DE60002439T2

DE60002439T2 - Angenäherter mittelwertquadratfehlerminimierungsbasierter kanalschätzer in einem mobilen kommunikationssystem

Info

Publication number: DE60002439T2
Application number: DE60002439T
Authority: DE
Inventors: Bengt Lindoff; Christer Östberg
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1999-02-09
Filing date: 2000-02-04
Publication date: 2004-03-18
Anticipated expiration: 2020-02-05
Also published as: US6542562B1; MY124735A; TR200200192T2; JP2002537675A; WO2000048332A1; TR200200191T2; AU2953200A; TR200102293T2; ATE239330T1; DE60002439D1; CN1346547A; TR200200190T2; EP1151553B1; EP1151553A1

Description

HINTERGRUND
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Kanalschätzung in Mobilkommunikationssystemen und insbesondere Verfahren und Geräte, die eine Kanalschätzung mit geringerem rechnerischen Aufwand ausführen.
Mobilfunktelefonie ist neben anderen Dingen durch eine Mehrfachpfadausbreitung von dem Funksignal gekennzeichnet, das zwischen Basisstationen (BSs) und den Mobilstationen (MSs) übertragen wird. Da unterschiedliche Strahlen des Übertragungssignals unterschiedliche Pfade nehmen können, bevor sie bei der Antenne des Empfängers ankommen, werden einige Strahlen später als andere durch den Empfänger empfangen. Das sich ergebende Empfangssignal enthält dann ein oder mehrere Echos des übertragenen Signals. Besteht die in dem Signal übertragene Information aus digitalen Symbolen, so erfolgt ein Bezug auf die Echos als Zwischensymbolinterferenz (ISI, Engl.: Inter-symbol Interference). ISI hat einen nachteiligen Einfluss auf die Fähigkeit des Empfängers, den Informationsgehalt des empfangenen Signals zu bestimmen.
Um ISI in einem empfangenen Signal zu reduzieren oder zu eliminieren, ist es bekannt, Entzerrer bei dem Empfänger zu verwenden. Dies wird weiter unter Bezug auf Systeme beschrieben, die mit Vielfachzugriff im Codemultiplex (CDMA) einsetzen, um Zwischensignale in Zuordnung zu unterschiedlichen Anwendern zu unterscheiden. Es ist jedoch zu erkennen, dass CDMA eine CDMA eines von vielen möglichen Beispielen (z. B., Vielfachzugriff im Zeitmultiplex oder "TDMA" als ein anderes derartiges Beispiel) für Funksysteme darstellt, die einen RAKE Empfänger oder Entzerrer zum Adressieren des Problems der Mehrfachpfad-Ausbreitung einsetzen.
Die Grundidee in einem CDMA System ist das Trennen unterschiedlicher Anwender, Basisstationen und Dienste mittels eindeutiger Spreizfolgen/Codes. Bei einem Typ von CDMA System erfolgt ein Einprägen des zu übertragenden Informationsdatenstroms auf einen Strom mit viel höherer Datenrate, der als Signatur oder Spreizfolge bekannt ist. Typischer Weise sind Signaturfolgedaten binär, wodurch ein Bitstrom gebildet wird. Eine Vorgehensweise zum Erzeugen dieser Signatursequenz besteht in einem Pseudorausch-(PN)-Prozess, der zufällig erscheint, jedoch durch einen berechtigten Empfänger repliziert werden kann. Der Informationsdatenstrom und der Signatursequenzstrom mit hoher Bitrate werden durch Multiplizieren der zwei Bitströme miteinander kombiniert, unter der Annahme, dass die Binärwerte der zwei Bitströme durch +1 oder –1 dargestellt sind. Diese Kombination des höheren Bitratensignals mit dem niedrigeren Bitratendatenstrom wird als Spreizen des Informationsdatenstromsignals bezeichnet. Jeder Informationsdatenstrom oder Kanal wird einer eindeutigen Signatursequenz zugewiesen.
