weiterhin ein Korrigieren der Abtastwerte hinsichtlich eines empfangenen Trägerfrequenz-Offsets.
Nach wie vor weiterhin besteht, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der Scheinvektor aus identischen Komponenten.
Zusätzlich wird, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der orthogonale Vektor unter Verwendung eines zweiten Scheinvektors gebildet, der ein beliebiger anderer Vektor als ein skalares Vielfaches eines beliebigen der Vektoren von dem Satz von Vektoren mit der Länge L ist, die aus dem Satz von neucodierten Symbolen und dem ersten erwähnten Scheinvektor gebildet werden.
Darüber hinaus ist, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der zweite Scheinvektor von dem beliebigen der Vektoren von dem Satz von Vektoren mit der Länge L, die aus dem Satz von neucodierten Symbolen und dem ersten erwähnten Scheinvektor gebildet werden, linear unabhängig.
Weiterhin gemäß umfasst, einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der Berechnungsschritt h) in Anspruch 1 ein Berechnen unter Verwendung der Gram-Schmidt-Orthogonalisierung.
Nach wie vor weiterhin umfasst, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der Bildungsschritt f) in Anspruch 1 ein Verwerfen mindestens einer der Störung-plus-Rauschen-Leistung-Schätzwerte.
Zusätzlich umfasst, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der Bildungsschritt f) ein Verwerfen von ungefähr 10 % der Störung-plus-Rauschen-Leistung-Schätzwerte, wobei die restlichen Schatzwerte niedriger als die verworfenen Schätzwerte sind.
Darüber hinaus sind, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, A_l, ....., A_M die M aus den Spalten der Matrix gebildeten Vektoren, wobei Y_l, ....., Y_M+1 von den Spalten der Matrix zu berechnende M + 1 orthogonale Vektoren sind und wobei der Berechnungsschritt f) ein Bilden eines Vektors Y_M umfasst, der orthogonal zu allen Vektoren A_k, außer A_M, angeordnet ist, gemäß der Gleichung
wobei der Scheinvektor als A_M+1 zur Verfügung gestellt wird und ein Vektor Y_M+1 gemäß der Gleichung
gebildet wird.
Nach wie vor weiterhin ist, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der Scheinvektor jeder beliebige Vektor, außer einer beliebigen Kombination der M Spalten der Matrix.
Zusätzlich umfasst, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, das Verfahren weiterhin ein Bereitstellen eines zweiten Scheinvektors A_M+2 und ein Bilden eines Vektors Y_M+2, der orthogonal zu dem Scheinvektor A_M+1 angeordnet ist.
Darüber hinaus besteht, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, A_M+1 aus identischen Komponenten.
Weiterhin ist, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, A_M+1 die komplexe Zahl 1 + j0, wobei j die Quadratwurzel von –1 ist.
Nach wie vor weiterhin umfasst, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, A_M+2 die alternierenden Komponenten (1 + j0) und (–1 + j0).
Zusätzlich umfasst, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der Schritt f) des Bildens eines Schätzwertes in Anspruch 1 ein Berechnen eines Signal-zu-Störung-plus-Rausch-Verhältnisses.
Darüber hinaus umfasst, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der Schritt f) des Bildens eines Schätzwertes: Bilden, für jeden der Abtastwertsätze in einem einzelnen Schlitz, eines Schätzwertes der Störung-plus-Rausch-Leistung aus den orthogonalen Vektoren der Abtastwertsätze; Bilden, für eine Mehrzahl der Schlitze, eines mittleren Schätzwertes der Störung-plus-Rausch-Leistung aus den Schlitz-Störung-plus-Rausch-Leistung-Schätzwerten; Bilden, für jeden der Schlitze, eines Schätzwertes der Signal-plus-Störung-plus-Rausch-Leistung aus der Mehrzahl von komplexen Abtastwerten; Bilden, für eine Mehrzahl der Schlitze, eines mittleren Schätzwertes der Signal-plus-Störung-plus-Rausch-Leistung aus den Schlitz-Signal-plus-Störung-plus-Rausch-Leistung-Schätzwerten; und Bilden eines Schätzwertes der Signal-Störung-plus-Rausch-Leistung aus dem mittleren Schätzwert der Störung-plus-Rausch-Leistung und dem mittleren Schätzwert der Signal-plus-Störung-plus-Rausch-Leistung, wodurch die Signalqualität abgeschätzt wird.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die vorliegende Erfindung kann aus der folgenden ausführlichen Beschreibung in Verbindung mit den angehängten Zeichnungen vollständiger verstanden und gewürdigt werden:
1A ist eine vereinfachte bildhafte Darstellung, die Signalqualitäten in verschiedenen Entfernungen von den BTSs darstellt;
1B ist eine vereinfachte graphische Darstellung eines Signalqualitätsschätzwertes, der über einen relativ guten dynamischen Bereich verfügt;
1C ist eine vereinfachte graphische Darstellung eines Signalqualitätsschätzwertes, der über einen relativ schlechten dynamischen Bereich verfügt;
2 ist eine vereinfachte Flussdiagrammdarstellung eines Verfahrens zur Abschätzung der Signalqualität, das gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betriebsbereit ist;
3 ist eine vereinfachte Flussdiagrammdarstellung eines Verfahrens zum Ausführen des Schrittes 150 des Verfahrens von 2, das gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betriebsbereit ist; und
4 ist eine vereinfachte graphische Darstellung, die die Vorführung einer Simulation der Verfahren von 2 und 3 darstellt.
