KR20020038932A - 결합 검출에서의 계산을 간소화시키는 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명에 따른 복수의 전송 데이터 신호는 수신기에서 수신된다. 수신기는 전송된 데이터 신호와 관련된 채널 응답을 측정한다. 시스템 응답이 판정된다. 이 시스템 응답은 구분 직교적으로 확장된다. 수신된 데이터 신호의 데이터는 부분적으로 확장된 시스템 응답을 기초로 하여 검색된다.

Description

결합 검출에서의 계산을 간소화시키는 방법{REDUCED COMPUTATION IN JOINT DETECTION}

도 1은 무선 통신 시스템(10)을 도시하고 있다. 이 무선 통신 시스템(10)은 사용자 장치(UE)(14₁∼14₃)와 통신하는 기지국(12₁∼12₅)을 갖고 있다. 각각의 기지국(12₁)은 동작 영역 내의 UE(14₁∼14₃)와 통신하는 관련된 동작 영역을 갖고 있다.

코드 분할 다중 접속(CDMA) 및 이러한 코드 분할 다중 접속을 사용하는 시분할 이중화(TDD/CDMA) 등과 같은 일부의 통신 시스템에 있어서, 다중 통신은 동일한 주파수 스펙트럼을 통해 전송된다. 이러한 통신은 일반적으로 칩 코드 시퀀스에 의해 일반적으로 구별된다. 더욱 효율적으로 주파수 스펙트럼을 사용하기 위해, TDD/CDMA 통신 시스템은 통신용 시간 슬롯으로 분할된 프레임을 반복하여 사용한다. 그러한 시스템으로 전송되는 통신은 하나 또는 다수의 연관된 칩 코드 및 통신 대역폭을 기초로 하여 할당된 시간 슬롯을 가질 것이다.

다중 통신이 동일한 주파수 스펙트럼으로 동시에 전송될 수 있기 때문에, 그러한 시스템 내의 수신기는 다중 통신간에 구별되어야만 한다. 그러한 신호를 검출하는 하나의 해결책은 단일 사용자 검출법이다. 단일 사용자 검출법에서, 수신기는 소정의 전송기와 관련된 코드를 사용하는 소정의 전송기로부터의 통신만을 검출하고, 다른 전송기의 신호는 간섭으로 취급한다.

어떠한 경우에는 성능을 개선하기 위해 다중 통신을 동시에 검출할 수 있는 것이 바람직하다. 동시에 다중 통신을 검출하는 것을 결합 검출(joint detection)로서 칭한다. 일부의 결합 검출기는 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 검출법과 제로 포싱 블록 등화기(ZF-BLE)를 수행하기 위해 콜레스키 분해(cholesky decomposition)를 이용한다. 이러한 검출기는 광범위한 수신원을 필요로 하여 매우 복잡하다.

따라서, 결합 검출을 위한 다른 해결책을 갖는 것이 바람직하다.

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 특히, 무선 통신 시스템 내의 다수 사용자 신호의 결합 검출에 관한 것이다.

도 1은 무선 통신 시스템을 도시하는 도면.

도 2는 결합 검출을 사용하는 단순화된 송신기 및 수신기.

도 3은 전달 버스트의 도면.

도 4는 간소화된 계산의 결합 검출법을 도시하는 도면.

복수의 전송 데이터 신호는 수신기에 수신된다. 수신기는 전송된 데이터 신호와 관련된 채널 응답을 측정한다. 시스템 응답이 판정된다. 이 시스템 응답은 구분적 직교형으로 확장된다. 수신된 데이터 신호의 데이터는 부분적으로 확장된 시스템 응답을 기초로 하여 검색된다.

도 2는 TDD/CDMA 통신 시스템에서 결합 검출법을 사용하는 단순화된 송신기(26) 및 수신기(28)를 도시하고 있다. 종래의 시스템에서, 송신기(26)는 각각의 UE(14₁∼14₃)내에 있고, 다중 통신을 전송하는 다중 전송 회로(26)는 각각의 기지국(12₁∼12₅) 내에 있다. 기지국(12₁)은 일반적으로 각각의 UE(14₁∼14₃)와 활성적으로 통신하기 위해 적어도 하나의 전송 회로(26)를 필요로 한다. 결합 검출 수신기(28)는 기지국 12₁과 UE(14₁∼14₃)에 존재할 수 있고, 양쪽 모두에 존재할 수 있다. 결합 검출 수신기(28)는 다중 송신기(26) 즉, 다중 전송 회로(26)로부터 통신을 수신한다.