Eine Vielzahl von Spreizinformationssignalen moduliert einen Funkfrequenzträger, beispielsweise eine binäre Pulslagenmodulation (BPSK), und sie werden gemeinsam als zusammengesetztes Signal bei dem Empfänger empfangen. Jedes der Spreizsignale überlappt sämtliche andere Spreizsignale, sowie rauschbezogene Signale, sowohl im Hinblick auf Frequenz als auch Zeit. Ist der Empfänger berechtigt, so wird das zusammengesetzte Signal mit einem der eindeutigen Signatursequenzen korreliert, und das entsprechende Informationssignal lässt sich isolieren und entspreizen. Wird die Quadratur-Phasenlagenmodulation (QPSK) verwendet, so kann dann die Signaturfolge aus komplexen Zahlen (mit Real- und Imaginärteilen) bestehen, so die Real- und Imaginärteile jeweils zum Modulieren eines von zwei Trägern bei derselben Frequenz verwendet werden, jedoch neunzig Grad außer Phase im Hinblick auf zueinander.
Üblicherweise wird eine Signaturfolge zum Repräsentieren eines Bits von Information verwendet. Das Empfangen der übertragenen Folge und dessen Komplements bezeichnet, ob das Informationsbit eine +1 oder –1 ist, manchmal bezeichnet als "0" oder "1". Die Signaturfolge enthält üblicher Weise N Bit, und jedes Bit der Signaturfolge wird als ein "Chip" bezeichnet. Die gesamte N-Chipfolge oder ihr Komplement wird als Übertragungssymbol referenziert. Der übliche Empfänger wie ein RAKE Empfänger korreliert das Empfangssignal mit dem konjugiert komplexen der bekannten Signaturfolge zum Erzeugen eines Korrelationswerts. Wird im Ergebnis ein großer positiver Korrelationswert erzielt, so ist eine "0" detektiert; ergibt sich eine große negative Korrelation, so wird eine "1" detektiert.
Es ist dann zu erkennen, dass die Rate des Spreizcodes (üblicher Weise als Chiprate in Bezug genommen) größer ist als die Informationssymbolrate. Die Coderate geteilt durch die Informationssymbolrate wird als Spreizfaktor (S_f) referenziert. In einem System, bei dem Übertragung von mehreren Anwendern durch unterschiedliche Spreizcodes getrennt ist, wird der Code, der diese Anwender trennt, als der lange Code referenziert. Durch Korrelieren des Verbundsignals mit den Konjugierten von einem der angewandten Codes bei einem Empfänger wird die entsprechende Antwortinformation wieder erzeugt, während Signale im Zusammenhang mit mit anderen Anwendern als Rauschen empfunden werden.
Zum Überwinden der Mehrfachpfadeigenschaften in einem Mobilfunkkanal sind der RAKE Empfänger und der Strahlsucher zwei wesentliche Einheiten für die Breitbandtechnologie mit Mehrfachzugriff im Codemultiplex (W-CDMA), standardisiert unter dem Namen IMT2000. (Siehe beispielsweise IMT-2000 Studierkommittee Luftschnittstelle WG, SWG2, "Band 3 Spezifikation der Luftschnittstelle für 3G Mobilsystem", Ver. 0–3.1, Dez. 1997.) Ein beispielhafter RAKE Empfänger ist in 1 dargestellt. Prinzipiell besteht die grundlegende Idee bei RAKE in der Synchronisierung jeder der relevanten Mehrfachpfadkomponenten von dem Eingangsfunksignal zu einem relativ einfachen Empfänger. (Siehe, z. B., J. G. Proakis, Digital Communcations, McGraw-Hill, 1983). Der einfache Empfänger wird oft als eine Anordnung von RAKE Fingern referenziert. Sechs RAKE Finger 101 sind in dem beispielhaften Empfänger von 1 dargestellt. Die unterschiedlichen Mehrfachpfadkomponenten werden so angesehen, dass sie vernünftig nicht korreliert sind. Ist die Annahme gültig und wird eine ausreichende Zahl von Fingern verwendet, führt das Maximalverhältnis-Kombinieren von Empfängern im Ergebnis zu einer relativ einfachen Empfängertechnologie mit gutem Leistungsumfang.
