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Hintergrund
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Die
Erfindung betrifft allgemein drahtlose Übertragungssysteme. Insbesondere
betrifft die Erfindung die Joint Detection mehrerer Benutzersignale
in einem drahtlosen Übertragungssystem.
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1 ist
eine Darstellung eines drahtlosen Übertragungssystems 10.
Das Übertragungssystem 10 hat Basisstationen 121 bis 125 ,
die mit Benutzergeräten
(UEs) 141 bis 143 kommunizieren.
Jede Basisstation 121 hat einen zugehörigen Betriebsbereich, in dem
sie mit UEs 141 bis 143 in ihrem Betriebsbereich kommuniziert.
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In
manchen Übertragungssystemen,
wie etwa Codemultiplex-Vielfachzugriffsystemen (CDMA) und Zeitmultiplexduplexsystemen,
die Codemultiplex-Vielfachzugriff einsetzen (TDD/CDMA), werden mehrere Übertragungen über das
gleiche Frequenzspektrum gesendet. Diese Übertragungen werden typischerweise durch
ihre Chipcodefolgen unterschieden. Um das Frequenzspektrum effizienter
zu nutzen, verwenden TDD/CDMA-Übertragungssysteme
für die Übertragung
sich wiederholende in Zeitschlitze unterteilte Rahmen. Eine in einem
derartigen System gesendete Übertragung
hat einen oder mehrere zugehörige
Chipcodes und Zeitschlitze, die ihr auf der Grundlage der Übertragungsbandbreite
zugewiesen werden.
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Da
in dem gleichen Frequenzspektrum und zur gleichen Zeit mehrere Übertragungen
gesendet werden können,
muß ein
Empfänger
in einem derartigen System zwischen den mehreren Übertragungen
unterscheiden können.
Ein Ansatz, um derartige Signale zu detektieren, ist das Detektieren
einzelner Benutzer. Beim Detektieren einzelner Benutzer detektiert
ein Empfänger
nur die Übertragung
von einem gewünschten Sender,
wo bei ein zu dem gewünschten
Sender gehöriger
Code verwendet wird, und behandelt Signale anderer Sender- als Störung.
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In
manchen Situationen ist es wünschenswert,
in der Lage zu sein, mehrere Übertragungen
gleichzeitig zu detektieren, um die Leistung zu verbessern. Das
gleichzeitige Detektieren mehrerer Übertragungen wird als Joint
Detection bezeichnet. Manche Joint-Detektor-Vorrichtungen verwenden
eine Cholesky-Zerlegung, um eine Detektion mit kleinstem quadratischen
Fehler (MMSE) durchzuführen,
und Zero-Forcing-Blockentzerrer
(ZF-BLEs). Diese Detektoren haben eine hohe Komplexität, die erhebliche
Empfängerressourcen
erfordert.
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"A Novel and Efficient
Solution to Block-Based Joint-Detection using Approximate Cholesky
Factorization",
Karimi H. et al., IEEE International Symposium on Personal Indoor
and Mobile Radio Communications, Bd. 3, Seiten 1340–1345, 1998,
offenbart ein Verfahren zum Empfangen mehrerer Übertragungen. Es wird durch
Konvolvieren von Kanalantworten und Codes der empfangenen Übertragungen
eine Matrix gebildet. Unter Verwendung eines genäherten Cholesky-Faktors, um
die Matrix und einen empfangenen Vektor zu zerlegen, werden Daten
geschätzt.
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Entsprechend
ist es wünschenswert,
alternative Ansätze
für Joint
Detection zu haben.
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Zusammenfassung
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Mehrere
gesendete Datensignale werden an einem Empfänger empfangen. Der Empfänger mißt eine zu
den gesendeten Datensignalen gehörige
Kanalantwort. Eine Systemantwort wird bestimmt. Die Systemantwort
wird erweitert, so daß sie
stückweise
orthogonal ist. Die empfangenen Datensignale werden teilweise auf Basis
der erweiterten Systemantwort wiedergewonnen.
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Kurze Beschreibung der
Zeichnungen
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1 ist
ein drahtloses Übertragungssystem.
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2 ist
ein vereinfachter Sender und ein Empfänger, die Joint-Detection einsetzen.
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3 ist
eine Darstellung eines Übertragungsbursts.
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4 ist
eine Darstellung einer Joint-Detection mit verringerter Rechenkomplexität.