Ausführliche Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen
Es wird nun auf 2 Bezug genommen, dabei handelt es sich um eine vereinfachte Flussdiagrammdarstellung eines Verfahrens zur Abschätzung der Signalqualität, das gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betriebsbereit ist. In einem typischen Empfänger, der eine Signalqualität misst, wird ein Signal durch den Empfänger erfasst. In TDMA-Systemen (TDMA = Mehrfachzugriff im Zeitmultiplex) ist das erfasste Signal typischerweise ein Teil des Schlitzes von Informationen, die von einem Sender gesendet werden. In einem digitalen Empfänger wird das durch den Empfänger erfasste empfangene Signal typischerweise durch einen Analog-Digital-Wandler abgetastet. "Abtastwerte", so wie hierin verwendet, bezieht sich auf den Satz von komplexen Basisbandabtastwerten, die durch den Empfänger aufgenommen, gespeichert und verarbeitet werden, oder einen Untersatz dieser Abtastwerte. In dem Verfahren von 2 werden ein oder mehr Fenster komplexer Abtastwerte von einem Signal erfasst, das unter Verwendung konventioneller Techniken bei seiner Symbolrate decodiert wird (Schritt 100). Vorzugsweise ist jedes Abtastwertfenster hinreichend groß, um den größten Teil eines TDMA-Schlitzes zu erfassen, wo das Signal ein TDMA-Signal ist. Dann wird unter Verwendung einer beliebigen geeigneten Träger-Offset-Korrekturtechnik eine Träger-Offset-Korrektur auf den Datensatz angewendet (Schritt 110). Der Offset-Korrektor kann durch Messen der Phasenverschiebung nach einem differenziellen Decodieren des Signals abgeschätzt werden. Der Offset-Korrektor wird vorzugsweise für jeden Schlitz getrennt bestimmt und angewendet.
Um sicherzustellen, dass der Kanal über dem Datensatz invariant ist, wird der Datensatz so kurz wie möglich gemacht. Die minimale Länge eines Datensatzes hängt von der Länge der Impulsantwort des Kanals ab. Wenn die Impulsantwort die Länge M hat, dann wird die Länge eines jeden Datenvektors (Spalten in der Matrix A) auf mindestens M + 2 gesetzt, als L > = M + 2 (Gleichung 7) Typischerweise ist M eine ganze Zahl größer oder gleich 1 und entspricht vorzugsweise der Zahl signifikanter Komponenten in der Impulsantwort des Kanals, wobei die Zahl unter Verwendung konventioneller Techniken ausgewählt wird. Weiterhin werden die M Datensätze (Spalten in der Matrix A) aus einer Datensequenz gebildet, deren Länge K = L + M – 1 (Gleichung 8)ist. Ein Kombinieren dieser zwei Bedingungen impliziert, dass K, die minimale erfasste Datensequenz, die die Matrix A bildet, beschränkt ist, so dass: K > 2M (Gleichung 9)
Somit werden die Daten in Sätzen von aufeinanderfolgenden Abtastwerten partitioniert, die über eine Länge M + 2 verfügen, wobei K > 2M (Schritt 120). Da die minimale Länge von L durch M definiert ist, ist klar, dass nicht immer ein Wert von L existiert, der sowohl einen Kanal einer Impulsantwort der Länge M, als auch einen schnell ändernden Kanal bewältigen kann. Theoretisch ist das Kanal-Fading, das der Algorithmus bewältigen kann, um so größer, je kleiner M ist.