Kanalschätzüberblick
Die gesamte Rahmenstruktur für die physikalischen Kanäle des beispielhaften W-CDMA Schemas sind in 2 dargestellt. Das übertragene Basisbandsignal, S_i,j,k, ist gegeben durch Si,j,k = Ci,j,k·uj,k (1) mit c_i,j,k als komplexer Spreizfolge und u_j,k als Repräsentation des j-ten komplexen Symbols im Schritt k. Die obige Notation gibt das interessierende Signal für den Chip i in dem Symbol j und Schlitz k, mit i = 0, 1, ... S_i – 1 und j = 0, 1, ... N_S – 1. Der Spreizfaktor ist gegeben durch S_f und N_S ist die Zahl der Symbole pro Schlitz. Für das W-CDMA System ist die Chiprate 4.096e6 Chip pro Sekunden (cbps) und es gilt
Der lange Code wird für jeden Rahmen zyklisch wiederholt. Zum Erzielen eines kohärenten Empfängers ist die Kanalstörung h^_j,k–nB (von Amplitude und Phase) für jedes Symbol j in dem Schlitz k – n_B zu schätzen. Aufgrund der unterschiedlichen Ankunftszeiten der Mehrfachpfadkomponenten sind die Kanalstörungen entsprechend unterschiedlich für jede Mehrfachpfadkomponente. Zum Ausführen einer Maximum-Verhältniskombination (MRC) ist die Kanalstörung für jede der Mehrfachpfadkomponenten zu schätzen, die zu einem RAKE Finger 101 zu synchronisieren ist. Der erste Schritt in der Kanalschätzprozedur besteht in dem Erhalten einer primären Kanalschätzung h^– _k für jeden Schlitz. Dann wird eine Kanalschätzung, h^_j,k–nB für jedes Symbol j in dem Klaue k – n_B erhalten, auf der Grundlage von m aufeinanderfolgenden primären Kanalschätzungen, wobei gilt m ≥ n_B. Der Parameter n_B ist die Zahl von Schlitzen, die gepuffert werden. Die Verteilung der Kanaleigenschaften in den Mehrfachpfadkomponenten hängt von dem Umfeld ab, und kann beispielsweise Rayleigh verteilt sein. Die Amplituden- und Phasenvariation aufeinanderfolgender primärer Kanalschätzungen hängt einerseits von der Rayleigh Verteilung und andererseits von der Dopplerfrequenz ab.
Die Prinzipblöcke im Zusammenhang mit einem beispielhaften Finger 101 des RAKE Empfängers sind in 3 dargestellt. Als einen Überblick für dessen Betrieb bewirkt der RAKE Finger 101 das Ausführen einer Spreizcodekorrelation, das Integrieren über ein Symbol und das Schätzen des Kanals unter Verwendung von a priori bekannten Pilotsymbolen. Die Kanalschätzung wird dann zum Kompensieren für die Kanalverzerrung verwendet. Der Betrieb des RAKE Fingers 101 wird nun detaillierter beschrieben.
Das Empfangssignal in einem W-CDMA System ist ri,j,k = si,j,k·hi,j,k + ni,j,k (3) mit n_i,j,k als Interferenz-moduliertes sowie komplexwertiges Additives Weißes Gauss'sches Rauschen (AWGN) mit der Variant N₀ Das Entspreiz-Empfangssignal ist dann
Bei jedem RAKE Finger 101 wird das empfangene Signal, das mit der entsprechenden Farbverzögerung ausgerichtet ist, durch Multiplizieren mit dem konjugierten Code c*_i,j,k entspreizt. Bei der in 3 gezeigten beispielhaften Ausführungsform wird dies durch den ersten Multiplizierer 401 ausgeführt. Dann führt eine erste Integrationseinrichtung 403 die nachfolgende Integration über ein Symbol aus, zum Geweinnen der Empfangssymbole, r_j,k, mit n^– _j,k ebenso als weißes Gauss'sches Rauschen mit Varianz N₀/S_f. Das Rauschen wird demnach durch einen Faktor S_f im Vergleich zu n_i,j,k unterdrückt. Für das W-CDMA System sind die ersten N_p Symbole jedes Schlitzes a priori bekannte Pilotsymbole. Diese N_p Symbole werden beispielsweise durch einen Schalter 405 zu einem Zeitmultiplizierer 407 geleitet. Der zweite Multiplizierer 407 multipliziert die empfangenen Pilotsymbole mit den konjugierten von a priori bekannten Pilotsymbolen, u_j,k*. Das Ergebnisprodukt dieser Multiplikation wird dann einer zweiten Integriereinrichtung 409 zugeführt, die eine primäre Kanalschätzung h^– _k für den Schlitz k erzeugt. Mathematisch lässt sich dies erkennen anhand von
aus Gründen, ähnlich zu den oben im Hinblick auf das Rauschen nach Gleichung (4) beschriebenen, wird n^_k als Gauss'sches Rauschen betrachtet, mit einer Varianz, die durch N₀/(N_p·S_f) gegeben ist.
