JP2002537675A

JP2002537675A - 移動通信システムにおける近似ｍｍｓｅベースのチャネル推定器

Info

Publication number: JP2002537675A
Application number: JP2000599150A
Authority: JP
Inventors: ベニートリンドフ，; クリステルエステベルイ，
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲットエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 1999-02-09
Filing date: 2000-02-04
Publication date: 2002-11-05
Also published as: AU2953200A; TR200200191T2; DE60002439T2; DE60002439D1; MY124735A; ATE239330T1; EP1151553A1; EP1151553B1; WO2000048332A1; CN1346547A; TR200102293T2; TR200200190T2; US6542562B1; TR200200192T2

Abstract

(57)【要約】移動通信システム中でチャネル推定が行われる。計算負荷を軽減するため、したがって電力消費を削減するために、多項式を用いて、最小二乗誤差（ＭＭＳＥ）ベースのチャネル推定量の近似値をドップラー変動およびＳＩＲ変動に関して得る。ルックアップ・テーブルを用いて、この多項式のための係数を供給する。本発明の別の態様では、この多項式のための係数自体の近似値を、第２の多項式によって得ることもできる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（背景）本発明は、移動通信システムにおけるチャネル推定に関し、より詳細には、よ
り低い計算強度でチャネル推定を行うための方法および装置に関する。

【０００２】移動無線テレフォニーは、とりわけ、基地局（ＢＳ）と移動局（ＭＳ）の間で
送信される無線信号のマルチパス伝搬を特徴とする。異なる送信信号の波が受信
側のアンテナに到達するまでに異なるパスをたどる場合があるため、波の中には
、他の波よりも後で受信側に受信されるものもある。この場合、得られる受信信
号は、１つまたは複数の送信信号エコーを含む。信号中の送信情報がディジタル
・シンボルを含むときは、これらのエコーは符号間干渉（ＩＳＩ）と呼ばれる。
ＩＳＩは、受信信号の情報コンテンツを決定する受信側の能力に悪影響を及ぼす
。

【０００３】受信信号のＩＳＩを低減または除去するために、受信側で等化器を使用するこ
とが知られている。これについて、異なるユーザに関連する信号の間を識別する
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）技術を利用するシステムに関してさらに述べるこ
とにする。ただし、ＣＤＭＡは、ＲＡＫＥ受信機または等化器を採用してマルチ
パス伝搬の問題に対処する無線システムの、多くの可能な例のうちの１つでしか
ない（例えば時分割多元接続すなわち「ＴＤＭＡ」がそうした別の例である）こ
とを理解されたい。

【０００４】ＣＤＭＡシステムにおける基本概念は、異なるユーザ、基地局、およびサービ
スを、固有の拡散系列／拡散符号によって分離するものである。あるタイプのＣ
ＤＭＡシステムでは、送信される情報データ・ストリームを、シグネチャ系列ま
たは拡散系列と呼ばれる、よりずっと高レートのデータ・ストリームに加える。
通常、シグネチャ系列データは２進であり、したがってビット・ストリームを形
成する。このシグネチャ系列を生成する方式の１つは、擬似雑音（ＰＮ）プロセ
スによるものであり、擬似雑音は、ランダムにみえるが、認可された受信側によ
って再現することができる。情報データ・ストリームと高ビット・レートのシグ
ネチャ系列ストリームの２進数値が＋１または−１で表されると仮定した場合、
この２つのビット・ストリームは、掛け合わせることによって結合される。この
ようにより高いビット・レートの信号をより低いビット・レートのデータ・スト
リームと結合することは、情報データ・ストリーム信号の拡散と呼ばれる。各情
報データ・ストリームまたはチャネルには、固有のシグネチャ系列が割り振られ
る。

【０００５】例えば２相位相シフト・キーイング（ＢＰＳＫ）を用いて、複数の拡散情報信
号が１つの無線周波搬送波を変調すれば、これらは受信側で合成信号となって共
に受信される。各拡散信号は、周波数と時間の両方で、他のすべての拡散信号や
雑音信号と部分的に重なることになる。受信側が認可されている場合は、合成信
号は固有のシグネチャ系列のうちの１つと相関され、対応する情報信号が分離お
よび逆拡散できる。４相位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）変調を用いる場合
は、シグネチャ系列は、複素数（実部と虚部を有する）からなる場合があり、こ
れらの実部と虚部を用いて、２つの搬送波のそれぞれを同じ周波数で、ただし位
相を相対的に９０度ずらして変調する。