Die Datensymbole werden dann für jeden partitionierten Datensatz durch Erfassen und differentielles Decodieren der Abtastwerte des empfangenen Signals erhalten und differentiell neucodiert (Schritt 130). Das erste und letzte neucodierte Symbol werden dann vorzugsweise verworfen, da sie willkürlich bestimmt wurden (Schritt 140). Dann wird ein Vektor gebildet, der orthogonal zu der übertragenen Sequenz eines jeden Satzes von neucodierten Symbolen angeordnet ist (Schritt 150).
Ein bevorzugtes Verfahren zur Durchführung des Schrittes 150 des Verfahrens von 2 kann unter zusätzlicher Bezugnahme auf die vereinfachte Flussdiagrammdarstellung von 3 gesehen werden. In dem Verfahren von 3 wird eine neue, modifizierte Version von Gram-Schmidt-Orthogonalisierung verwendet. In der Gram-Schmidt-Orthogonalisierung wird ein Satz von N willkürlichen N-Dimensionsvektoren, die einen Raum der Dimension N umfassen, verwendet, um einen Satz von N orthogonalen Basisvektoren zu erlangen, die den Raum definieren. Einer der Vektoren wird willkürlich als der erste Vektor des Basissatzes gewählt. Ein zu dem ersten Vektor orthogonal angeordneter Vektor wird dann unter Verwendung eines zweiten Vektors des willkürlichen Satzes erlangt. Eine orthogonal zu den ersten zwei Basisvektoren angeordnete dritte Basis wird dann unter Verwendung eines dritten Vektors von dem willkürlichen Satz erlangt, und so weiter. Obwohl die Gram-Schmidt-Orthogonalisierung gut bekannt ist, kann es sein, dass sie nicht verwendet wird, wie sie ist, um orthogonale Vektoren zu bilden, wenn der Satz nicht vollständig ist, noch ist seine Verwendung zum Berechnen von SQEs bekannt.
In dem Verfahren von 3 wird ein Vektor, der orthogonal zu den M aus den Spalten der Matrix A gebildeten Vektoren angeordnet ist, wie folgt gebildet. Wenn A_l, ....., A_M die M aus den Spalten der Matrix A gebildeten Vektoren sind und Y_l, ....., Y_M+1 die M + 1 orthogonalen Vektoren sind, die aus den Spalten von A berechnet werden, dann gilt: Yl = Al (Gleichung 10)
und so weiter.
Der Vektor Y_M ist nun zu all den A_k, außer A_M, orthogonal (Schritt 1510). Um einen Vektor zu bilden, der zu allen M Spalten von A orthogonal ist, wird ein Scheinvektor A_M+1 eingeführt, der kein skalares Vielfaches irgendeiner der Spalten von A ist (Schritt 1520). Vorzugsweise sollte der Scheinvektor keine lineare Kombination der M Spalten von A sein. Y_M+1 wird dann berechnet als (Schritt 1530):
Y_M+1 ist somit zu allen der Spalten von A orthogonal und kann als der Vektor c in Gleichung 3 oben verwendet werden.
Um einen Trägerdurchbruch auszugleichen, der ein DC-Offset in der π/4 DQPSK-Konstellation bei einem Basisband ist, kann das Orthogonalisierungsverfahren erweitert werden, sodass zwei Scheindatenvektoren, A_M+1 und A_M+2, verwendet werden. Der Vektor A_M+1 ist vorzugsweise ein Vektor, dessen Komponenten alle identisch sind, wobei er typischerweise die Zahl 1 + j0 ist, wobei j die Quadratwurzel von –1 ist. Der orthogonale Vektorbasissatz formiert sich dann unter Verwendung des zweiten Scheindatenvektors A_M+2 zu Y_M+2, der typischerweise über die alternierenden Komponenten (1 + j0) und (–1 + j0) verfügt (Schritt 1540). Der letzte orthogonale Datenvektor Y_M+2 ist somit zu dem ersten Scheindatenvektor, A_M+1, und außerdem daher zu jedem beliebigen Vektor, dessen Komponenten alle identisch sind, orthogonal angeordnet.
Wenn in dem Vektor y in der Gleichung 1 oben ein Trägerdurchbruch vorkommt, wird der empfangene Datenvektor, y', zu einem Vektor, b, dessen Komponenten identisch und gleich dem DC-Offset sind, das durch einen Durchbruch nach einem Passieren durch den Kanal verursacht wird, wie folgt addiert: (Schritt 1550) y' = y + b = Af + w + b (Gleichung 14)Das skalare Produkt von y' mit c: cTy' = cTy + cTb = 0 + cTw + 0 (Gleichung 15)das den Wert von Y_M+2 übernimmt, eliminiert somit nicht nur die Wirkung der Daten, sondern auch die Wirkung des Trägerdurchbruchs.