Es wird ein verfeinerter Kanalschätzer 411 betrachtet, der mehrere primäre Kanalschätzungen zum Erhalten einer Kanalschätzung h^_j,k–nB für das Symbol in dem Schlitz k –_nB schätzt, mittels der Linearkombination:
mit n_B als Zahl der Schlitze zu dem Puffer. Der Vektor G_j ist der Vektor der m Filterkoeffizienten, die im Zusammenhang mit der verfeinerten Kanalschätzung für das Symbol j stehen: Gj = [gk–m, ..., gk–l, gk]. (7)
H^ ist der Vektor der primären Kanalschätzungen für m Schlitze
Die Filterkoeffizienten G_j minimieren das mittlere Fehlerquadrat
mit E {} als bekannte Erwartungsfunktion.
Dies führt dazu, dass der Schätzer mit minimalem mittleren Fehlerquadrat (MMSE) für h_j,k–nB die Bedingung erfüllt
mit H^~H als hermitisch Transponierte der Matrix H^~ (siehe Lois L. Scharf, Statistical Signal Procesing, detection, Estimation, and Time Series Analysis, Addison Wesley 19038, 1991). Diese Bedingung kann umgeschrieben werden zu
als Kreuz Co-Varianz zwischen sämtlichen m primären Kanalschätzungen. Die Filterkoeffizienten G_j sind gegeben duch
Zum Unterstützen weiterer Erläuterungen wird eine Positionierfunktion p(j, k) definiert zu
mit T₅ als Dauer eines Symbols j in dem Schlitz k. Weiterhin bestimmt eine Zeitkorrelation, ρ(Δt), in dem Kanal, wie schnell der Kanal schwankt. Nimmt man an, dass die Leistungsspektrumsdichte des Kanals h_j,k gegeben ist durch das Jakes Modell (siehe W. C. Jakes. Microwave Mobile Communications, IEEE Press, 1974), so gilt dann ρ(Δt) = J0(2πfdΔt), (14) mit J₀(2πf_dΔt) als Bessel Funktion der ersten Art und null-ter Ordnung, mit f_d als Dopplerfrequenz. Unter Verwendung der Positionierfunktionen der Korrelationsfunktion gilt
mit |h^–|² als mittlere Leistung des Kanals und N₀ als mittlere Varianz der Interferenz. Das mittlere Signal zu Störverhältnis (SIR) pro Symbol ist dann definiert zu
Es lässt sich erkennen, dass es dann, damit der RAKE Finger 101 funktioniert, für den verfeinerten Kanalschätzer 411 erforderlich ist, die Filterkoeffizienten G_j, zu bestimmen. Jedoch führt die unmittelbare Vorgehensweise, bei der die Filterkoeffizienten direkt in Übereinstimmung mit Gleichung (12) berechnet werden, zu einer großen rechnerischen Last bei dem Empfänger. Dies ist primär darauf zurückzuführen, dass eine Matrixinversion auszuführen ist, wie in Gleichung (12) dargestellt, gekoppelt mit der Tatsache, dass die Filterkoeffizienten G_j, verwendet in Gleichung (6) für jeden Schlitz zu aktualisieren sind. Demnach gibt es eine Anforderung für Technik und Geräte, die Kanalschätzungen in einer rechnerisch günstigeren Weise bestimmen können.