【０００６】従来、１ビットの情報を表すのに１つのシグネチャ系列が用いられる。送信さ
れた系列またはその補数を受信することは、その情報ビットが＋１かそれとも−
１かを示し、「０」または「１」で表されることもある。シグネチャ系列は通常
、Ｎ個のビットを含み、シグネチャ系列の各ビットは「チップ」と呼ばれる。Ｎ
個のチップの系列全体、またはその補数は、送信シンボルと呼ばれる。ＲＡＫＥ
受信機などの従来の受信機は、受信信号を既知のシグネチャ系列の複素共役と相
関させて相関値を出す。大きな正の相関が得られたときは「０」が検出され、大
きな負の相関が得られたときは「１」が検出される。

【０００７】この場合、拡散符号のレート（普通、チップ・レートと呼ばれる）は、情報シ
ンボル・レートよりも大きいことを理解されたい。符号レートを情報シンボル・
レートで割ったものは、拡散率（S_f）と呼ばれる。異なる拡散符号で分離された
複数のユーザの伝送を伴うシステムでは、これらのユーザを分離する符号はロン
グ・コードと呼ばれる。受信側で、用いられる符号のうちの１つの共役に合成信
号を相関させることにより、対応するユーザ情報が再現され、他のユーザに関係
する信号は雑音となる。

【０００８】移動無線チャネルにおけるマルチパス特性を克服するためには、ＲＡＫＥ受信
機およびレイ・サーチャが、ＩＭＴ２０００の名のもとに標準化されている広帯
域符号分割多元接続（Ｗ−ＣＤＭＡ）技術のための主要な２つのユニットである
。（例えばＩＭＴ−２０００ＳｔｕｄｙＣｏｍｍｉｔｔｅｅＡｉｒ−ｉｎ
ｔｅｒｆａｃｅＷＧ、ＳＷＧ２、「Ｖｏｌｕｍｅ３Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉ
ｏｎｓｏｆＡｉｒ−ｉｎｔｅｒｆａｃｅｆｏｒ３ＧＭｏｂｉｌｅＳｙ
ｓｔｅｍ」、Ｖｅｒ．０−３．１、１９９７年１２月参照。）図１に例示的なＲ
ＡＫＥ受信機を示す。簡潔に言えば、ＲＡＫＥに伴う基本的な概念は、入力され
た無線信号の適切なマルチパス成分のそれぞれを、いくぶん単純な受信機に同期
させることである（例えばＪ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ、ＤｉｇｉｔａｌＣｏｍｍ
ｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ、１９８３年参照）。この単純
な受信機は、しばしばＲＡＫＥフィンガを配列したものと言われる。図１の例示
的な受信機中には、６つのＲＡＫＥフィンガ１０１が示されている。異なるマル
チパス成分は、合理的に相関が解除されると仮定される。この仮定が有効であり
、十分な数のフィンガが使用されるとき、最高のフィンガ結合率により、性能の
よい極めて単純な受信機技術がもたらされる。

【０００９】チャネル推定の概観図２に、例示的なＷ−ＣＤＭＡ方式の物理チャネル用のフレーム構造全体を示
す。送信ベース・バンド信号s_i,j,kは、以下の式によって得られる。

【００１０】

【数１】上式で、c_i,j,kは、複素拡散系列であり、u_j,kは、スロットｋ中のｊ番目の複素
シンボルを表す。上の表記法により、シンボルｊおよびスロットｋ中のチップｉ
に対する当該の信号が得られ、この場合、ｉ＝０，１，．．．Ｓ_i−１およびｊ
＝０，１，．．．Ｎ_s−１である。拡散率はＳ_fによって得られ、Ｎ_sはスロット
ごとのシンボル数である。Ｗ−ＣＤＭＡシステムでは、チップ・レートは毎秒４
．０９６ｅ６チップ（ｃｂｐｓ）であり、以下のとおりである。

【００１１】

【数２】

【００１２】ロング・コードは、フレームごとに周期的に繰り返される。コヒーレント受信
機を得るには、スロットk-n_B中の各シンボルｊについてチャネル・コラプション
ｈ^{^} _j,k-nB（振幅および位相の）を推定する必要がある。マルチパス成分の到着
時間が異なるので、チャネル・コラプションは、それに応じてマルチパス成分ご
とに異なる。最大比合成法（ＭＲＣ）を行うために、ＲＡＫＥフィンガ１０１に
同期させるマルチパス成分ごとにチャネル・コラプションを推定する必要がある
。チャネル推定手順の第１ステップは、スロットごとの一次チャネル推定値ｈ^~ _k を得ることである。次いで、ｍ個の連続した一次チャネル推定値に基づいて、ス
ロットk-n_B中の各シンボルｊについてのチャネル推定値ｈ^{^} _j,k-nBが得られ、こ
の場合、ｍ≧n_Bである。パラメータn_Bは、バッファに入れられるスロットの数で
ある。マルチパス成分におけるチャネル特性の分布は、環境に依存し、例えばレ
イリー分布される可能性がある。連続した一次チャネル推定値の振幅および位相
の変動は、一方ではレイリー分布に依存し、他方ではドップラー周波数に依存す
る。

