DE60212334T2

DE60212334T2 - Datendetekion mit geringer komplexität unter verwendung von fourtiertransformation einer kanal-korrelationsmatrix

Info

Publication number: DE60212334T2
Application number: DE60212334T
Authority: DE
Inventors: Jung-Lin Selden PAN; Parthapratim Farmingdale DE; Ariela Huntington ZEIRA
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 2001-02-06
Filing date: 2002-01-28
Publication date: 2007-05-31
Anticipated expiration: 2022-01-29
Also published as: TW200810387A; US6879578B2; JP2007053807A; KR20030097840A; TW200420007A; MY129888A; ATE330372T1; WO2002063779A2; CA2437660A1; EP1358718A2; US7715305B2; TW200729760A; JP3948570B2; EP1358718B1; AU2002243695A1; DE60212334D1; KR20030076658A; TW200400713A; US6885654B2; ES2263771T3

Description

Hintergrund
Die Erfindung betrifft allgemein drahtlose Kommunikationssysteme. Insbesondere betrifft die Erfindung die Datendetektion in einem drahtlosen Kommunikationssystem.
1 ist eine Darstellung eines drahtlosen Kommunikationssystems 10. Das Kommunikationssystem 10 hat Basisstationen 12₁ bis 12₅ , die mit Benutzergeräten (UEs) 14₁ bis 14₃ kommunizieren. Jede Basisstation 12₁ hat einen zugehörigen Betriebsbereich, in dem sie mit UEs 14₁ bis 14₃ in ihrem Betriebsbereich kommuniziert.
In manchen Kommunikationssystemen, wie etwa dem Codemultiplex-Vielfachzugriff (CDMA) und dem Zeitmultiplexduplex unter Verwendung von Codemultiplex-Vielfachzugriff (TDD/CDMA), werden mehrere Kommunikationen über das gleiche Frequenzspektrum gesendet. Diese Kommunikationen werden durch ihre Kanalteilungscodes unterschieden. Um das Frequenzspektrum effizienter zu nutzen, verwenden TDD/CDMA-Kommunikationssysteme für die Kommunikation in Zeitschlitze unterteilte sich wiederholende Rahmen. Einer in einem derartigen System gesendeten Kommunikation werden ein oder mehrere zugehörige Codes und Zeitschlitze zugewiesen. Die Verwendung eines Codes in einem Zeitschlitz wird als eine Ressourceneinheit bezeichnet.
Da in dem gleichen Frequenzspektrum gleichzeitig mehrere Kommunikationen gesendet werden können, muß ein Empfänger in einem derartigen System zwischen den mehreren Kommunikationen unterscheiden. Ein Ansatz für die Detektion derartiger Signale ist die Mehrbenutzerdetektion. Bei der Mehrbenutzerdetektion werden zu all den UEs 14₁ bis 14₃ gehörige Signale gleichzeitig detektiert. Ansätze für die Im plementierung der Mehrbenutzerdetektion umfassen die lineare Blockentzerrung, die auf der gemeinsamen Detektion basiert (BLE-JD), unter Verwendung einer Cholesky- oder einer näherungsweisen Cholesky-Zerlegung.
Ein anderer Ansatz ist die Einbenutzerdetektion. Bei der Einbenutzerdetektion werden nur für einen Benutzer (ein UE 14₁ ) Daten wiedergewonnen. Basierend auf der Anwendung können die detektierten Einbenutzerdaten unter Verwendung von einem oder mehreren Codes gesendet worden sein. Ansätze für die Implementierung einer Einbenutzerdetektion umfassen die lineare Blockentzerrung unter Verwendung einer Cholesky- oder einer näherungsweisen Cholesky-Zerlegung. Diese Ansätze haben eine hohe Komplexität. Die hohe Komplexität führt zu erhöhtem Energieverbrauch, was an dem UE 14₁ zu einer verringerten Batterielebensdauer führt. Entsprechend ist es wünschenswert, alternative Ansätze für die Detektion empfangener Daten zu haben.
"Joint Detection with Low Computational Complexity for Hybrid TD-CDMA Systems" XP-000928922 von Nevio Benvenuto und Giovanna Sostrato offenbart ein gemeinsames Detektionsmodell, das Nullen erzwingende oder minimale mittlere Quadratfehlerkriterien verwendet. Eine Matrix A wird durch Falten der Impulsantworten des Mobiltelefons mit ihren jeweiligen Signaturfolgen erzeugt. Die Matrix A wird mit ihrer Hermiteschen multipliziert. Die sich ergebende Matrix wird in mehrere Toeplitz-Matrizen partitioniert, und jede der partitionierten Matrizen wird als eine zirkulante Matrix angenähert. Jede dieser zirkulanten Matrizen wird zerlegt, und die mehrfache Matrix A wird unter Verwendung der zerlegten zirkulanten Matrizen angenähert. Unter Verwendung der angenäherten Matrix werden die Daten aus der empfangenen Folge detektiert.