각각의 송신기(26)는 무선 통신 채널(30)을 통해 데이터를 전송한다. 송신기(26) 내의 데이터 발생기(32)는 기준 채널을 통해 수신기(28)로 전달되는 데이터를 발생시킨다. 기준 데이터는 통신 대역폭의 요구량을 기초로 하여 하나 또는 다수의 코드 및/또는 시간 슬롯을 할당받는다. 확산 및 트레이닝 시퀀스 삽입 장치(34)는 기준 채널 데이터를 확산시키고 확산된 기준 데이터를 적절하게 할당된 시간 슬롯 및 코드의 트레이닝 시퀀스로 시간 다중화하도록 한다. 그로 인한 시퀀스를 전달 버스트로 칭한다. 전달 버스트는 변조기(36)에 의해 무선 주파수로 변조된다. 안테나(38)는 무선 채널(30)을 통해 RF 신호를 수신기(28)의 안테나(40)에 방사한다. 통신을 전달하는데 사용되는 변조 형태는 직접 위상 편이 방식(DPSK) 또는 직교 위상 편이 방식(QPSK) 등과 같은 종래 기술에 익숙한 자에게 공지된 임의의 형태일 수 있다.

종래의 전달 버스트(16)는 도 3에 도시된 바와 같이, 미드앰블(20), 보호 주기(18) 및 2 개의 데이터 버스트(22, 24)를 갖고 있다. 미드앰블(20)은 2 개의 데이터 버스트(22, 24)를 분리하고 보호 주기(18)는 상이한 송신기로부터 전송된 버스트의 도달 시간에서의 차이를 허용하기 위해 전달 버스트를 분리시킨다. 2 개의 데이터 버스트(22, 24)는 전달 버스트의 데이터를 포함하고 일반적으로 기호의 길이가 동일하다.

수신기(28)의 안테나(40)는 각종 무선 주파수 신호를 수신한다. 수신 신호는 복조기(42)에 의해 복조되어 기저 대역 신호를 생성한다. 시간 슬롯 내에서, 대응되는 송신기(26)의 전달 버스트에 할당된 적절한 코드로, 채널 측정 장치(44) 및 결합 검출 장치(46) 등에 의해 기저 대역 신호는 처리된다. 채널 측정 장치(44)는 채널 임펄스 응답 등과 같은 채널 정보를 제공하기 위해 기저 대역 신호 내의 트레이닝 시퀀스 구성 요소를 이용한다. 수신된 전달 버스트의 전송 데이터를 소프트 기호로 측정하기 위해 결합 검출 장치(46)에 의해 채널 정보가 사용된다.

결합 검출 장치(46)는 채널 측정 장치(44)에 의해 제공된 채널 정보를 사용하고 각종 수신된 전달 버스트의 데이터를 측정하기 위해 송신기(26)에 의해 사용되는 공지된 확산 코드를 사용한다. 결합 검출법이 TDD/CDMA 통신 시스템과 결부되어 설명되었을 지라도, 동일한 해결책이 CDMA 등과 같은 다른 통신 시스템에도 적용될 수 있다.

TDD/CDMA 통신 시스템에서의 특정한 시간 슬롯 내의 결합 검출에 대한 하나의 해결책이 도 4에 도시되어 있다. 다수의 전달 버스트는 K 전달 버스트 등과 같은 특정한 시간 슬롯 내에서 서로 중복되어 있다. K 버스트는 K의 상이한 송신기로부터의 버스트 일 수 있다. 만약 특정한 송신기가 특정한 시간 슬롯 내의 다수 코드를 사용한다면, K 버스트는 결코 K 송신기의 버스트가 아니다.