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Detaillierte Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsform(en)
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2 stellt
einen vereinfachten Sender 26 und Empfänger 28 dar, die Joint-Detection
in einem TDD/CDMA-Übertragungssystem
verwenden. In einem typischen System ist in jedem UE 141 bis 143 ein
Sender 26 und in jeder Basisstation 121 bis 125 sind mehrere Sendeschaltungen 26,
die mehrere Übertragungen senden.
Eine Basisstation 121 benötigt typischerweise
mindestens eine Sendeschaltung 26 für jedes aktiv übertragende
UE 141 bis 143 .
Der Joint-Detection-Empfänger 28 kann
an einer Basisstation 121 , den
UEs 141 bis 143 oder
beiden sein. Der Joint-Detection-Empfänger 28 empfängt Übertragungen
von mehreren Sendern 26 oder Sendeschaltungen 26.
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Jeder
Sender 26 sendet Daten über
einen drahtlosen Übertragungskanal 30.
Ein Datengenerator 32 in dem Sender 26 erzeugt
Daten, die über
einen Referenzkanal an einen Empfänger 28 übertragen
werden sollen. Die Referenzdaten werden auf der Grundlage der Bandbreitenerfordernisse
einem oder mehreren Codes und/oder Zeitschlitzen zugewiesen. Eine
Einfügungsvorrichtung 34 für Spreiz-
und Trainingssequenzen spreizt die Referenzkanaldaten und macht
die gespreizten Referenzdaten in den richtigen zugewiesenen Zeitschlitzen
und Codes mit einer Trainingssequenz zeitgemultiplext. Die sich
ergebende Sequenz wird als Übertragungsburst
bezeichnet. Der Übertragungsburst
wird von einem Modulator 36 auf eine Funkfrequenz moduliert.
Eine Antenne 38 strahlt das HF-Signal über den drahtlosen Funkkanal 30 an
eine Antenne 40 des Empfängers 28. Die Art
der für
die gesendete Übertragung
verwendeten Modulation kann jede sein, die Fachleuten bekannt ist,
wie etwa direkte Phasenumtastung (DSPK) oder Quadraturphasenumtastung
(QPSK).
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Ein
typischer Übertragungsburst 16 hat,
wie in 3 gezeigt, eine Midamble 20, eine Schutzzeit 18 und
zwei Datenbursts 22, 24. Die Midamble 20 trennt
die zwei Datenbursts 22, 24, und die Schutzzeit 18 trennt die Übertragungsbursts,
um die Differenz zwischen Ankunftszeiten von Bursts zu ermöglichen,
die von verschiedenen Sendern gesendet werden. Die zwei Datenbursts 22, 24 enthalten
die Daten des Übertragungsbursts
und haben typischerweise die gleiche Zeichenlänge.
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Die
Antenne 40 des Empfängers 28 empfängt verschiedene
Funkfrequenzsignale. Die empfangenen Signale werden von einem Demodulator 42 demoduliert,
um ein Basisbandsignal zu erzeugen. Das Basisbandsignal wird zum
Beispiel durch eine Kanalschätzvorrichtung 44 und
eine Joint-Detection-Vorrichtung 46 in den Zeitschlitzen
und mit den richtigen Codes, die Übertragungsbursts der entsprechenden
Sender 26 zugewiesen sind, verarbeitet. Die Kanalschätzvorrichtung 44 verwendet
die Trainingssequenzkomponente in dem Basisbandsignal, um Kanalinformationen,
wie etwa Kanalimpulsantworten, bereitzustellen. Die Kanalinformationen
werden von der Joint-Detection-Vorrichtung 46 verwendet,
um die gesendeten Daten der empfangenen Übertragungsbursts als weiche
Zeichen zu berechnen.
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Die
Joint-Detection-Vorrichtung 46 verwendet die von der Kanalschätzvorrichtung 44 bereitgestellten Kanalinformationen
und die bekannten von den Sendern 26 verwendeten Spreizcodes,
um die Daten der verschiedenen empfangenen Übertragungsbursts zu berechnen.
Obwohl Joint-Detection in Verbindung mit einem TDD-CDMA-Übertragungssystem
beschrieben wird, ist der gleiche Ansatz auf andere Übertragungssysteme, wie
etwa CDMA, anwendbar.