【００１３】ＲＡＫＥ受信機の、ある例示的なフィンガ１０１に関する原理ブロックを図３
に示す。この動作の概観として、ＲＡＫＥフィンガ１０１は、拡散符号の相関、
シンボルにわたる積分、およびアプリオリに（予め）知られたパイロット・シン
ボルを用いたチャネル推定を行う。次いで、このチャネル推定を用いてチャネル
ひずみを補償する。このＲＡＫＥフィンガ１０１の動作について、次により詳細
に述べる。

【００１４】Ｗ−ＣＤＭＡシステムにおける受信信号は、以下のとおりである。

【００１５】

【数３】上式で、n_i,j,kは、複素数値の加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）として分散N₀ で変調された干渉である。逆拡散済み受信信号は、以下のとおりである。

【００１６】

【数４】

【００１７】各ＲＡＫＥフィンガ１０１中で、受信信号は、対応するパス遅延と整合される
が、共役符号c^* _i,j,kを掛けることによって逆拡散される。図３の例示的な実施
形態では、これは、第１の乗算器４０１によって行われる。次いで、第１の積分
デバイス４０３が、シンボルにわたる後続の積分を行って受信シンボルr_j,kを出
すが、この場合n^~ _j,kもまた、分散N₀/S_fの白色ガウス雑音と考えられる。それに
応じて、雑音は、n_i,j,kと比較して率S_fで抑制される。Ｗ−ＣＤＭＡシステムで
は、各スロット中の最初のN_p個のシンボルは、アプリオリに知られたパイロット
・シンボルである。これらN_p個のシンボルは、例えばスイッチ４０５によって、
第２の乗算器４０７にルーティングされる。第２の乗算器４０７は、受け取った
パイロット・シンボルに、アプリオリに知られた共役のパイロット・シンボルu_j _,k ^* を掛ける。この乗算によって得られた積は、次いで第２の積分デバイス４０
９に供給され、第２の積分デバイス４０９は、スロットｋに対する一次チャネル
推定値ｈ^~ _kを生成する。数学的には、以下の式として理解される。

【００１８】

【数５】

【００１９】式（４）における雑音に関して上に述べたのと同様の理由で、n^{^} _kは、N₀/（N_p ・S_f）で得られる分散の白色ガウス雑音と考えられる。

【００２０】複数の一次チャネル推定値を用いて、一次結合によってスロットk-n_B中のシン
ボルｊに対するチャネル推定値h^{^} _j,k-nBを得る、精密なチャネル推定器411を考
えてみる。

【００２１】

【数６】上式で、n_Bはバッファに入れるスロットの数である。ベクトルG_jは、シンボルｊ
に対する精密なチャネル推定値に関連するｍ個のフィルタ係数のベクトルであり
、以下のとおりである。

【００２２】

【数７】 H^~は、ｍ個のスロットからの一次チャネル推定値のベクトルである。

【００２３】

【数８】

【００２４】フィルタ係数G_jは、以下の平均二乗誤差を最小限に抑える。

【００２５】

【数９】上式で、Ｅ｛｝は、周知の期待値関数である。

【００２６】これにより、h_j,k-nBの最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）推定量が以下の条件を
満たすことになる。

【００２７】

【数１０】上式で、H^~Hは、行列H^~のＨｅｒｍｅｔｉａｎ転置を示す（ＬｏｕｉｓＬ．Ｓ
ｃｈａｒｆ、ＳｔａｔｉｓｔｉｃａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，
Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ，Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ，ａｎｄＴｉｍｅＳｅｒｉｅｓ
Ａｎａｌｙｓｉｓ、ＡｄｄｉｓｏｎＷｅｓｌｅｙ１９０３８、１９９１年
参照）。この条件は、以下のように書き換えることもできる。