전달 버스트(16)의 각각의 데이터 버스트(22, 24)는 N_S등과 같은 소정의 수의 전송 기호를 갖는다. 확산 인자(SF)인 소정의 수의 확산 코드 칩을 사용하여 각각의 기호가 전송된다. 종래의 TDD 통신 시스템에서, 각각의 기지국(12₁∼12₅)은 전송 데이터와 혼합된 연관된 스크램블링 코드를 갖고 있다. 스크램블링 코드는 기지국을 서로 구별시킨다. 일반적으로, 스크램블링 코드는 확산 인자에 영향을 끼치지 않는다. 스크램블링 코드를 사용하는 시스템에 대해 확산 코드 및 확산 인자라는 용어가 이후에 사용될 지라도, 다음의 확산 코드는 스크램블링 코드 및 확산 코드의 결합된 코드이다. 각각의 데이터 버스트(22, 24)는 N_Sx SF 칩을 갖고 있다.

결합 검출 장치(46)는 각각의 데이터 버스트 기호가 본래 전송되는 값을 측정한다. 수학식 1은 미지의 전송 기호를 판정하는 데 사용된다.

수학식 1에서, 공지된 수신 결합 칩r은 시스템 응답 A 와 미지의 전송 기호d의 곱이다. 기호n은 무선 채널에서의 잡음을 나타낸다.

K 데이터 버스트에 대해, 복구되는 데이터 버스트 기호의 수는 Ns x K이다.분석 목적으로, 미지의 데이터 버스트 기호가 칼럼 매트릭스d로 배열된다.d매트릭스는 미지의 데이터 기호의 칼럼 블록d ₁∼d _Ns를 갖고 있다. 각각의 데이터 기호 블록d _i는 각각의 K 데이터 버스트 내의 i 번째의 미지의 전송 데이터 기호를 갖고 있다. 그 결과, 각각의 칼럼 블록d _i은 서로의 상부에 스택화된 K 미지의 전송 기호를 갖고 있다. 또한, 블록은d _i가d ₂의 상부에 있도록 하는 등 서로의 상부의 칼럼 내에 스택화된다.

결합 검출 장치(46)는 수신되는 각각의 칩에 대한 값을 수신한다. 각각의 수신된 칩은 모든 K 전달 버스트의 복합체이다. 분석 목적으로, 복합 칩은 칼럼 매트릭스r로 배열된다. 매트릭스r은 전체로는 Ns * SF 칩인 각각의 복합 칩의 값을 갖고 있다.

A는 시스템 응답 매트릭스이다. 이 시스템 응답 매트릭스 A는 임펄스 응답을 각각의 전달 버스트 칩 코드로 컨벌빙(convolving)함으로써 형성된다. 이러한 컨벌빙 결과는 시스템 응답 매트릭스 A(단계 48)를 형성하기 위해 재배열된다.

결합 검출 장치(46)는 채널 측정 장치(44)로부터 K 전달 버스트 중의 각각의 i 번째에 대해 채널 임펄스 응답h _i를 수신한다. 각각의h _i는 W의 칩 길이를 갖는다. 결합 검출 장치는 K 전달 버스트의 기호 응답s ₁∼s _k를 판정하기 위해 채널 임펄스 응답을 K 전달 버스트의 공지된 확산 코드로 컨벌빙한다. 모든 기호 응답에 공통인 공통의 지원 보조 블록 S는 K x (SF + W -1)의 길이를 갖고 있다.

A 매트릭스는 Ns 블록인 B₁∼B_Ns를 갖도록 배열된다. 각각의 블록은d매트릭스 내의 대응되는 미지의 데이터 블록인d ₁∼d _Ns로 승산되어 배열되는 모든 기호 응답s ₁∼s _k를 갖고 있다. 예를 들어,d ₁은 B₁으로 승산된다. 기호 응답s ₁∼s _k는 각각의 블록 매트릭스 B_i내에 칼럼을 형성하고, 나머지 블록은 0으로 패딩(padding)된다. 제1 블록 B₁에서, 기호 응답 로우는 제1 로우에서 개시한다. 제2 블록에서, 기호 응답 로우는 블록 등에서 보다 낮은 SF 로우이다. 그 결과, 각각의 블록은 K의 폭과 Ns x SF의 높이를 갖는다. 수학식 2는 블록 분할을 나타내는 A 블록 매트릭스를 도시하고 있다.

n매트릭스는 전체적으로 Ns x SF 칩인 각각의 수신된 결합 칩에 대응하는 잡음값을 갖고 있다. 분석 목적으로,n매트릭스는 수신된 결합 칩 매트릭스r내에서 묵시적이다.