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Ein
Ansatz für
Joint-Detection in einem bestimmten Zeitschlitz in einem TDD/CDMA-System
ist in 4 dargestellt. In dem bestimmten Zeitschlitz wird
eine Anzahl von Übertragungsbursts,
wie etwa K Übertragungsbursts,
einander überlagert.
Die K Bursts können
von K verschiedenen Sendern sein. Wenn gewisse Sender in dem bestimmten
Zeitschlitz meh rere Codes verwenden, können die K Bursts von weniger
als K Sendern sein.
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Jeder
Datenburst 22, 24 des Übertragungsbursts 16 hat
eine vordefinierte Anzahl gesendeter Zeichen, wie etwa NS. Jedes Zeichen wird unter Verwendung einer
vorbestimmten Anzahl von Chips des Spreizcodes gesendet, welche
der Spreizfaktor (SF) ist. In einem typischen TDD-Übertragungssystem
hat jede Basisstation 121 bis 125 einen zugehörigen Scramblingcode, der mit
ihren Übertragungsdaten
gemischt ist. Der Scramblingcode unterscheidet die Basisstationen
voneinander. Typischerweise beeinflußt der Scramblingcode den Spreizfaktor
nicht. Obwohl die Begriffe Spreizcode und Faktor hier im weiteren
für Systeme
verwendet werden, die Scrambingcodes verwenden, ist der Spreizcode
im folgenden die Kombination aus Scrambling- und Spreizcodes. Jeder
Datenburst 22, 24 hat NS × SF Chips.
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Die
Joint-Detection-Vorrichtung 46 berechnet den Wert, mit
dem jedes Datenburstzeichen ursprünglich gesendet wurde. Gleichung
1 wird verwendet, um die unbekannten gesendeten Zeichen zu bestimmen.
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In
Gleichung 1 sind die bekannten empfangenen kombinierten Chips r ein Produkt der Systemantwort A
und den unbekannten gesendeten Zeichen d.
Der Term n stellt das Rauschen
in dem drahtlosen Funkkanal dar.
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Für K Datenbursts
ist die Anzahl der wiederzugewinnenden Datenburstzeichen NS × K.
Für Analysezwecke
werden die unbekannten Datenburstzeichen in einer Spaltenmatrix d angeordnet. Die d-Matrix hat Spaltenblöcke d 1 bis d Ns aus unbekannten
Datenzeichen. Jeder Datenzeichnblock d i hat das i-te unbekannte gesendete Datenzeichen
in jedem der K Datenbursts. Als ein Ergebnis hat jeder Spaltenblock d i K
unbekannte gesendete Symbole aufeinander gestapelt. Die Blöcke sind
ebenfalls in einer Spalte aufeinander gestapelt, so daß d 1 über d 2 ist
und so weiter.
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Die
Joint-Detection-Vorrichtung 46 empfängt während des Empfangs einen Wert
für jeden
Chip. Jeder empfangene Chip ist eine Zusammensetzung aus allen K Übertragungsbursts.
Für Analysezwecke
werden die zusammengesetzten Chips in einer Spaltenmatrix r angeordnet. Die Matrix r
hat einen Wert aus jedem zusammengesetzten Chip, insgesamt NS × SF
Chips.
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A
ist die Systemantwortmatrix. Die Systemantwortmatrix A wird durch
Konvolvieren der Impulsantworten mit jedem Übertragungsburstchipcode gebildet.
Das konvolvierte Ergebnis wird neu angeordnet, um die Systemantwortmatrix
A zu bilden (Schritt 48).
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Die
Joint-Detection-Vorrichtung 46 empfängt die Kanalimpulsantwort h i für jeden
i-ten der K Übertragungsbursts
von der Kanalschätzvorrichtung 44.
Jedes h i hat
eine Chiplänge
W. Die Joint-Detection-Vorrichtung konvolviert die Kanalimpulsantworten
mit den bekannten Spreizcodes der K Übertragungsbursts, um die Zeichenantworten s 1 bis s K der
K Übertragungsbursts
zu bestimmen. Ein gemeinsamer Unterblock S, der allen Zeichenantworten
gemeinsam ist, hat die Länge
K × (SF
+ W – 1).
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Die
A-Matrix ist so angeordnet, daß sie
Ns Blöcke
B1 bis BNs hat.
Jeder Block hat alle Zeichenantworten s 1 bis s K so angeordnet, um mit dem entsprechenden
unbekannten Datenblock in der d-Matrix d 1 bis d Ns multipliziert
zu werden.