Es wird erneut auf 2 Bezug genommen, darin kann unter Verwendung von Gleichung 4 oben aus den Ergebnissen des Schrittes 150 ein Schätzwert von I + N über mehrere Datensätze (von mehreren Schlitzen in einem TDMA-System), gebildet werden (Schritt 160). Um dispergierende Kanalfehler zu korrigieren, werden mehrere Schätzwerte von I + N gesammelt (Schritt 170) und eine Zahl der größten Schätzwerte verworfen (Schritt 180). Dieser Ansatz zur Korrektur von dispergierenden Kanalfehlern kann aus der Verteilung von SQE-Messungen verstanden werden. Die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion (PDF) von SQE-Werten in einem nicht dispergierenden Kanal ist von exponentieller oder χ²-Natur. Der Mittelwert dieser Verteilung ergibt das genaue C/I. Die Verteilung in einem dispergierenden Kanal ist jedoch die erwartete Exponentialverteilung plus einer langen hinteren Flanke aufgrund von aus fehlerhaften Daten gebildeten SQEs. Die Lösung besteht darin, die Ausreißer in der hinteren Flanke zu entfernen und die Werte zu belassen, die der χ²-Verteilung entsprechen. Experimentieren hat gezeigt, dass ein Entfernen von ungefähr 10 % der SQE-Zwischenwerte, die verwendet werden, um den Ensemble-Mittelwert mit den größten Werten zu bilden, eine optimale Fehlerkorrektur eines dispergierenden Kanals zur Verfügung stellt. Dieser Anteil entfernt die Mehrheit von Ausreißern in einem dispergierenden Kanal, ohne die Messung in einem nicht dispergierenden Kanal ernsthaft zu beeinflussen. Die restlichen I + N-Schätzwerte werden dann gemittelt (Schritt 190).
Ein Schätzwert von S + I + N kann unter Verwendung der Gleichung 5 oben aus den Ergebnissen des Schrittes 150 über mehrere Datensätze (von mehreren Schlitzen in einem TDMA-System) gebildet werden (Schritt 200). Dann wird ein S + I + N-Mittel für mehrere S + I + N-Schätzwerte berechnet (Schritt 210). Schließlich kann C/(I + N) aus dem I + N-Mittel und dem S + I + N-Mittel unter Verwendung der Gleichung 6 oben berechnet werden (Schritt 220).
Es ist klar, dass die Schritte der hierin beschriebenen Verfahren in einer anderen Reihenfolge als der, die hierin oben beschrieben wird, durchgeführt werden können und/oder dass die Verfahren ohne einen oder mehrere ihrer Schritte durchgeführt werden können und immer noch einen brauchbaren SQE ergeben.
Es wird nun auf 4 Bezug genommen, dabei handelt es sich um eine vereinfachte graphische Darstellung, die die Aufführung einer Simulation des Verfahrens von 2 darstellt, für ein TETRA-System, das in einem TU50-Kanal arbeitet (das heißt, einem Funkkanal, der typischerweise als typisch für einen Empfänger angesehen wird, der in einer typischen städtischen Situation arbeitet und mit 50 km/h reist). Der dynamische Bereich des SQE-Algorithmus ist das C/(I + N), bis zu dem der gemessene SQE leicht zwischen Signalen mit unterschiedlichen C/(I + N)-Verhältnissen differenzieren kann (das heißt, der obere Wert von C/(I + N), bevor die Kurve anfängt, abzuflachen). Es wird gezeigt, dass der simulierte dynamische Bereich des Verfahrens von 2 für TU50-Kanäle größer als 35 dB ist. Experimentieren hat gezeigt, dass das Verfahren von 2 außerdem für stringentere Kanalbedingungen nützlich ist, wie zum Beispiel solchen von HT200-Kanälen (das heißt, Funkkanälen, die als typisch für einen Empfänger angesehen werden, der in einer hügeligen Landschaft bei 200 km/h arbeitet), dadurch, dass es vernünftigerweise zwischen Signalen unter 30 dB differenziert.
Es ist klar, dass ein oder mehrere der Schritte eines beliebigen der hierin beschriebenen Verfahren ausgelassen werden können, oder in einer anderen Reihenfolge als der gezeigten ausgeführt werden können, ohne von der beanspruchten Erfindung abzuweichen.