블록 표기법을 사용하여, 수학식 1은 수학식 3으로 재기록될 수 있다.

r매트릭스의 잡음 버전을 이용하여, 각각의 미지의 기호에 대한 값은 수학식을 풀어 판정될 수 있다. 그러나, 수학식 1을 풀기 위한 억지 접근은 광범위한 처리를 필요로 한다.

이러한 처리를 감소시키기 위해, 시스템 응답 매트릭스 A는 재분할된다. 각각의 블록 B_i는 K의 폭과 SF의 높이를 갖는 Ns 블록으로 분할된다. 이러한 새로운 블록은 A₁∼A_L및 0 으로 칭한다. 수학식 4에 의해 새로운 블록 A₁∼A_L의 높이로 분할된 바와 같이, L은 공통의 지원 S의 길이이다.

L = [(SF + W - 1) / (SF)]

블록 A₁∼A_L은 지원s ₁∼s _k및 공통의 지원 S에 의해 판정된다.

A 0 블록은 모두 0을 갖는 블록이다. 57의 W와 16의 SF 및 5의 L을 갖는 시스템에 대한 재분할된 매트릭스가 수학식 5에 도시되어 있다.

매트릭스의 복잡성을 감소시키기 위해, 구분적 직교화 접근이 사용된다. i에 대해 임의의 블록 B_i가 L이거나 또는 더욱 큰것은 임의의 선행 L 블록에 대해 비직교적이고 L 이상 만큼 선행하는 임의의 블록에 대해 직교적이다. 재분할된 A 매트릭스 내의 각각의 0은 모두가 0인 블록이다. 구분적 직교화를 사용한 결과, A 매트릭스는 확장된다(단계 50).

A 매트릭스는 L-1 0 블록을 A 매트릭스의 각각의 블록의 오른쪽으로 패딩하고 1 이하의 로우 수만큼 A 매트릭스 내의 각각의 로우를 이동시킴으로써 확장된다. 도 2의 로우 2 내의 A1 블록을 설명하기 위해, 4 개(L-1)의 0이 로우 2 내의 A2 와 A1 사이에 삽입된다. 추가적으로, 블록 A1(또한 A2)은 한 칼럼(로우 2-1)만큼 오른쪽으로 이동된다. 그 결과, 확장 후의 수학식 5는 수학식 6이 될 것이다.

확장된 A 매트릭스를 수용하기 위해,d매트릭스 또한d _exp로 확장되어야만 한다. 각각의 블록d ₁∼d _Ns는 새로운 블록d _exp1∼d _expNs로 확장된다. 각각의 확장된 블록d _exp1∼d _expNs는 고유 블록을 L번 반복함으로써 형성된다. 예를 들어,d _exp1에 대해, 하나가 다른 하나의 아래에 스택화되는d ₁의 L 버전을 갖는 제1의 블록 로우가 생성될 것이다.

그 결과, 수학식 1은 수학식 7로 재기록될 수 있다.

수학식 7은 수학식 8과 같이, L 분할 U_j ⁽¹⁾, j = 1 ∼ L에서 직교적으로 각각의 B_expi를 분할하기 위해 재기록될 수 있다.

계산의 복잡성을 감소시키기 위해, A_exp매트릭스의 QR 분해가 수행된다(단계 52). 수학식 9는 A_exp의 QR 분해를 예시하고 있다.

A_exp의 직교적인 분할로 인하여, A_exp의 QR 분해는 덜 복잡하다. 그로 인한 Q_exp와 R_exp매트릭스는 L 블록에 걸쳐 확장되는 초기의 과도에 주기적이다. 따라서, Q_exp와 R_exp는 초기의 과도와 주기적인 부분의 하나의 주기를 계산함으로써 판정될 수 있다. 또한, 매트릭스의 주기적인 부분은 A₁∼A_L을 직교화함으로써 효과적으로 판정될 수 있다. QR 분해에 대한 하나의 접근은 Gramm-Schmidt 직교화이다.