Zusammenfassung
Ein kombiniertes Signal wird über ein gemeinsam genutztes Spektrum in einem Zeitschlitz in einem Zeitmulti plexduplex-Kommunikationssystem unter Verwendung von Codemultiplex-Vielfachzugriff empfangen. Jedes Datensignal erfährt eine ähnliche Kanalantwort. Die ähnliche Kanalantwort wird geschätzt. Eine Matrix, die einen Kanal der Datensignale teilweise auf der Basis der geschätzten Kanalantwort darstellt, wird aufgebaut. Ein gespreizter Datenvektor wird teilweise auf der Basis einer schnellen Fouriertransformationszerlegung (FFT-Zerlegung) einer zirkulanten Version der Kanalmatrix bestimmt. Der gespreizte Datenvektor wird entspreizt, um Daten aus dem empfangenen kombinierten Signal wiederzugewinnen.
Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
1 ist ein drahtloses Kommunikationssystem.
2 ist ein vereinfachter Sender und ein Einbenutzerdetektionsempfänger.
3 ist eine Darstellung eines Kommunikationsbursts.
4 ist ein Flußdiagramm einer Datendetektion mit geringer Komplexität.
5–15 sind Leistungsdiagramme der Datendetektion mit geringer Komplexität.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform(en)
2 stellt einen vereinfachten Sender 26 und Empfänger 28 dar, die eine Datendetektion mit geringer Komplexität in einem TDD/CDMA-Kommunikationssystem verwenden. In einem typischen System ist in jedem UE 14₁ bis 14₃ ein Sender 26, und in jeder Basisstation 12₁ bis 12₅ sind mehrere Sendeschaltungen 26, die mehrere Kommunikationen senden. Der Datendetektor 28 mit geringer Komplexität kann an einer Basisstation 12₁ , den UEs 14₁ bis 14₃ oder beiden sein. Der Empfänger 28 kann an einem UE 14₁ entweder für die Mehrbenutzerdetektion oder die Einbenutzerdetektion eines Dienstes mit mittlerer oder hoher Datenrate, wie etwa 2 Me gabit pro Sekunde (MBit/s) verwendet werden. Der Empfänger 28 kann auch an einer Basisstation 12₁ verwendet werden, wenn in einem Zeitschlitz nur ein einziges UE 14₁ sendet.
Der Sender 26 sendet Daten über einen drahtlosen Funkkanal 30. Ein Datengenerator 32 in dem Sender 26 erzeugt Daten, die an den Empfänger 28 kommuniziert werden sollen. Eine Modulations/Spreizfolgen-Einfügungsvorrichtung 34 spreizt die Daten und sorgt dafür, daß die gespreizten Referenzdaten mit einer Midamble-Trainingssequenz in dem richtigen Zeitschlitz und den richtigen Codes zu Spreizen der Daten zeitgemultiplext werden, wobei ein Kommunikationsburst oder Bursts erzeugt werden.
Ein typischer Kommunikationsburst 16 hat, wie in 3 gezeigt, eine Midamble 20, eine Schutzzeit 18 und zwei Datenbursts 22, 24. Die Midamble 20 trennt die zwei Datenbursts 22, 24, und die Schutzzeit 18 trennt die Kommunikationsbursts, um die Differenz der Ankunftszeiten von Bursts, die von verschiedenen Sendern 26 gesendet werden, zu berücksichtigen. Die zwei Datenbursts 22, 24 enthalten die Kommunikationsburstdaten.
Der/Die Kommunikationsburst(s) wird/werden von einem Modulator 36 auf die Funkfrequenz (HF) moduliert. Eine Antenne 38 strahlt das HF-Signal über den drahtlosen Funkkanal 30 an eine Antenne 40 des Empfängers 28 ab. Die Art der für die übertragene Kommunikation verwendeten Modulation kann jede sein, die Fachleuten auf dem Gebiet bekannt ist, wie etwa Quadraturphasen-Umtastmodulation (QPSK) oder eine n-stufige Quadraturamplitudenmodulation (QAM).
Die Antenne 40 des Empfängers 28 empfängt verschiedene Funkfrequenzsignale. Die empfangenen Signale werden von einem Demodulator 42 demoduliert, um ein Basisbandsignal zu erzeugen. Das Basisbandsignal wird zum Beispiel durch eine Kanalschätzvorrichtung 44 und eine Datendetektionsvorrichtung 46 mit geringer Komplexität in dem Zeitschlitz verarbeitet, wobei den empfangenen Bursts die richtigen Codes zugewiesen sind. Die Kanalschätzvorrichtung 44 verwendet die Midamble-Trainingssequenzkomponente in dem Basisbandsignal, um Kanalinformationen, wie etwa Kanalimpulsantworten, bereitzustellen. Die Kanalinformationen werden von der Datendetektionsvorrichtung 46 verwendet, um die gesendeten Daten der empfangenen Kommunikationsbursts als harte Symbole zu schätzen.