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Zum
Beispiel wird d 1 mit
B1 multipliziert. Die Zeichenantworten s 1 bis s K bilden
eine Spalte in jeder Blockmatrix Bi, wobei
der Rest des Blocks mit Nullen aufgefüllt ist. In dem ersten Block
B1 beginnt die Zeichenantwortreihe in der
ersten Reihe. In dem zweiten Block ist die Zeichenantwortreihe SF
Reihen tiefer in dem Block und so weiter. Als ein Ergebnis hat jeder
Block eine Breite K und eine Höhe
Ns × SF.
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Gleichung
2 stellt eine A-Blockmatrix dar, die die Blockpartitionen zeigt.
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Die n-Matrix hat einen Rauschwert,
der jedem empfangenen kombinierten Chip entspricht, was insgesamt
Ns × SF
Chips ergibt. Für
Analysezwecke ist die n-Matrix
implizit in der empfangenen kombinierten Chipmatrix r.
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Unter
Verwendung der Blocknotation kann Gleichung 1 neu geschrieben werden
als Gleichung 3.
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Unter
Verwendung einer verrauschten Version der r-Matrix kann der Wert für jedes
unbekannte Zeichen durch Lösen
der Gleichung bestimmt werden. Jedoch erfordert ein brachialer Ansatz
für die
Lösung
von Gleichung 1 eine aufwendige Verarbeitung.
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Um
die Verarbeitung zu verringern, wird die Systemantwortmatrix A neu
partitioniert. Jeder Block Bi wird in Ns
Blöcke
mit einer Breite von K und einer Höhe von SF unterteilt. Diese
neuen Blöcke
werden als A1 bis AL und
0 bezeichnet. L ist die Länge
des gemeinsamen Trägers
S, gemäß Gleichung
4 geteilt durch die Höhe
der neuen Blöcke
A1 bis AL.
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Die
Blöcke
A1 bis AL werden
durch Träger s 1 bis s K und
den gemeinsamen Träger
bestimmt. Ein 0-Block ist ein Block mit lauter Nullen. Eine neu
partitionierte Matrix für
ein System mit W von 57 und SF von 16 und einem L von 5 ist in Gleichung
5 gezeigt.
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Um
die Komplexität
der Matrix zu verringern, wird ein Ansatz zur stückweisen Orthogonalisierung
verwendet. Jeder der Blöcke
Bi, wobei i gleich L oder größer ist,
ist nicht orthogonal zu jedem der vorhergehenden L Blöcke und
orthogonal zu jedem Block, der um mehr als L vorangeht. Jede 0 in
der neu partitionierten A-Matrix ist ein Block aus lauter Nullen.
Als ein Ergebnis wird die Matrix A, um eine stückweise Orthogonalisierung zu
verwenden, erweitert (Schritt 50).
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Die
A-Matrix wird erweitert, indem sie rechts von jedem Block der A-Matrix
mit L–1
Nullblöcken
aufgefüllt
wird und jede Reihe in der A-Matrix um ihre Zeilennummer weniger
eins verschoben wird. Um dies für
den A1-Block in Reihe 2 von 2 darzustellen,
werden zwischen A2 und A1 in Reihe 2 vier (L–1) Nullen eingefügt. Außerdem wird
der Block A1 (ebenso wie A2) um eine Spalte (Reihe 2-1) nach rechts
verschoben. Als Ergebnis wird die Gleichung 5 nach der Erweiterung
zu Gleichung 6.
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Um
die erweiterte A-Matrix aufzunehmen, muß die d-Matrix
ebenfalls zu d exp erweitert
werden. Jeder Block d 1 bis d Ns wird zu einem neuen Block d exp1 bis d expNs erweitert.
Jeder erweiterte Block d exp1 bis d expNs wird durch L-maliges Wiederholen des ursprünglichen
Blocks gebildet. Zum Beispiel würde
für d exp1 eine
erste Blockreihe mit L Versionen von d1 erzeugt,
wobei eine unter die andere gestapelt ist.
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Als
ein Ergebnis kann Gleichung 1 als Gleichung 7 umgeschrieben werden.
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Gleichung
7 kann gemäß Gleichung
8 umgeschrieben werden, um jede Bexpi orthogonal
in L Partitionen Uj (I) mit
j = 1 bis L zu zerlegen.