EP-A-0 605 955 offenbart zwei alternative Techniken zum Bestimmen einer Kanalschätzung anhand einer Zahl von primären Kanalschätzungen. Bei einer Technik wird ein optimaler Interpolator vorgestellt. Eine rechnerisch kostengünstige sechsstufige Technik dient zum Bestimmen des optimalen Interpolators und ist dann beschrieben.
Das EP-A-0 605 955 erkennt die Komplexität im Zusammenhang mit der Anwendung des optimalen Interpolators, und es beschreibt als einer alternative Anwendung von polynominalen Interpolatoren. Insbesondere erfolgt bei dieser Ausführungsform eine Passung einer polynominalen Kurve zu den Kanalschätzwerten in der IQ Ebene. Der sich ergebende Polynome Ausdruck kann – als Funktion der Zeit – dann zum Bestimmen interpolierter Kanalschätzungen verwendet werden, die zwischen den primären Kanalschätzungen liegen.
Das Dokument Ohno K. et al., "Wideband Coherent DS-CDMA", Proceedings of the Vehicular Technology Conference, Chicago, Juli 15–28, 1995, Bd. 2, Nr. Conf. 45, 25. Juli 1995 (25.07.1995), Seiten 779–783, Institute of Electrical and Electronics Engineers ISBN: 0-7803-2743-8, beschreibt ähnlich die Anwendung Polynomer Interpolatoren zum Bestimmen von Kanalschätzungen.
ZUSAMMENFASSUNG
Demnach besteht ein technisches Problem der vorliegenden Erfindung in der Bereitstellung von Techniken und Geräten mit der Fähigkeit zum Bestimmen von Kanalschätzungen ohne der mühsamen rechnerischen Last, die durch übliche Techniken auferlegt ist.
Das vorangehende und andere technischen Probleme werden durch Verfahren und Geräte zum Bestimmen einer Kommunikationskanalschätzung und einem Empfänger erzielt, bei denen ein Polynomer Ausdruck zum Bestimmen einer Gruppe approximierter Filterkoeffizienten verwendet wird. Die approximierten Filterkoeffizienten werden dann zum Bestimmen der Kommunikationskanalschätzung verwendet.
Die Polynomkoeffizienten für den Polynomausdruck werden durch Zuführen einer Adresse zu einer Polynomkoeffiziententabelle bestimmt, die hier gespeichert ist, mit mindestens einer Gruppe von Polynomkoeffizienten. Die bei einem Ausgang der Polynomkoeffiziententabelle zugeführten Polynomkoeffizienten werden dann als Polynomkoeffizienten für den Polynomausdruck verwendet.
Die Adresse kann zumindest teilweise anhand eines Dopplerfrequenzwerts eines Empfangssignals abgeleitet werden. Bei einigen Ausführungsformen kann dies das Quantisieren des Dopplerfrequenzwerts umfassen, sowie das Anwenden des quantisierten Dopplerfrequenzwerts als Adresse.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Die technischen Probleme und Vorteile der Erfindung lassen sich anhand der Lektüre der folgenden detaillierten Beschreibung im Zusammenhang mit der Zeichnung verstehen; es zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines beispielhaften RAKE Empfängers;
2 ein Diagramm zum Wiedergeben der Gesamtrahmenstruktur für die physikalischen Kanäle eines beispielhaften W-CDMA Schemas;
3 ein Blockschaltbild eines beispielhaften RAKE Fingers eines RAKA Empfängers;
4 einen Graphen zum Darstellen der Filterkoeffizienten [g_k–m, ... g_k–1g_k] in G_j für ein Symbol j i dem Schlitz k–n_B über variierende Signal zu Interferenzverhältnisse und Geschwindigkeitswerte;
5 ein Blockschaltbild eines RAKE Fingers, der einen beispielhaften Kanalschätzer in Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung enthält.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die zahlreichen Merkmale der Erfindung werden nun unter Bezug auf die Figuren beschrieben, in denen gleiche Teile anhand derselben Bezugszeichen identifiziert sind.