Die Datendetektionsvorrichtung 46 verwendet die von der Kanalschätzvorrichtung 44 bereitgestellten Informationen und die von dem Sender 26 verwendeten bekannten Spreizcodes, um die Daten des/der gewünschten empfangenen Kommunikationsburst(s) zu schätzen. Die Datendetektion mit geringer Komplexität wird in Verbindung mit dem Flußdiagramm von 4 erklärt. Obwohl die Datendetektion mit geringer Komplexität unter Verwendung des universellen terrestrischen Funkzugangs-TDD-Systems (UTRA-TDD-System) des Partnerschaftsprojekts der dritten Generation (3GPP) als dem zugrundeliegenden Kommunikationssystem erklärt wird, in welchem die Sendungen der Aufwärtsstrecke und der Abwärtsstrecke auf sich wechselseitig ausschließende Zeitschlitze beschränkt sind, ist sie auf andere Systeme anwendbar. Das System ist ein Direktsequenz-Breitband-CDMA-System (W-CDMA-System), wobei die Sendungen auf der Aufwärtsstrecke und der Abwärtsstrecke auf sich gegenseitig ausschließende Zeitschlitzen begrenzt sind.
Der Empfänger 28 empfängt unter Verwendung seiner Antenne 40 insgesamt K Bursts, die gleichzeitig ankommen, 48. Die K Bursts werden einander in einem Beobachtungsintervall überlagert. Für Dienste mit höherer Datenrate können einige oder alle der K Bursts von den gleichen Benutzern kommen oder an diese gehen. Bei dem 3GPP-UTRA-TDD-System entspricht jedes Datenfeld eines Zeitschlitzes einem Beobachtungsintervall.
Ein k-ter Burst der K Bursts verwendet einen Code C ^(k) mit der Länge von Q Chips, um jedes seiner N_S Symbole zu spreizen, was eine Folge der Länge Q·N_S Chips ergibt. Der k-te Burst geht durch einen Kanal mit einer bekannten oder geschätzten Kanalantwort h ^(k) mit der Länge W Chips, um eine Chipfolge der Länge N_C = (SF·N_S + W – 1) zu bilden. SF ist der Spreizfaktor. Da Signale der Aufwärtsstrecke von mehreren UEs 14₁ bis 14₃ stammen können, kann jede h ^(k) auf der Aufwärtsstrecke verschieden sein. Für die Abwärtsstrecke gehen bei nichtvorhandener Sendediversity alle Bursts durch den gleichen Kanal und haben die gleiche h ^(k). An dem Empfänger 28 kommen die Bursts von allen Benutzern als ein einziger empfangener Vektor r überlagert an. Einige oder alle der K Bursts können Teil einer Mehrcode-Sendung sein. Die Mehrcodes haben die gleiche h ^(k), da sie von dem gleichen Sender 26 stammen.
Das Mehrbenutzer-Signalmodell besteht aus N_C empfangenen Chips und K·N_S unbekannten informationstragenden Symbolen. Die Symbolantwort s ^(k) des k-ten Bursts ist die Faltung von C ^(k) mit h ^(k). Folglich hat s ^(k) die Länge (SF + W – 1) Chips. W ist die Impulsantwort, welche die Spur von Chips darstellt, die ein Einheitssymbol hinterläßt. Die N_S unbekannten Symbole des k-ten Bursts bilden einen Spaltenvektor d ^(k). r ^(k) ist der Beitrag des k-ten Bursts zu dem insgesamt empfangenen Chipvektor r. d ^(k) ist der Datenvektor für den k-ten Burst. d ^(k) und r ^(k) sind durch Gleichung 1 verknüpft. r (k) = A(k) d (k), wobei k = 1 ... K Gleichung 1
A^(k) ist die Kanalantwortmatrix für den k-ten Burst, was eine N_C × N_S-Matrix ist, deren j-te Spalte die Symbolantwort des Elements von d ^(k) ist. Eine zeitinvariante Symbolantwort vorausgesetzt, hat jede Spalte von A^(k) den gleichen Träger s ^(k), und aufeinanderfolgende Spalten sind mit Nullen gefüllte und verschobene Versionen der ersten Spalte. Der Gesamt-Chipraten-Empfangsvektor ist gemäß Gleichung 2:
n ist ein Rauschvektor mit Nullmittel mit unabhängigen identischen Verteilungskomponenten der Streuung σ². Gleichung 2 wird zu Gleichung 3, wenn sie als eine einfache Matrixgleichung geschrieben wird. r = Ad + n Gleichung 3
A ist die Gesamtkanalantwortmatrix, die eine Matrix der Größe N_C × K·N_S ist. d ist der Datenvektor, welcher ein Spaltenvektor der Länge K·N_S ist. Gleichung 2 und Gleichung 3 modellieren die Intersymbolinterferenz (ISI) und die Mehrfachzugriffsinterferenz (MAI) in dem Empfangsvektor r.