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Um
die Rechenkomplexität
zu verringern, wird eine QR-Zerlegung der Aexp-Matrix
durchgeführt
(Schritt 52). Gleichung 9 stellt die QR-Zerlegung von Aexp dar.
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Aufgrund
der orthogonalen Partitionierung von Aexp ist
die QR-Zerlegung von Aexp weniger komplex. Die
sich ergebenden Qexp- und Rexp-Matrizen
sind periodisch mit einem transienten Anfang, der sich über L Blöcke erstreckt.
Entsprechend können
Qexp und Rexp durch
Berechnen des transienten Anfangs und eine Periode des periodischen
Teils bestimmt werden. Außerdem
wird der periodische Teil der Matrizen durch Orthogonalisieren von
A1 bis AL wirksam
bestimmt. Ein Ansatz für
die QR-Zerlegung ist eine Orthogonalisierung nach Gramm-Schmidt.
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Um
Aexp wie in Gleichung 6 zu orthogonalisieren,
wird Bexp1 orthogonalisiert, indem jede
ihrer orthogonalen Partitionen {Uj (i)}, j = 1...L unabhängig orthogonalisiert wird.
Jedes {Aj}, j = 1...L, wird unabhängig orthogonalisiert,
und die Reihe wird geeignet mit Nullen aufgefüllt. {Qj}
sind die orthonormalen Reihen, die durch Orthogonalisieren von {Uj (i)} erhalten werden.
Um Bexp2 zu bestimmen, muß sein U1 (2) nur relativ
zu Q2 des vorher gebildeten Bexp1 orthogonalisiert
werden. U2 (2), U3 (2), U4 (2) und brauchen jeweils nur relativ zu Q3, Q4 und Q5 orthogonalisiert werden. U5 (2) muß zu
allen vorhergehenden Qs orthogonalisiert werden, und sein orhtogonalisiertes
Ergebnis ist einfach eine verschobene Version von Q5,
das beim Orthogonalisieren von Bexp1 erhalten wurde.
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Während die
Orthogonalisierung über
den transienten Anfang hinaus fortgesetzt wird, taucht eine Periodizität auf, die
wie folgt zusammengefaßt
werden kann. Das Orthogonalisierungsergebnis Bexpi,
i ≥ 6, kann einfach
durch eine periodische Erweiterung des Ergebnisses der Orthogonalisierung
von Bexp5 erhalten werden.
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Die
Orthogonalisierung von Bexp5 wird wie folgt
erreicht. Ihr Q5 wird durch Orthogonalisieren
von A5 und dann Auffüllen mit Nullen erreicht. Ihr
Q4 wird durch Orthogonalisieren des Trägers von
Q5 und A4 [sup(Q5)A4] und dann Auffüllen mit
Nullen erreicht. Da sup(Q5) bereits eine
orthogonale Reihe ist, braucht nur A4 relativ
zu sup(Q5) und sich selbst orthogonalisiert
werden. Ihr Q3 wird durch Orthogonalisieren
von [sup(Q5)sup(Q4)A3] und dann Auffüllen mit Nul len erhalten. Ihr
Q2 wird durch Orthogonalisieren von [sup(Q5)sup(Q4)sup(Q3)A2] und dann Auffüllen mit
Nullen erhalten. Ihr Q1 wird durch Orthogonalisieren
von [sup(Q5)sup(Q4)sup(Q3)sup(Q2)A1] und dann Auffüllen mit Nullen erhalten. Abgesehen
von dem transienten Anfang kann die gesamte Aexp effizient orthogonalisiert
werden, indem lediglich Ap entsprechend
Gleichung 10 orthogonalisiert wird.
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Durch
effizientes Orthogonalisieren des periodischen Teils von Aexp, indem lediglich Ap verwendet
wird, wird Recheneffizienz erzielt. Unter Verwendung einer kompakteren
Schreibweise Qi s für sup(Qi)
führt diese
Orthogonalisierung zu der orthonormalen Matrix Qp von
Gleichung 11.
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Der
periodische Teil von Qexp ist gemäß Gleichung
12.
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Um
die obere Dreiecksmatrix Rexp aufzubauen,
hat <Ai>j eine
Blockgröße von K × K, was
die Projektionen jeder Spalte Ai auf alle
Spalten von Qj s darstellt.