In der folgenden Beschreibung erfolgt ein Bezug auf zahlreiche Einrichtungen, Einheiten und dergleichen. Es ist zu erkennen, dass beliebige und sämtliche derartige Einrichtungen, Einheiten und dergleichen sich in irgendeiner aus einer Vielzahl bekannter Techniken implementieren lässt, einschließlich der Implementierung mittels einer geeigneten Gruppe von Programmbefehlen, gespeichert auf dem computerlesbaren Speichermedium (z. B., zahlreichen Typen von magnetischen und optischen Speichermedien) zum Steuern eines ? prozessors, sowie mittels speziell entworfener dedizierter Hardwarekomponenten. Jegliche und sämtliche derartiger Ausführungsformen oder Kombinationen hiervon sind als von dem Schutzbereich der folgenden Figuren und Diskussion umfasst beabsichtigt.
Wie sich anhand von Gleichung (6) erkenen lässt, ist das Filter, G_j, gekennzeichnet durch (m, n_B), mit m als Zahl der Primärkanalschätzungen, die verwendet werden, und n_B als Zahl der Schlitze, die gepuffert werden. Es ist gewünscht, die rechnerische Last (insbesondere die Matrixinversion) zu vermeiden, die die unmittelbaren Berechnungsvorgänge nach Gleichung (12) erfordern. Ein Punkt, der die herausfordernde ? Last bei den Berechnungsschritten bestimmt, ist die Anforderung zum Aktualisieren, für jeden Schlitz, der Filterkoeffizienten G_j, die in Gleichung (6) verwendet werden. Dies wiederum basiert auf der Anforderung für die Anwendung derjenigen Pfade in dem RAKE Empfänger mit dem höchsten SIR für jeden Schlitz. Für das Symbol j in dem Schlitz k–n_B, sind entsprechende Filterkoeffizienten [g_k– _m, ... g_k–1, g_k ] in G_j über variierende SIR und Geschwindigkeits(v)-Werte (gemessen in Kilometern pro Stunde) bei einem Kanal mit Rayleigh-Schwundvorgang bestimmt worden, mit den Ergebnissen, die in dem Graphen nach 4 gezeichnet sind. Die Analyse zeigt, dass die Werte der einzelnen Filterkoeffizienten vielmehr für f_d Variationen als für SIR Variationen variieren.
Demnach sind in Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung die Filterkoeffizienten, die in Gleichung (6) verwendet werden, approximiert durch g^_x gegeben durch ĝx = α(x, fd)NSIRN + α(x, fd)N–1SIRN–1 ... + α(x, fd)0 (18) mit k – m ≤ x ≤ k. Das Polynom g^_x ist vom Grad N und passt ? die Daten g^_x = g_x an, im Sinne eines minimalen Fehlerquadrats. Der Fachmann erkennt einfach, wie eine derartige Polynom-Approximation zu bestimmen ist. Der Grad N des Polynoms sollte im Hinblick auf das Leistungsvermögen und Implementierungsaspekte gewählt sein. Jedoch sind sowohl die Zahl der primären Kanalschätzungen m als auch der Grad N des Polynoms Funktionen der Dopplerfrequenz, f_d, und der SIR Schätzwerte. Unter Beachtung der Tatsache, dass der Dopplerfrequenz f_d jeder Wert zugewiesen sein könnte, sind die Polynomkoeffizienten α(x, f^_d(λ))_η, mit N ≤ η ≤0, lediglich für eine begrenzte Zahl von f^_d(λ) gültig, gegeben durch
mit 0 ≤ λ ≤ q und f_d(v_ϕ) mit 0 ≤ ? 2q + 1 als Dopplerfrequenz für die Geschwindigkeit v_ϕ. Die Zahl der Quantisierungspegel, q, und die einheitlichen oder nicht einheitlich verteilten Quantisierungsintervalle sollten im Hinblick auf Leistungsumfangs- und Implementierungsaspekte gewählt sein.