【００２８】

【数１１】上式で、R_hh~は、スロットk-n_B中のシンボルｊに対するチャネルとｍ個の一次チ
ャネル推定値との間の相互共分散であり、R_h~h~は、ｍ個の一次チャネル推定値
すべての間の相互共分散である。フィルタ係数G_jは、以下の式によって得られる
。

【００２９】

【数１２】

【００３０】さらに説明する助けとするために、位置決め関数p(j,k)を以下のように定義す
る。

【００３１】

【数１３】上式で、T_sは、スロットｋ中のシンボルｊの継続時間である。また、チャネルに
おける時間相関ρ（Δｔ）が、チャネルがどれだけ速く変動するかを決定する。
チャネルh_j,kの電力スペクトル密度がジェイクス・モデルによって得られると仮
定すると（Ｗ．Ｃ．Ｊａｋｅｓ、ＭｉｃｒｏｗａｖｅＭｏｂｉｌｅＣｏｍｍ
ｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、ＩＥＥＥＰｒｅｓｓ、１９７４年参照）、以下のよう
になる。

【００３２】

【数１４】上式で、j₀（2πf_dΔt）は、第１種０次のベッセル関数であり、f_dはドップラー
周波数である。相関関数中で位置決め関数を用いると、以下のようになる。

【００３３】

【数１５】

【００３４】さらに、R_h~h~は、以下の式によって得られる。

【００３５】

【数１６】上式で、｜h￣｜²は、チャネルの平均電力であり、N₀は、干渉の平均分散である
。この場合、信号ごとの平均信号対干渉比（ＳＩＲ）が、以下のように定義され
る。

【００３６】

【数１７】

【００３７】この場合、ＲＡＫＥフィンガ１０１が機能するには、精密なチャネル推定器４
１１がフィルタ係数G_jを決定する必要があることがわかる。しかし、フィルタ係
数を式（１２）に従って直接に計算するこの直接的な手法では、受信機に大きな
計算負荷が課される。これは、式（６）で用いたフィルタ係数G_jをスロットごと
に更新する必要があることとあいまって、式（１２）に示すような行列反転を行
う必要があるからである。したがって、計算の集中がより少ない方式でチャネル
推定値を決定することのできる技術および装置が必要とされている。

【００３８】（概要）したがって、本発明の目的は、従来技術によって課される煩わしい計算負荷な
しにチャネル推定値を決定することのできる技術および装置を提供することであ
る。

【００３９】本発明の一態様によれば、前述の目的および他の目的は、受信機中で通信チャ
ネル推定値を決定するための方法および装置において達成され、多項式を用いて
近似フィルタ係数のセットを決定する。次いで、近似フィルタ係数を用いて通信
チャネル推定値を決定する。

【００４０】本発明の別の態様では、多項式係数のセットを少なくとも１つ記憶した多項式
係数テーブルへのアドレスを供給することにより、多項式に対する多項式係数を
決定する。次いで、多項式係数テーブルの出力に供給された多項式係数を、多項
式のための多項式係数として用いる。

【００４１】アドレスは、その少なくとも一部を、受信信号のドップラー周波数の値から導
き出すことができる。いくつかの実施形態では、これは、ドップラー周波数の値
を量子化し、量子化したドップラー周波数の値をアドレスとして用いることを含
むことがある。

【００４２】本発明の他の態様では、第２の多項式を用いて近似多項式係数のセットを決定
することにより、多項式のための多項式係数を決定することができる。次いで、
近似多項式係数を、近似フィルタ係数のセットを決定するのに用いられる多項式
の一部として用いる。

【００４３】本発明の別の態様では、近似フィルタ係数のセットを決定するのに用いる多項
式は、受信信号の信号対干渉比の関数であり、受信信号のドップラー周波数の関
数である。

【００４４】本発明の目的および利点は、図面を参照しながら以下の詳細な説明を読めば理
解されるであろう。

【００４５】（詳細な説明）次に、図面を参照しながら本発明の様々な特徴を述べるが、図面では、同じ部
分は同じ参照文字で識別する。

【００４６】以下の記述では、様々なデバイスやユニットなどに言及する。このようなデバ
イスやユニットなどのすべてまたはいずれかは、汎用プロセッサを制御するため
のコンピュータ可読記憶媒体（例えば様々なタイプの磁気記憶媒体および光学記
憶媒体）に記憶されたプログラム命令の適したセットによる実装、ならびに特別
に設計された専用ハードウェア・コンポーネントによる実装を含め、いくつかの
周知の技術のいずれにも実装できることを理解されたい。以下の図および考察の
範囲には、このような実施形態のいずれかおよびすべて、ならびにそれらの組合
せが含まれるものとする。