Die Signalmodelle der Gleichungen 1, 2 und 3 sind für das Chipratenabtasten, wie etwa 3,84 Megachip pro Sekunde (Mc/s) in einem 3GPP-UTRA-System formuliert. Für eine verbesserte statistische Genauigkeit kann ein Empfänger 28 eine Überabtastung verwenden, wie etwa eine Mehrfachchipraten-Abtastung. Eine typische Mehrfachchipraten-Abtastung ist mit der zweifachen Chiprate, wenngleich andere Vielfache verwendet werden können. Wenn die Mehrfachchipraten-Abtastung verwendet wird, wird der empfangene Signalburst überabgetastet, wobei mehrere abgetastete Folgen erzeugt werden. Jede Folge wird bei der Chiprate mit verschiedenen Zeitversätzen relativ zueinander abgetastet. Der k-te Burst geht durch einen Kanal mit einer bekannten oder geschätzten Kanalantwort h (k)m für die m-te abgetastete Folge. r (k)m ist der Beitrag des k-ten Burst zu dem m-ten Gesamtabtast-Chipvektor r _m. Die Datensymbolvektoren d ^(k) und der m-te abgetastete Chipvektor r (k)m sind durch Gleichung 4 verknüpft. r (k)m = A(k)m d (k), k = 1 ... K, m = 1 ... M Gleichung 4 A(k)m ist die Symbolantwortmatrix für die m-te Folge. Sie ist eine Matrix der Größe N_C × N_S, deren j-te Spalte die m-te abgetastete Symbolantwort des j-ten Elements von d ^(k) ist.
Gleichung 5 ist der Gesamtchipraten-Empfangsvektor r _m der m-ten abgetasteten Folge.
Für eine Abtastung mit der M-fachen Chiprate ist ein einfacher Matrixausdruck gemäß Gleichung 6: r' = A'd + n Gleichung 6
r' ist der Empfangssignalvektor und ist gemäß Gleichung 7 definiert.
A' ist gemäß Gleichung 8 definiert.
Gleichung 9 ist Gleichung 6 umgeschrieben als eine Summierungsform von K Bursts.
Gleichung 9 kann als Gleichung 10 umgeschrieben werden.
C^(k) ist die Codefolge des k-ten Burst. H'^(k) ist die Kanalantwort für die k-te Folge, die für die Abtastung mit der M-fachen Chiprate gemäß Gleichung 11 definiert ist.
Wenn alle Signalbursts in einem Zeitschlitz bei dem gleichen Benutzer auf der Aufwärtsstrecke entstehen oder zu dem gleichen Benutzer auf der Abwärtsstrecke gehen, geht der Burst über den gleichen Ausbreitungsweg und folglich den gleichen Schwundkanal. Als ein Ergebnis ist H'^(k) für alle Bursts gleich (H'^(k) = H'^(j) = H'c für alle k und j) und wird in Gleichung 10 gemäß Gleichung 12 durch H'c ersetzt.
Gleichung 13 ist Gleichung 12 als ein einzelner Matrixausdruck umgeschrieben. r'= H'c Cd + n Gleichung 13
C ist die Codematrix. Für M-Chipraten-Abtastung ist H'c gemäß Gleichung 14:
Für eine m-te Chipratenabtastung ist H_cm die Kanalantwort für die m-te abgetastete Folge. Jede H_cm, m = 1 ... M, wird von der Kanalschätzvorrichtung 44, 50 bestimmt. Die Matrixstruktur jeder H_cm ist gemäß Gleichung 15, 52.
Das Gesamtsignalmodell der Datendetektion wird gemäß Gleichung 16 und 17 dargestellt. r' = H'c s + n Gleichung 16 s = Cd Gleichung 17
s ist der gespreizte Datenchipvektor. C ist der Codevektor. Ein Ansatz zur Bestimmung von s ist, eine Nullen erzwingende (ZF) Lösung der Gleichung 16 gemäß Gleichung 18 zu verwenden: s = (H'Hc H'c )–1H'Hc r Gleichung 18
H'Hc ist die Hermitesche von H'c . Ein anderer Ansatz ist eine Lösung mit kleinstem mittlerem Quadratfehler (MMSE) gemäß Gleichung 19 zu verwenden. s = (H'Hc H'c + σ2I)–1H'Hc r Gleichung 19
σ² ist die Streuung des Rauschens. I ist die Einheitsmatrix. Nach Auflösen entweder der Gleichung 17 oder 18 nach s wird durch Entspreizen die Lösung von Gleichung 17, wie durch Gleichung 20, 56 dargestellt, erzielt. d = CH s Gleichung 20
Die folgenden Ansätze zum Auflösen der Gleichungen 18 und 19 nach s verwenden eine schnelle Fouriertransformationszerlegung (FFT-Zerlegung) einer zirkulanten Näherung der Kanalkorrelationsmatrix R oder der Kanalantwortmatrix H'c , 54. Die Verwendung einer der beiden Matrizen erfordert jedoch eine Näherung; die Verwendung der Kanalantwortmatrix H'c erfordert jedoch auch das Abschneiden der letzten W – 1 Reihen der Matrix, um sie quadratisch zu machen. Um eine Verschlechterung aufgrund des Abschneidens zu vermeiden, wird folglich bevorzugt die Kanalkorrelationsmatrix R verwendet.