Ein Blockschaltbild eines RAKE Fingers, der einen beispielhaften Kanalschätzer in Übereinstimmung mit der Erfindung enthält, ist in 5 dargestellt. Der erste Multiplizierer 401, die erste Integriereinrichtung 403, der Schalter 405, der zweite Multiplizierer 407 und die zweite Integriereinrichtung 409 arbeiten, wie oben im Hinblick auf die 3 beschrieben, so dass die Diskussion dieser Elemente nicht wiederholt wird. Zum Erzeugen der Kanalschätzung ist ein Dopplerschätzer 601 vorgesehen, der bekannte Techniken zum Bestimmen der Dopplerfrequenz auf der Grundlage des empfangenen Signals r_j,k und der primären Kanalschätzung h_k verwendet. Die Dopplerfrequenz, f_d, wird dann einer Quantisierungseinrichtung 603 zugeführt, deren Betrieb so verläuft, wie durch Gleichung (19) beschrieben. Die quantisierte Dopplerfrequenz, f^_d(λ), wird dann für die Anwendung als geringster Teil einer Adresse zu einer Polynomkoeffiziententabelle 605 zugeführt, die, bei ihrem Ausgang, N + 1 Koeffizienten, α(x, f^_d)_N ... α(x, f^_d)₀, ausgibt, die einer Polynom-Approximiereinheit 607 zugeführt werden. Zusätzlich zu dem Teil der Adresse, der aus der quantisierten Dopplerfrequenz, f^_d(λ) abgeleitet ist, wird die Adresse bevorzugt weiter anhand eines Indikators abgeleitet, welche der approximierten Filterkoeffizienten zu generieren sind, und ferner anhand des Index, j, der identifiziert, für welches Symbol die verfeinerte Kanalschätzung dient.
Ein SIR Schätzer 609 ist ebenso vorgesehen, zum Erzeugen einer Schätzung für den SIR Wert auf der Grundlage des empfangenen Signals, r_j,k, und/oder der primären Kanalschätzung h^_k. Der SIR Schätzer 609 arbeitet in Übereinstimmung mit bekannten Techniken, und ist hier nicht detailliert zu beschreiben. Der geschätzte SIR Wert wird der Polynomapproximiereinheit 607 zugeführt.
Die Polynomapproximiereinheit 607 arbeitet in Übereinstimmung mit mit Gleichung (18), um approximierte Filterkoeffizienten g^_k–m, ... g^_k zu generieren, die einem verfeinerten Kanalschätzfilter 611 zugeführt werden. Das verfeinerte Kanalschätzfilter 611 empfängt auch die primäre Kanalschätzung h^_k von der zweiten Integriereinrichtung 409, und es arbeitet in Übereinstimmung mit Gleichung (6) zum Erzeugen der Kanalschätzung h^_j,k–nB, die, nachdem sie in ihr konjugiert Komplexes 612 umgewandelt ist, zum Multiplizieren (z. B., mit dem Multiplizierer 615) der empfangenen Signalinformation (die in einem Puffer 613 gespeichert ist) verwendet wird, zum Kompensieren für die Kanalstörung vor der Kombination mit der kompensierten Signalinformation von anderen RAKE Fingern.
Bei alternativen Ausführungsformen der Erfindung können ebenso eine oder mehrere der oben beschriebenen Approximationen für die MMSE basierte Kanalschätzung für Mehrfachzugriff (MA) Systeme vom Nichtspreizspektrumstyp verwendet werden, die einen Entzerrer verwenden. Ähnlich zu Gleichung (3) lässt sich das empfangene Signal in einem Nichtspreizspektrum MA System beschreiben zu
(siehe z. B. J. G. Proakis, Digital Communications, McGraw-Hill, 1983) mit h_i,j,k als Kanal für das Symbol j in einem Schlitz k für unterschiedliche Zeitverzögerung τ_j und 0 ≤ i ≤-1. Das Symbol u_j,k ist das übertragene Symbol j – τ_i in einem Schlitz k. Ähnlich zu Gleichung (5) werden L primäre Kanalschätzungen für jeden Schlitz ausgeführt. Entsprechend wird h^_j,k–nB in Gleichung (6) ein Vektor H^_j,k–nB der Länge L für diesen Fall. Ähnlich wird, G_j, eine Matrix der Größe kxL, H^– wird eine Matrix der Größe Lxk, und h^_k wird ein Vektor H^_k der Länge L. Mit diesen Verallgemeinerungen sind die Berechnungen, wie sie oben im Hinblick auf die Gleichungen (3) bis (27) beschrieben sind, ebenso für das in Gleichung (21) beschriebene Nichtspreizspektrum-Systemmodell gültig.