【００４７】式（６）からわかるように、フィルタG_jは（m,n_B）を特徴とし、ｍは、用いら
れる一次チャネル推定値の数であり、n_Bは、バッファに入れられるスロットの数
である。式（１２）における直接的な計算に必要とされる計算負荷（主として行
列反転）を回避することが望ましい。計算上の厳しい負荷を決定する問題の１つ
は、式（６）で用いるフィルタ係数G_jをスロットごとに更新する必要があること
である。このことは、最高ＳＩＲを有するパスをスロットごとにＲＡＫＥ受信機
中で用いる必要があることに基づく。レイリー・フェージング・チャネルにおい
て、スロットk-n_B中のシンボルｊに対し、G_j中の対応するフィルタ係数［g_k-m,.
..,g_k-1,g_k］を様々なＳＩＲおよび速度（ｖ）の値（キロメートル／時で測定さ
れる）にわたって決定したが、この結果を図４のグラフに示す。この分析は、個
々のフィルタ係数の値が、ＳＩＲの変動に対するよりもずっと大きくf_dの変動に
対して変動することを示している。

【００４８】したがって、本発明の一態様によれば、式（６）で用いるフィルタ係数の近似
値を、以下の式によって得られるg^{^} _xで得る。

【００４９】

【数１８】上式で、ｋ−ｍ≦ｘ≦ｋである。多項式g^{^} _xは、最小二乗の意味で、次数Ｎであ
り、データg^{^} _x=g_xに適合する。このような多項式近似をどのように決定するかは
、当業者なら容易に理解するであろう。多項式の次数Ｎは、性能および実装の面
から選択すべきである。しかし、一次チャネル推定値の数ｍと多項式の次数Ｎは
両方とも、ドップラー周波数f_dおよびＳＩＲ推定値の関数とすることもできる。
ドップラー周波数f_dにはどんな値を割り当てることもできると考えると、Ｎ≦η
≦０とした場合の多項式係数α(x,f_d(λ))_ηは、以下の式によって得られる、限
られた数のf_d(λ)に対してしか有効でない。

【００５０】

【数１９】上式で、０≦λ≦ｑであり、０≦φ≦２ｑ＋１とした場合のf_d（ｖ_φ）が、対応
する速度ｖ_φに対するドップラー周波数である。量子化レベルの数ｑと、一様分
布および非一様分布の量子化の間隔は、性能および実装の面から選択すべきであ
る。

【００５１】図５に、本発明のこの態様による例示的なチャネル推定器を含むＲＡＫＥフィ
ンガのブロック図を示す。第１の乗算器４０１、第１の積分デバイス４０３、ス
イッチ４０５、第２の乗算器４０７、および第２の積分デバイス４０９が、図３
に関して先に述べたように動作する。したがって、これらの要素についてはここ
で繰り返し論じる必要はない。チャネル推定値を生成するためにドップラー推定
器６０１が備わっており、これは、周知の技術を用いて、受信信号r_j,kおよび／
または一次チャネル推定値h_kに基づいてドップラー周波数を決定する。次いで、
ドップラー周波数f_dは、量子化デバイス６０３に供給されるが、この量子化デバ
イス６０３の動作は、式（１９）によって記述される。次いで、量子化されたド
ップラー周波数f^{^} _d(λ)は、アドレスの少なくとも一部として用いられるように
多項式係数テーブル６０５に供給される。多項式係数テーブル６０５は、その出
力において、Ｎ＋１個の係数、α(x,f^{^} _d）_N,...α(x,f^{^} _d）₀を生成し、これらは
多項式近似ユニット６０７に供給される。アドレスは、量子化されたドップラー
周波数f^{^} _d(λ)からその一部が導き出されるのに加えて、さらに、近似フィルタ
係数のどれが生成されるかについてのインジケータから、またさらに、精密なチ
ャネル推定値がどのシンボルに対するものかを識別するインデックスｊから導き
出されるのが好ましい。

【００５２】受信信号r_j,kおよび／または一次チャネル推定値h^{^} _kに基づいてＳＩＲの推定
値を生成するために、ＳＩＲ推定器６０９もまた設けられている。ＳＩＲ推定器
６０９は、周知の技術に従って動作し、ここで詳細に述べる必要はない。推定さ
れたＳＩＲの値は、多項式近似ユニット６０７に供給される。