Eine FFT-Zerlegung der Kanalkorrelationsmatrix R wird wie folgt durchgeführt. Für einen ZF-Ansatz ist R durch Gleichung 21 definiert.
Für einen MMSE-Ansatz ist R durch Gleichung 22 definiert. R = H'Hc H'c + σ2I Gleichung 22
Die Struktur der Kanalkorrelationsmatrix R wird gemäß Gleichung 23 dargestellt.
Die Gleichungen 18 und 19 werden jeweils im Hinblick auf R gemäß den Gleichungen 24 und 25 umgeschrieben. s = R–1H'Hc r Gleichung 24 Rs = H'Hc r Gleichung 25
Die Matrix-Vektor-Multiplikation Rs kann gemäß Gleichung 26 als eine Linearkombination von Spaltenvektoren der Kanalkorrelationsmatrix R, gewichtet mit den entsprechenden Elementen des Datenchipvektors s gesehen werden.
gi ist die i-te Spalte der Kanalkorrelationsmatrix R. s_i ist das i-te Element des gespreizten Datenchipvektors s.
Durch Verändern der Struktur der Matrix R kann unter Verwendung der Gleichung 27 eine optimale zirkulante Matrixnäherung der Kanalkorrelationsmatrix R_cir bestimmt werden.
Die erste Spalte g hat die ganzen Nicht-Null-Elemente ohne Abschneidung. Die zirkulante Matrix R_cir wird durch ihre erste Spalte g definiert. Die erste Spalte g der zirkulanten Matrix R_cir wird durch Permutieren der W-ten Spalte g _W der Kanalkorrelationsmatrix R erhalten, wobei der Permutationsoperator oder Indexvektor wie durch Gleichung 28 definiert verwendet wird. p = [W:N·Q, Z:W – 1] Gleichung 28
Alternativ wird eine zirkulante Matrix auch durch die W-te Spalte g _W der Kanalkorrelationsmatrix R definiert. Im allgemeinen kann jede höhere Spalte als die W-te Spalte mit einem passenden Indexvektor (Permutationsvektor) verwendet werden.
Diese alternative genäherte zirkulante Kanalkorrelationsmatrix R'cir steht gemäß Gleichung 29 in Beziehung zu R_cir. R'cir = Rcir(:,p) Gleichung 29
Der Vorteil bei diesem Ansatz ist, daß g _W direkt ohne Permutation verwendet wird. Jedoch muß der aufgelöste gespreizte Datenchipvektor s durch den Indexvektor
gemäß Gleichung 30 invers permutiert sein.
Durch Permutieren der ersten Reihe in dem vorhergehenden Ansatz wird die Notwendigkeit der inversen Permutation von s vermieden.
Gleichung 31 ist eine FFT-Zerlegung der Matrix R_cir. Rcir = D–1P ΛRDP Gleichung 31
D_P ist die P-Punkt-FFT-Matrix, und Λ_R ist eine diagonale Matrix, deren Diagonale die FFT der ersten Spalte der Matrix R_cir ist. Λ_R ist definiert als Λ_R = diag(D_P g).
Unter Verwendung einer FFT-Zerlegung der Kanalantwortmatrix wird H'c wie folgt durchgeführt. Das abgestimmte Filtern H'Hc r' wird durch Gleichung 32 dargestellt.
Die Kanalantwortmatrizen, die jeder abgetasteten Folge H_cm, m = 1, 2, ..., M, entsprechen, sind zirkulante Matrizen. Jede Matrix kann gemäß Gleichung 33 in drei FFT-Matrixmultiplikationen zerlegt werden.
Ein Ergebnis ist die Zerlegung der Kanalantwortmatrix gemäß Gleichung 34.
Um den Datenchipvektor s wiederzugewinnen, wird die Gleichung 35 verwendet.
Im Frequenzbereich wird Gleichung 35 zu Gleichung 36.
⊗ stellt die Operation der Element-mal-Element-Multiplikation dar. Unter Verwendung von Gleichung 36 wird F(s) bestimmt. Indem man die invers Transformierte von F(s) nimmt, wird der gespreizte Datenvektor s bestimmt. Wenn er für die Mehrbenutzerdetektion auf der Abwärtsstrecke verwendet wird oder ein einzelner Benutzer lediglich einen Zeitschlitz auf der Aufwärtsstrecke verwendet, wird s unter Verwendung aller Codes entspreizt, um die gesendeten Daten d als weiche Symbole wiederherzustellen. Wenn er für die Einbenutzerdetektion auf der Abwärtsstrecke verwendet wird, wird s unter Verwendung der Codes dieses Benutzers entspreizt, um die Daten dieses Benutzers als weiche Symbole wiederzugewinnen. Harte Entscheidungen werden getroffen, um die weichen Symbole in harte Symbole umzuwandeln.