Die Erfindung wurde unter Bezug auf eine bestimmte Ausführungsform beschrieben. Jedoch ist es für den Fachmann einfach zu erkennen, dass es möglich ist, die Erfindung in spezifischen Formen auszuführen, die anders sind als diejenigen der oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsform. Die bevorzugte Ausführungsform ist lediglich darstellend und sollte nicht in irgendeiner Weise einschränkend betrachtet werden. Der Schutzbereich der Erfindung ist durch die angefügten Patentansprüche vorgegeben, anstelle der vorangehenden Beschreibung, und sämtliche Variationen und Äquivalente, die in den Bereich der Ansprüche fallen, werden als hiervon umfasst beabsichtigt angesehen.

Claims

Verfahren zum Bestimmen einer Kommunikationskanalschätzung in einem Empfänger, enthaltend die Schritte: Bestimmen von Polynomkoeffizienten (α(x, f^_d)_N... α(x, f^_d)₀) für einen Polynomausdruck (607, 707), durch Zuführen einer Adresse (f^_d(λ)) zu einer Polynomkoeffiziententabelle (605), in der zumindest eine Gruppe von Polynomkoeffizienten gespeichert sind; und Verwenden der Polynomkoeffizienten, zugeführt bei einem Ausgang der Polynomkoeffiziententabelle (605), als Polynomkoeffizienten (α(x, f^_d)_N... α(x, f^_d)₀) für den Polynomausdruck (607, 707); Verwenden des Polynomausdrucks (607, 707) zum Bestimmen einer Gruppe approximierter Filterkoeffizienten (g^_x); und Verwenden der approximierten Filterkoeffizienten (g^_x) zum Bestimmen der Kommunikationskanalschätzung (611).
Verfahren nach Anspruch 1, ferner enthaltend den Schritt zum Ableiten der Adresse (f^_d(λ)) zumindest teilweise anhand eines Dopplerfrequenzwerts (601) eines Empfangssignals.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt zum Ableiten der Adresse (f^_d(λ)) von dem Dopplerfrequenzwert (601) eines Empfangssignals folgende Schritte enthält: Quantisieren (603) des Dopplerfrequenzwerts (601); und Verwenden des quantisierten Dopplerfrequenzwerts als Adresse (f^_d(λ)).
Gerät zum Bestimmen einer Kommunikationskanalschätzung, enthaltend: eine Vorrichtung zum Bestimmen von Polynomkoeffizienten für einen Polynomausdruck (607, 707), wobei die Vorrichtung enthält: eine Polynomkoeffiziententabelle (605), in der zumindest eine Gruppe von Polynomkoeffizienten (α(x, f^_d)_N ... α(x, f^_d)₀) gespeichert ist; eine Vorrichtung zum Zuführen einer Adresse zu der Polynomkoeffiziententabelle (605); und eine Vorrichtung zum Verwenden der Polynomkoeffizienten, zugeführt bei einem Aujsgang der Polynomkoeffiziententabelle (605), als Polynomkoeffizienten (α(x, f^ (x, f^_d)₀) für den Polynomausdruck (607, 707); eine Vorrichtung zum Verwenden des Polynomausdrucks (607, 707) zum Bestimmen einer Gruppe approximierter Filterkoeffizienten (g^_x) ; und eine Vorrichtung zum Verwenden der approximierten Filterkoeffizienten (g^_x) zum Bestimmen der Kommunikationskanalschätzung (611).
Gerät nach Anspruch 4, ferner enthaltend eine Vorrichtung zum Ableiten der Adresse (f^_d(λ)) zumindest teilweise anhand eines Dopplerfrequenzwerts (601) eines Empfangssignals.
Gerät nach Anspruch 5, wobei die Vorrichtung zum Ableiten der Adresse (f^_d(λ)) von dem Dopplerfrequenzwert (601) eines Empfangssignals enthält: eine Vorrichtung zum Quantisieren (603) des Dopplerfrequenzwerts (601); und eine Vorrichtung zum Verwenden des quantisierten Dopplerfrequenzwerts als Adresse (f^_d(λ)).