【００５３】多項式近似ユニット６０７は、式（１８）に従って動作して近似フィルタ係数
g^{^} _k-m,...g^{^} _kを生成し、これらの近似フィルタ係数は、精密なチャネル推定器フ
ィルタ６１１に供給される。精密なチャネル推定器フィルタ６１１もまた、第２
の積分デバイス４０９から一次チャネル推定値h^{^} _kを受け取り、式（６）に従っ
て動作してチャネル推定値ｈ^{^} _j,k-nBを生成する。このチャネル推定値は、その
複素共役６１２に変えられた後で、チャネル・コラプションを補償するために受
信信号情報（バッファ６１３に記憶されていたもの）を乗算（例えば乗算器６１
５で）するのに用いられ、その後、この受信信号情報は、他のＲＡＫＥフィンガ
からの補償済み信号情報と結合される。

【００５４】ドップラー周波数f_dの量子化および後続のテーブル・ルックアップ動作に代え
て、多項式係数α(x,f_d)_η自体の近似値を、以下の第２の多項式で得ることもで
きる。

【００５５】

【数２０】上式で、α^{^}(x,f_d)_ηは、最小二乗の意味で、データα^{^}(ｘ，f_d)_η≒α(x,f_d)_η に適合する次数ｚの多項式である。このような多項式近似をどのように決定する
かは、当業者なら容易に理解するであろう。この場合、多項式の次数ｚは、性能
および実装の面から選択すべきである。

【００５６】図６に、この代替実施形態のブロック図を示す。第１の乗算器４０１、第１の
積分デバイス４０３、スイッチ４０５、第２の乗算器４０７、第２の積分デバイ
ス４０９、ドップラー推定器６０１、ＳＩＲ推定器６０９、多項式近似ユニット
７０７、精密なチャネル推定器フィルタ６１１、および乗算器６１５が、図５に
関して先に述べたように動作し、したがって、ここで考察を繰り返す必要はない
。図５に示した量子化デバイス６０３および多項式係数テーブル６０５の代わり
に、この代替実施形態では、多項式係数テーブル７０１および係数ジェネレータ
７０３を利用する。多項式係数テーブル７０１は、係数ジェネレータ７０３に供
給される係数β(x,j)_z，．．．β(x,j)₀をその中に記憶している。多項式係数テ
ーブル７０１へのアドレスは、近似フィルタ係数のどれが生成されるかについて
のインジケータから、さらに、精密なチャネル推定値がどのシンボルに対するも
のかを識別するインデックスｊから導き出されることが望ましい。

【００５７】係数ジェネレータ７０３はまた、ドップラー推定器６０１から推定ドップラー
周波数f_dも受け取り、式（２０）に従って動作して推定係数α^{^}(x,f_d)_N,...α^{^}(
x,f_d)₀を生成する。これらの推定係数は、多項式近似ユニット７０７に供給され
る。残りの量子化プロセスは、図５に関して先に述べたとおりである。

【００５８】本発明の他の代替実施形態では、ＭＭＳＥに基づくチャネル推定の前述の近似
値の１つまたは複数を、等化器を使用する非スペクトル拡散多元接続（ＭＡ）シ
ステムに用いることもできる。式（３）と同様、非スペクトル拡散ＭＡシステム
における受信信号は、以下のように記述することができる。

【００５９】

【数２１】（例えばＪ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ、ＤｉｇｉｔａｌＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ
ｎｓ、ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ、１９８３年参照。）上式で、h_i,j,kは、異なる
時間遅延τ_jの場合のスロットｋ中のシンボルｊに対するチャネルであり、０≦
ｉ≦Ｌ−１である。シンボルu_j,kは、スロットｋ中の送信シンボルｊ−τ_iであ
る。式（５）と同様、スロットごとにＬ個の一次チャネル推定値が出される。そ
れに対応して、式（６）のh^{^} _j,k-nBは、この場合、長さＬのベクトルH^{^} _j,k-nBに
なる。同様に、G_jはサイズｋ×Ｌの行列になり、H^~はサイズＬ×ｋの行列になり
、h^{^} _kは長さＬのベクトルH^{^} _kになる。このように一般化することで、式（３）〜
（２０）に関して先に述べた計算はまた、式（２１）で述べた非スペクトル拡散
システム・モデルにも有効になる。