Zwei Ansätze zum Implementieren der FFT-Zerlegung sind ein Primfaktorenalgorithmus (PFA) und ein Radix-2-Algorithmus. Obwohl ein PFA für wirksamer als ein Radix-2-Algorithmus gehalten wird, wenn eine Anzahl von FFT-Punkten verwendet wird, die nicht gleich einer Zweierpotenz ist, basiert die folgende Komplexitätsanalyse der Einfachheit halber auf einer Radix-2-FFT-Implementierung, Die Komplexität basierend auf dem Radix-2-Algorithmus kann als der ungünstigste Fall betrachtet werden. Eine zusätzliche Verbesserung der Komplexität ist erzielbar, wenn der PFA verwendet wird. Die Null-Auffüll-Radix-2-FFT-Implementierung führt zu dem Auffüllen mit Nullen der ersten Spalte von H_cm, m = 1 ... M, der Vektoren r _m, m = 1 ... M und g. Das Auffüllen mit Nullen macht ihre Länge gleich der nächsten ganzen Radix-2-Zahl, die größer oder gleich der Länge eines Datenfelds ist. Zum Beispiel ist die Länge eines Datenfelds für den Bursttyp 1 in einem TDD-Burst, der durch den 3GPP-W-CDMA-Standard spezifiziert ist, 976 Chip. Die nächste ganze Radix-2-Zahl von 976 ist 1024 (P = 1024). P ist die ganze Radix-2-Zahl.
Vier Arten von Radix-2-FFT-Berechnungen sind erforderlich: D_P r _m, D_P h _m, D_P g ₁ und
Zwei der Berechnungen werden M mal für alle abgetasteten Folgen berechnet: D_P r _m, m = 1 ... M und D_P h _m, m = 1 ... M. Die anderen zwei werden nur einmal für die abgetasteten Folgen durchgeführt. D_P h _m, m = 1 ... M und D_P g ₁ werden einmal pro Zeitschlitz berechnet. D_P r _m, m = 1 ... M,
werden zweimal pro Zeitschlitz berechnet. Als Ergebnis sind insgesamt 3(M + 1) Radix-2-Berechnungen erforderlich. Jede benötigt Plog₂P komplexe Operationen.
Durch die Annahme, daß jede komplexe Operation vier reale Operationen erfordert, ist die Komplexität für Radix-2-FFT-Berechnungen in Form von Millionen realen Operationen pro Sekunde (MROPS) gemäß Gleichung 37: C1 = 3(M + 1)Plog2P·4·100·10–6 MROPS Gleichung 37
Für die Komplexität der Vektormultiplikationen gibt es M Element-Element-Vektormultiplikationen und eine Element-Element-Vektordivision, die zweimal pro Zeitschlitz durchgeführt werden. Als Ergebnis ist die Komplexität der Vektoroperationen in Form von MROPS gemäß Gleichung 38: C2 = 2(M + 1)P·4·100·10–6 MROPS Gleichung 38
Für die Komplexität der Berechung des Vektors g, sind MW² komplexe Operationen erforderlich, die einmal pro Zeitschlitz durchgeführt werden. Die Komplexität in Form von MPROPS ist gemäß Gleichung 39: C3 = MW2·4·100·10–6 MROPS Gleichung 39
Die Gesamtkomplexität, abgesehen von der Entspreizung in MROPS ist gemäß Gleichung 40: Cfft = C1 + C2 + C3 MROPS Gleichung 40
Die Entspreizung wird zweimal pro Zeitschlitz durchgeführt. Die Komplexität der Entspreizung in Form von MROPS ist gemäß Gleichung 41: CEntspreiz = 2·K·N·Q·4·100·10–6 MROPS Gleichung 41
Als Ergebnis ist die Gesamtkomplexität der Datendetektion einschließlich der Entspreizung gemäß den Gleichungen 42 oder 43: CTotal = Cfft + CEntspreiz MROPS Gleichung 42 CTotal = [3(M + 1)Plog2P + 2(M + 1)P + MW2 + 2KNQ]·4·100·10–6 MROPS Gleichung 43
Die folgenden Tabellen zeigen die Komplexität in MROPS für eine 1024-Punkt-Radix-2-Berechnung (P = 1024). Die Komplexität ist in Tabelle 1 bei der Chipraten-Abtastung und in Tabelle 2 bei der zweifachen Chipratenabtastung gezeigt. Wie in Tabelle 3 und 4 gezeigt, wird ein Komplexitätsvergleich in MROPS zwischen der BLE-JD, die eine näherungsweise Cholesky-Zerlegung verwendet, und einer Datendetektion mit geringer Komplexität, gemacht. Die Tabelle 5 ist ein Komplexitätsvergleich, der die Komplexität der Datendetektion mit geringer Komplexität als einen Prozentsatz der Komplexität der BLE-JD unter Verwendung der näherungsweisen Cholesky-Zerlegung zeigt. Wie gezeigt, hat die Datendetektion mit geringer Komplexität eine viel geringere Komplexität als die näherungsweise Cholesky-basierte BLE-JD. Abhängig von der Anzahl gesendeter Bursts und Spreizfaktoren ist die Datendetektion mit geringer Komplexität in den meisten Fällen bei der Datendetektion mit der Chiprate 25% und bei der zweifachen Chiprate 30% der Komplexität der näherungsweisen Cholesky-basierten BLE-JD.