Zum Beispiel stellt die erste Spalte von <A4>5 die
Projektionen der ersten Spalte von A4 auf
jede der K Spalten von Q5 s dar.
Ebenso stellt <A4>4 die Projektionen der ersten Spalte von
A4 auf jede der K Spalten von Q4 s dar. Dieser Block wird jedoch ein oberes
Dreieck sein, weil die k-te Spalte von A4 zu
dem Raum gehört,
der von den orthonormalen Vektoren von Q5 s und den ersten k Vektoren von Q4 s aufgespannt wird.
Dieser Block ist auch orthogonal zu in Q4 s nachfolgenden Vektoren, was zu einem oberen
Dreieck <A4>4 führt
. Jedes <Ai>j mit i = j wird ein oberes Dreieck sein.
Um andere Blöcke
zu orthogonalisieren, ergibt sich das Folgende.
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Der
erste Block Bexp5, nämlich U1 (5) wird durch eine Linearkombination aus
{Qj s}, j = 1...5
gebildet, wobei die Koeffizienten durch <A1>j,
j = 1...5, gegeben sind. Der zweite Block U2 (5) wird durch eine Linearkombination aus
{Qj s}, j = 2...5
gebildet, wobei die Koeffizienten durch <A2>j,
j = 2...5, gegeben sind. Der dritte Block U3 (5) wird durch eine Linearkombination aus
{Qj s}, j = 3...5
gebildet, wobei die Koeffizienten durch <A2>j,
j = 3...5, gegeben sind. Der vierte Block U4 (5) wird durch eine Linearkombination aus
{Qj s}, j = 4, 5
gebildet, wobei die Koeffizienten durch <A2>j,
j = 4, 5, gegeben sind. Der fünfte
Block U5 (5) wird
durch Q5 s × <A5>5 gebildet.
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Entsprechend
sind die Koeffizienten in der Erweiterung der nachfolgenden Bexpi, i ≥ 6,
einfach periodische Erweiterungen des obigen. Da die Rexp-Einträge während der
Or thogonalisierung von Aexp berechnet werden,
sind keine zusätzlichen
Berechnungen erforderlich, um Rexp aufzubauen.
Wenn man den transienten Anfang außer Acht läßt, ist der Rest von Rexp periodisch, und zwei Perioden davon sind
in Gleichung 13 gezeigt.
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Der
Ansatz der kleinsten Quadrate zum Lösen von Qexp und
Rexp ist in Gleichung 14 gezeigt.
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Durch
Vormultiplizieren beider Seiten von Gleichung 14 mit der Transponierten
von Q
exp, Q T / exp, und unter Verwendung von Q T / exp·Q
exp =
wird
Gleichung 14 zu Gleichung 15.
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Gleichung
15 stellt ein dreieckiges System dar, dessen Lösung auch das LS-Problem von
Gleichung 14 löst.
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Aufgrund
der Erweiterung wird die Anzahl der Unbekannten um einen Faktor
L erhöht.
Da die Unbekannten mit einem Faktor von L wiederholt werden, können die
wiederholten Unbekannten, um die Komplexität zu verringern, gesammelt
werden, um das System zu kollabieren. Rexp wird
unter Verwendung von L Koeffizientenblöcken CF1 bis
CFL kollabiert, von denen jeder eine Breite
und eine Höhe
von K hat. Für
ein System mit einem L von 5 können
CF1 bis CF5 gemäß Gleichung
16 bestimmt werden.
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Das
Kollabieren von Rexp unter Verwendung der
Koeffizientenblöcke
erzeugt einen Cholesky-artigen Faktor Ĝ (Schritt 54). Das
Durchführen
analoger Operationen auf der rechten Seite von Gleichung 15 führt zu einem
System mit oberem Dreiecksband mit einer Höhe und Breite von K × Ns wie
in Gleichung 17.
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Tr1 bis Tr4 sind die
transienten Terme und ȓ. Durch Lösen des oberen Dreiecks durch
Rücksubstitution kann
die Gleichung 17 gelöst
werden, um d zu bestimmen (Schritt 56).
Als ein Ergebnis werden die gesendeten Datenzeichen der K Datenbursts
bestimmt.
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Unter
Verwendung der stückweisen
Orthogonalisierung und QR-Zerlegung wird die Komplexität der Lösung des
Problems der kleinsten Quadrate im Vergleich zu einer Cholesky-Band-Zerlegung um
einen Faktor 6,5 verringert.