【００６０】図７に、非拡散ＭＡシステム用の、等化器を使用する近似ＭＭＳＥチャネル推
定器を示す。この実施形態は、非拡散ＭＡシステムであることから生じる、一次
チャネル推定器８０１中および等化器８０３中の必然的な相違を除いては、図６
に示したものと同様であり、これは、精密なチャネル推定器フィルタ６１１によ
って用いられるフィルタ係数の近似値［g_k-m,...,g_k-1,g_k］を得るのに多項式を
用いる点だけでなく、この多項式近似のための係数自体を係数ジェネレータ７０
３中の多項式近似によって決定する点で同様である。当然、他の代替実施形態で
は、係数ジェネレータ７０３および多項式係数テーブル７０１を、図５に示すよ
うにして量子化デバイス６０３および多項式係数テーブル６０５で置き換えるこ
ともできる。

【００６１】本発明を特定の実施形態に関して述べた。しかし、本発明を、前述の好ましい
実施形態の形態以外の具体的な形態で実施することも可能であることは、当業者
には容易に明らかであろう。これは、本発明の趣旨を逸脱することなく行うこと
ができる。この好ましい実施形態は例示的なものにすぎず、どんな形でも限定的
なものと考えるべきではない。本発明の範囲は、上記の記述ではなく添付の特許
請求の範囲によって示し、この特許請求の範囲に収まるすべての変形および均等
物はそれに含まれるものとする。

【図面の簡単な説明】

【図１】例示的なＲＡＫＥ受信機のブロック図である。

【図２】例示的なＷ−ＣＤＭＡ方式の物理チャネル用のフレーム構造全体を示す図であ
る。

【図３】ＲＡＫＥ受信機の例示的なＲＡＫＥフィンガのブロック図である。

【図４】様々な信号対干渉比および速度の値にわたる、スロットk-n_B中のシンボルｊに
対するG_j中のフィルタ係数［ｇｋ−ｍ，．．．，ｇｋ−１，ｇｋ］を示すグラフ
である。

【図５】本発明の一態様による、例示的なチャネル推定器を含むＲＡＫＥフィンガのブ
ロック図である。

【図６】本発明の一態様による、例示的なチャネル推定器を含むＲＡＫＥフィンガの代
替実施形態のブロック図である。

【図７】本発明による、等化器を使用する非拡散ＭＡシステム用の近似ＭＭＳＥチャネ
ル推定器の別の代替実施形態のブロック図である。

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１３年３月２７日（２００１．３．２７）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３７

【補正方法】変更

【補正の内容】

【００３７】この場合、ＲＡＫＥフィンガ１０１が機能するには、精密なチャネル推定器４
１１がフィルタ係数Ｇ_ｊを決定する必要があることがわかる。しかし、フィルタ
係数を式（１２）に従って直接に計算するこの直接的な手法では、受信機に大き
な計算負荷が課される。これは、式（６）で用いたフィルタ係数Ｇｊをスロット
ごとに更新する必要があることとあいまって、式（１２）に示すような行列反転
を行う必要があるからである。したがって、計算の集中がより少ない方式でチャ
ネル推定値を決定することのできる技術および装置が必要とされている。ＥＰ−Ａ−０６０５９５５には、いくつかの一次チャネル推定値からチャネル
推定値を決定するための２つの代替技術が開示されている。一方の技術では、最
適インターポレータが提示されている。次いで、最適インターポレータを決定す
るために、計算が集中した６つのステップの技術が記述されている。ＥＰ−Ａ−０６０５９５５文書では、最適インターポレータの使用に含まれる
複雑さを認識し、代替形態として、多項式インターポレータが記述されている。
特に、この実施形態では、多項式曲線をＩＱ平面において一次チャネル推定値に
合わせる。得られる多項式は時間の関数であり、次いで、一次チャネル推定値の
間にある補間チャネル推定値を決定するのに用いられる。ＯｈｎｏＫ．他の「ＷｉｄｅｂａｎｄＣｏｈｅｒｅｎｔＤＳ−ＣＤＭＡ
」、ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＶｅｈｉｃｕｌａｒＴｅｃｈｎ
ｏｌｏｇｙＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、シカゴ、１９９５年７月２５〜２８日、ｖ
ｏｌ．２、ｎｏ．Ｃｏｎｆ．４５，２５Ｊｕｌｙ１９９５（１９９５−０７−２
５）、７７９〜７８３ページ、ＩＥＥＥ（米国電気電子技術者協会）、ＩＳＢＮ
：０−７８０３−２７４３−８にも同様に、多項式インターポレータを用いてチ
ャネル推定値を決定することが記述されている。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００６１