Tabelle 1. MROPS eines ganzen Burst, wobei für den Bursttyp 1 eine Datendetektion mit geringer Komplexität bei der Chipratenabtastung verwendet wird.
Tabelle 2. MROPS eines ganzen Burst, wobei für den Bursttyp 1 eine Datendetektion mit geringer Komplexität bei der zweifachen Chipratenabtastung verwendet wird.
Tabelle 3. Vergleich in MROPS zwischen BLE-JD (näherungsweise Cholesky-Zerlegung) und Datendetektion mit geringer Komplexität bei der Chipratenabtastung.
Tabelle 4. Vergleich in MROPS zwischen BLE-JD (näherungsweise Cholesky-Zerlegung) und Datendetektion mit geringer Komplexität bei der zweifachen Chipratenabtastung.
Tabelle 5. Komplexität der FFT der Kanalkorrelationsmatrix als ein Prozentsatz der Komplexität der näherungsweisen Cholesky-basierten BLE-JD. Die näherungsweise Cholesky-basierte BLE-JD ist auf 100%-Komplexität gesetzt.
5–15 sind Leistungskurven der Datendetektion mit geringer Komplexität. Zwei Dienste mit hoher Datenrate werden simuliert. Einer ist die Eincode-Übertragung mit SF = 1, und der andere ist die Mehrcode-Übertragung mit zwölf Codes und einem Spreizfaktor 16 für jeden. Die Datendetektion mit geringer Komplexität wird bei verschiedenen Verzögerungsspreiztypen geprüft, einschließlich der von der 3GPP-Arbeitsgruppe vier (WG4) definierten Verzögerungsspreizkanalfälle 1, 2 und 3. Die Simulationen werden sowohl für die Chipraten- als auch die zweifache Chipraten-Abtastung eingestellt. Die Länge der Verzögerungsspreizung wird zu W = 57 angenommen. Über alle Simulationen hinweg wird null Zeitsteuerungsfehler angenommen. Es wird angenommen, daß die Kanalimpulsantwort genau bekannt ist. Im allgemeinen ist die Bitfehlerratenleistung (BER-Leistung) des Mehrcodefalls besser als sein entsprechender Gegenpart in der Eincodesimulation. Für das in der Simulation verwendete bestimmte Beispiel verwendet die Eincode-Übertragung 16 Ressourceneinheiten pro Zeitschlitz, während die Mehrcode-Übertragung nur 12 Ressourceneinheiten in jedem Zeitschlitz verwendet. Die Verwendung von nur 12 Codes erzeugt weniger Interferenz und daher eine bessere Bitfehlerrate. Im Vergleich zu der BLE-JD wird für den vorgeschlagenen Algorithmus, der auf der FFT-Zerlegung der Kanalkorrelationsmatrix (FFT-R) basiert, sowohl in den Eincode- als auch den Mehrcode-Fällen nur wenig oder eine begrenzte Leistungsverschlechterung beobachtet. In dem Eincode-Fall ist der FFT-R-basierte Ansatz identisch zu der linearen Blockentzerrungsstruktur. Der vorgeschlagene FFT-R-basierte Ansatz und der auf der FFT der Kanalantwortmatrix basierende Ansatz (FFT-H) sind bei der Chipratenabtastung identisch.
Die Leistung der Detektion mit geringer Komplexität unter Verwendung von FFT-R und FFT-H wird mit einer idealen Einbenutzerbindung, einer abgestimmten Filterung im schlimmsten Fall, BLE-JD und Einbenutzerdetektion mit BLE unter Verwendung einer näherungsweisen Cholesky-Zerlegung verglichen. Für die interessierenden Arbeitspunkte, war der BER-Bereich typischerweise zwischen 1% und 10%. Für die Datendetektion mit geringer Komplexität werden im Vergleich mit der BLE-JD nur geringe oder begrenzte Rauschabstand- (SNR-) Lei stungsverschlechterungen beobachtet, und eine erhebliche SNR-Leistungsverbesserung gegenüber abgestimmtem Filtern (MF) wird beobachtet. Die Datendetektion mit geringer Komplexität arbeitet auch gut in einer Kanalumgebung mit zusätzlichem Gaußschen weißen Rauschen (AWGN-Kanalumgebung). 5–15 zeigen, daß die Datendetektion mit geringer Komplexität bei viel geringerer Komplexität und viel geringerem Energieverbrauch im Vergleich zu der BLE-JD unter Verwendung der näherungsweisen Cholesky-Zerlegung eine sehr vergleichbare Leistung hinsichtlich BER oder SNR bereitstellt.