Obwohl die hierin offenbarten Verfahren und Vorrichtungen unter Bezugnahme auf eine spezifische Hardware oder Software beschrieben sein können oder nicht, sind die Verfahren und Vorrichtungen auf eine Art und Weise beschrieben worden, die ausreicht, um dem Fachmann auf dem Gebiet zu ermöglichen, eine kommerziell verfügbare Hardware oder Software, die benötigt werden kann, um irgend eine der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zu vereinfachen, leicht zu adaptieren, um ohne übermäßiges Experimentieren und unter Verwendung konventioneller Techniken zu praktizieren.
Obwohl die vorliegende Erfindung unter Bezug auf wenige spezifische Ausführungsformen beschrieben worden ist, soll die Beschreibung die Erfindung als Ganzes veranschaulichen und nicht so ausgelegt werden, dass sie die beanspruchte Erfindung auf die gezeigten Ausführungsformen begrenzt.

Claims

Verfahren zur Abschätzung der Signalqualität, wobei das Verfahren umfasst: a) Übernehmen einer Mehrzahl komplexer Abtastwerte (100) eines decodierten Signals bei seiner Symbolrate für eine Mehrzahl von Schlitzen; für jeden der Schlitze: b) Partitionieren der Abtastwerte (120) in eine Mehrzahl partitionierter Abtastwertsätze; für jeden der partitionierten Abtastwertsätze: c) Ableiten von Datensymbolen (130) aus den Abtastwerten; d) Neucodieren der Datensymbole (130) in einen neucodierten Symbolsatz; e) Bereitstellen eines Vektors der Länge L, der orthogonal zu einem Satz von Vektoren angeordnet ist, die von L aufeinanderfolgenden Abtastwerten des Datensymbolsatzes gebildet werden, wobei L eine ganze Zahl ist, die kleiner oder gleich der Zahl von Abtastwerten in dem partitionierten Satz ist; und f) Bilden eines Schätzwertes der Signalqualität aus der Mehrzahl von komplexen Abtastwerten für die Mehrzahl von Schlitzen unter Verwendung mindestens einer der orthogonalen Vektoren; dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren umfasst: Dynamisches Berechnen des Vektors der Länge L aus den Datensymbolen durch: g) Konstruieren (1520) eines Scheinvektors (A_M+1) der Länge L, der kein skalares Vielfaches irgend einer der aus den aufeinanderfolgenden Abtastwerten des Datensymbolsatzes gebildeten Vektoren ist; und h) Berechnen (1530) des orthogonalen Vektors für jeden der Datensymbolsätze durch Anwenden einer Orthogonalisierung auf den Satz von Vektoren und den Scheinvektor.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die Zahl von Abtastwerten in jedem der partitionierten Abtastwertsätze K + 2 ist, wobei K eine ganze Zahl ist, die gleich der minimalen Länge einer erfassten Datensequenz ist, die benötigt wird, um den orthogonalen Vektor zu bilden.
Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei K größer als 2M ist, wobei M eine ganze Zahl ist, die größer oder gleich 1 und kleiner oder gleich der Zahl von signifikanten Komponenten in der Impulsantwort des Kanals ist.
Verfahren gemäß Anspruch 3, wobei K gleich 2M + 1 ist.
Verfahren gemäß Anspruch 3, wobei die Länge des orthogonalen Vektors L gleich K – M + 1 ist.
Verfahren gemäß Anspruch 3, wobei der Satz von Vektoren aus L aufeinanderfolgenden Abtastwerten des neucodierten Symbolsatzes, die ein Satz von M Vektoren der Länge L sind, und aus den Spalten einer L*M-Matrix gebildet wird.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der Satz von Vektoren, zu dem der orthogonale Vektor gebildet wird, alle Vektoren der Länge L umfasst, die aus aufeinanderfolgenden Abtastwerten des Satzes von neucodierten Symbolen gebildet werden können.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der Satz von Vektoren, zu dem der orthogonale Vektor gebildet wird, alle Vektoren der Länge L umfasst, die aus aufeinanderfolgenden Abtastwerten des Satzes von neucodierten Symbolen, außer dem ersten und letzten Abtastwert aus dem Satz von neucodierten Symbolen, gebildet werden können.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Verfahren weiterhin umfasst: Korrigieren (110) der komplexen Abtastwerte für ein empfangenes Trägerfrequenz-Offset.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der Scheinvektor (A_M+1) aus Komponenten besteht, die identisch sind.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der orthogonale Vektor unter Verwendung eines zweiten Scheinvektors (A_M+2) gebildet wird, der ein beliebiger Vektor, außer einem skalaren Vielfachen irgend einer der Vektoren von dem Satz von Vektoren der Länge L, die aus einem neucodierten Symbolsatz und dem zuerst genannten Scheinvektor gebildet werden, ist.