【補正方法】変更

【補正の内容】

【００６１】本発明を特定の実施形態に関して述べた。しかし、本発明を、前述の好ましい
実施形態の形態以外の具体的な形態で実施することも可能であることは、当業者
には容易に明らかであろう。この好ましい実施形態は例示的なものにすぎず、ど
んな形でも限定的なものと考えるべきではない。本発明の範囲は、上記の記述で
はなく添付の特許請求の範囲によって示し、この特許請求の範囲に収まるすべて
の変形および均等物はそれに含まれるものとする。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷＦターム(参考） 5K022 EE01 5K046 AA09 EE06 EE19 EE43 EE47 EE56 EF13 EF23 5K067 AA02 AA03 CC10 DD45 GG11 HH21

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信機中で通信チャネル推定値を決定する方法であって、多項式を用いて近似フィルタ係数のセットを決定するステップと、近似フィルタ係数を用いて通信チャネル推定値を決定するステップとを含む方
法。
【請求項２】多項式係数のセットを少なくとも１つ記憶した多項式係数テ
ーブルへのアドレスを供給することにより、多項式のための多項式係数を決定す
るステップと、多項式係数テーブルの出力に供給された多項式係数を、多項式のための多項式
係数として用いるステップとをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】アドレスの少なくとも一部を受信信号のドップラー周波数の
値から導き出すステップをさらに含む、請求項２に記載の方法。
【請求項４】受信信号のドップラー周波数の値からアドレスを導き出すス
テップが、ドップラー周波数の値を量子化するステップと、量子化したドップラー周波数の値をアドレスとして用いるステップとを含む、
請求項３に記載の方法。
【請求項５】第２の多項式を用いて近似多項式係数のセットを決定するこ
とにより、多項式のための多項式係数を決定するステップと、近似多項式係数を、近似フィルタ係数のセットを決定するのに用いられる多項
式の一部として用いるステップとをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項６】近似フィルタ係数のセットを決定するのに用いられる多項式
が、受信信号の信号対干渉比と、受信信号のドップラー周波数との関数である、
請求項１に記載の方法。
【請求項７】多項式の次数が、受信信号のドップラー周波数の関数である
、請求項１に記載の方法。
【請求項８】多項式の次数が、受信信号の信号対干渉比推定の関数である
、請求項１に記載の方法。
【請求項９】近似フィルタ係数のセットがｍ個の近似フィルタ係数を含み
、ｍは受信信号のドップラー周波数の関数である、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】近似フィルタ係数のセットがｍ個の近似フィルタ係数を含
み、ｍは受信信号の信号対干渉比推定の関数である、請求項１に記載の方法。
【請求項１１】受信機中で通信チャネル推定値を決定するための装置であ
って、多項式を用いて近似フィルタ係数を決定する手段と、近似フィルタ係数を用いて通信チャネル推定値を決定する手段とを備える装置
。
【請求項１２】多項式のための多項式係数を決定する手段をさらに含み、
前記手段が、多項式係数のセットを少なくとも１つ記憶した多項式係数テーブルと、多項式係数テーブルへのアドレスを供給する手段と、多項式係数テーブルの出力に供給された多項式係数を、多項式のための多項式
係数として用いる手段とを備える、請求項１１に記載の装置。
【請求項１３】アドレスの少なくとも一部を受信信号のドップラー周波数
の値から導き出す手段をさらに含む、請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】受信信号のドップラー周波数の値からアドレスを導き出す
手段が、ドップラー周波数の値を量子化する手段と、量子化したドップラー周波数の値をアドレスとして用いる手段とを備える、請
求項１３に記載の装置。
【請求項１５】第２の多項式を用いて近似多項式係数のセットを決定する
ことにより、多項式のための多項式係数を決定する手段と、近似多項式係数を、近似フィルタ係数のセットを決定するのに用いられる多項
式の一部として用いる手段とをさらに備える、請求項１１に記載の装置。
【請求項１６】近似フィルタ係数のセットを決定するのに用いられる多項
式が、受信信号の信号対干渉比と、受信信号のドップラー周波数との関数である
、請求項１１に記載の装置。
【請求項１７】多項式の次数が、受信信号のドップラー周波数の関数であ
る、請求項１１に記載の装置。
【請求項１８】多項式の次数が、受信信号の信号対干渉比推定の関数であ
る、請求項１１に記載の装置。
【請求項１９】近似フィルタ係数のセットがｍ個の近似フィルタ係数を含
み、ｍは受信信号のドップラー周波数の関数である、請求項１１に記載の装置。
【請求項２０】近似フィルタ係数のセットがｍ個の近似フィルタ係数を含
み、ｍは受信信号の信号対干渉比推定の関数である、請求項１１に記載の装置。