Claims

Verfahren, das für den Empfang von mehreren Datensignalen verwendet wird, welche über ein gemeinsam genutztes Spektrum in einem Zeitschlitz in einem Zeitmultiplexduplex-Kommunikationssystem unter Verwendung von Codemultiplex-Vielfachzugriff gesendet werden, wobei jedes Datensignal eine ähnliche Kanalantwort erfährt, wobei das Verfahren aufweist: Empfangen eines kombinierten Signals über das gemeinsam genutzte Spektrum in dem Zeitschlitz, wobei das kombinierte Signal die mehreren Datensignale (48) aufweist; Abtasten des kombinierten Signals; Schätzen der ähnlichen Kanalantwort (50); wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch: das Abtasten bei der zwei- oder mehrfachen Chiprate des kombinierten Signals; das Konstruieren einer Kanalantwortmatrix, H, basierend auf der geschätzten Kanalantwort (52); das Bestimmen eines gespreizten Datenvektors teilweise auf der Basis einer schnellen Fouriertransformationszerlegung, FFT-Zerlegung, einer zyklischen Version der Kanalantwortmatrix oder einer Kanalkorrelationsmatrix, wobei die Kanalkorrelationsmatrix basierend auf einer komplex Konjugierten der Kanalantwortmatrix, die mit der Kanalantwortmatrix multipliziert ist, H^HH, konstruiert ist; und Entspreizen des gespreizten Datenvektors, um Daten aus dem empfangenen kombinierten Signal (56) zurückzugewinnen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Abtasten bei der zweifachen Chiprate stattfindet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Bestimmung unter Verwendung eines Nullen erzwingenden Algorithmus durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Bestimmung unter Verwendung eines Algorithmus der kleinsten Quadratfehler durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 für die Verwendung bei der Mehrbenutzerdetektion auf der Abwärtsstrecke, wobei das Entspreizen unter Verwendung aller in dem Zeitschlitz verwendeten Codes durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 für die Verwendung bei der Einbenutzerdetektion, wobei das Entspreizen unter Verwendung der zu einem einzelnen Benutzer gehörigen Codes in dem Zeitschlitz durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Einbenutzerdetektion eine Einbenutzerdetektion auf der Aufwärtsstrecke ist und der einzelne Benutzer der einzige Benutzer ist, der in dem Zeitschlitz sendet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die FFT-Zerlegung unter Verwendung einer permutierten ersten Zeile der Kanalkorrelationsmatrix durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die FFT-Zerlegung unter Verwendung einer definierenden Zeile der Kanalkorrelationsmatrix durchgeführt wird.
Empfänger für die Verwendung in einem Zeitmultiplexduplex-Kommunikationssystem unter Verwendung von Codemultiplex-Vielfachzugriff, wobei das System unter Verwendung mehrerer Datensignale in einem Zeitschlitz kommuniziert, wobei jedes Datensignal eine ähnliche Kanalantwort erfährt, wobei der Empfänger aufweist: eine Antenne (40) zum Empfangen von Funkfrequenzsignalen, welche die mehreren Datensignale enthalten; einen Demodulator (42) zum Demodulieren von Funkfrequenzsignalen, um ein Basisbandsignal zu erzeugen; eine Kanalschätzvorrichtung (44) zum Schätzen der ähnlichen Kanalantwort; wobei der Empfänger dadurch gekennzeichnet ist, daß: die ähnliche Kanalantwort bei der zwei- oder mehrfachen Chiprate des kombinierten Signals geschätzt wird; eine Datendetektorvorrichtung (46) zum Konstruieren einer Kanalantwortmatrix, H, die einen Kanal der Datensignale basierend auf der geschätzten Kanalantwort darstellt, Bestimmen eines gespreizten Datenvektors teilweise auf der Basis einer schnellen Fouriertransformationszerlegung, FFT-Zerlegung, einer zyklischen Version der Kanalantwortmatrix oder der Kanalkorrelationsmatrix, wobei die Kanalkorrelationsmatrix einen Kanal der Datensignale darstellt, der basierend auf einer komplex Konjugierten der Kanalantwortmatrix, die mit der Kanalantwortmatrix multipliziert ist, H^HH, konstruiert ist, und Entspreizen des gespreizten Datenvektors, um Daten aus dem empfangenen kombinierten Signal wiederzugewinnen.
Empfänger nach Anspruch 10, wobei das Abtasten bei der zweifachen Chiprate stattfindet.
Empfänger nach Anspruch 10, wobei die FFT-Zerlegung unter Verwendung einer permutierten ersten Zeile der Kanalkorrelationsmatrix durchgeführt wird.
Empfänger nach Anspruch 10, wobei die FFT-Zerlegung unter Verwendung einer definierenden Zeile der Kanalkorrelationsmatrix durchgeführt wird.