Verfahren gemäß Anspruch 11, wobei der zweite Scheinvektor von jedem der Vektoren aus dem Satz von Vektoren der Länge L, die von einem neucodierten Symbolsatz und irgend einem zuerst genannten Scheinvektor gebildet werden, linear unabhängig ist.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der Berechnungsschritt h) ein Berechnen unter Verwendung einer Gram-Schmit-Orthogonalisierung umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der Schritt des Bildens eines Schätzwertes f) das Bilden (160–180) einer Mehrzahl von Störung-plus-Rausch-Leistung-Schätzwerten und Verwerfen mindestens einer der Störung-plus-Rausch-Leistung-Schätzwerte umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 14, wobei der Schritt des Bildens eines Schätzwertes f) das Verwerfen einiger der Störung-plus-Rausch-Leistung-Schätzwerte umfasst, wobei die restlichen Schätzwerte niedriger sind als die verworfenen Schätzwerte.
Verfahren gemäß Anspruch 6, wobei A_l, ....., A_M die M Vektoren sind, die aus den Spalten der Matrix gebildet werden, Y₁, ....., Y_M+1 M+1 aus den Spalten der Matrix zu berechnende orthogonale Vektoren sind und der Berechungsschritt h) umfasst: Bilden eines Vektors Y_M, der orthogonal zu allen Vektoren A_k, außer A_M, angeordnet ist, gemäß der Gleichung
wodurch der Scheinvektor als A_M+1 zur Verfügung gestellt wird; und Bilden eines Vektors Y_M+1 gemäß der Gleichung
Verfahren gemäß Anspruch 16, wobei der Scheinvektor ein beliebiger Vektor, außer irgend einer linearen Kombination der M Spalten der Matrix, ist.
Verfahren gemäß Anspruch 16, das weiterhin umfasst (1540): Bereitstellen eines zweiten Scheinvektors A_M+2; und Bilden eines Vektors Y_M+2, der orthogonal zu dem Scheinvektor A_M+1 angeordnet ist.
Verfahren gemäß Anspruch 16, wobei A_M+1 aus identischen Komponenten besteht.
Verfahren gemäß Anspruch 16, wobei A_M+1 die komplexe Zahl 1 + j0 ist, wobei j die Quadratwurzel von –1 ist.
Verfahren gemäß Anspruch 18, wobei A_M+2 die alternierenden Komponenten (1 + j0) und (–1 + j0) umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Bilden eines Schätzwertes in dem Schritt f) das Berechnen eines Signal-Störung-plus-Rausch-Verhältnisses umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Bilden eines Schätzwertes in dem Schritt f) umfasst: Bilden, für jeden der Abtastwertsätze in einem einzelnen Schlitz, eines Schätzwertes der Störung-plus-Rausch-Leistung aus den or thogonalen Vektoren der Abtastwertsätze; Bilden, für eine Mehrzahl der Schlitze, eines mittleren Schätzwertes der Störung-plus-Rausch-Leistung aus den Schlitz-Störung-plus-Rausch-Leistung-Schätzwerten; Bilden, für jeden der Schlitze, eines Schätzwertes der Signal-plus-Störung-plus-Rausch-Leistung aus der Mehrzahl von komplexen Abtastwerten; Bilden, für eine Mehrzahl der Schlitze, eines mittleren Schätzwertes der Signal-plus-Störung-plus-Rausch-Leistung aus den Schlitz-Signal-plus-Störung-plus-Rausch-Leistung-Schätzwerten; und Bilden eines Schätzwertes der Signal-Störung-plus-Rausch-Leistung aus dem mittleren Schätzwert der Störung-plus-Rausch-Leistung und dem mittleren Schätzwert der Signal-plus-Störung-plus-Rausch-Leistung, wodurch die Signalqualität abgeschätzt wird.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Signal in einem TETRA-System übertragen worden ist (TETRA = Erdbündelfunk).
Kommunikationsvorrichtung, die geeignet ist, um das Verfahren zur Abschätzung der Signalqualität, wie in einem beliebigen der vorangehenden Ansprüche dargelegt, zu betreiben.