수학식 6과 같이, A_exp를 직교화하기 위해, B_exp1은 직교적 분할 {U_j ⁽ⁱ⁾}, j = 1 ... L의 각각을 독립적으로 직교화함으로써 직교화된다. 각각의 {A_j}, j = 1 ... L은 독립적으로 직교화되고, 세트는 적절히 0으로 패딩된다. {Q_j}는 {U_j ⁽ⁱ⁾}를 직교화함으로써 취득된 정규 직교의 세트이다. B_exp2를 판정하기 위해, 그것의 U₁ ⁽²⁾는 이전에 형성된 B_exp1의 Q₂만에 대해 직교화될 필요가 있다. U₂ ⁽²⁾, U₃ ⁽²⁾, 및 U₄ ⁽²⁾만이 각각 Q₃, Q₄및 Q₅에 대하여 직교화될 필요가 있다. U₅ ⁽²⁾는 모든 이전의 Qs에 대해 직교화될 필요가 있고 그것의 직교화된 결과는 B_exp1직교화로부터 취득된 Q₅의 이동 버전이다.

직교화가 계속됨에 따라, 초기의 과도 이상으로, 다음과 같이 요약될 수 있는 주기가 나타난다. B_expi의 직교화 결과, i ≥6이 B_exp5직교화 결과의 주기적 확장에 의해 취득될 수 있다.

B_exp5직교화는 다음과 같이 수행된다. 그것의 Q₅는 A₅를 직교화하고 그후 제로 패딩에 의해 취득된다. 그것의 Q₄는 Q₅와 A₄서포트 [sup(Q₅) A₄]를 직교화하고 그후 제로 패딩에 의해 취득된다. sup(Q₅)가 이미 직교적인 세트이므로, A₄만이 sup(Q₅) 및 그 자체에 대해서 직교화될 필요가 있다. 그것의 Q₃는 [sup(Q₅)sup(Q₄)A₃]를 직교화하고 그후 제로 패딩에 의해 취득된다. 그것의 Q₂는 [sup(Q₅)sup(Q₄)sup(Q₃)A₂]를 직교화하고 그후 제로 패딩에 의해 취득된다. 그것의 Q₁은 [sup(Q₅)sup(Q₄)sup(Q₃)sup(Q₂)A₁]를 직교화하고 그후 제로 패딩에 의해 취득된다. 초기의 과도는 제외하고, 전체의 A_exp는 수학식 10에 의해 A_P를 단지 직교화함으로서 효율적으로 직교화될 수 있다.

단지 A_p를 사용함으로써 A_exp의 주기적 부분을 효율적으로 직교화함으로써, 계산 효율이 달성될 수 있다. sup(Q_i)에 대해 더욱 콤팩트한 표기법을 사용하여, A_p의 이러한 직교화는 수학식 11의 정규 직교의 매트릭스 Q_p가 된다.

Q_exp의 주기적 부분은 수학식 12에 따른다.

상부의 삼각 매트릭스 R_exp를 구성하기 위해, 〈A_i〉_j는 A_i의 각각의 칼럼의투영(projection)을 Q_j ^s의 모든 칼럼 상에 나타내는 K ×K 크기의 블록이다. 예를 들어, 〈A₄〉₅의 제1 칼럼은Q₅ ^s의 각각의 K 칼럼 상에 A₄의 제1 칼럼의 투영을 나타낸다. 이와 유사하게, 〈A₄〉₄는 Q₄ ^s의 각각의 K 칼럼 상에 A₄의 제1 칼럼의 투영을 나타낸다. 그러나, A₄의 K 번째 칼럼이 Q₅ ^s의 정규 직교의 벡터와 Q₄ ^s의 제1 K 벡터에 의해 미치는 공간에 속하기 때문에, 이러한 블록은 상부 삼각형일 것이다. 이러한 블록은 또한 Q₄ ^s내의 다음의 벡터에 직교적이고, 상부 삼각형 〈A₄〉₄로 이어진다. i=j 인 임의의 〈A_i〉_j는 상부의 삼각형일 것이다. 다른 블록을 직교화하기 위해, 다음과 같은 결과가 발생된다.

B_exp5의 제1 블록, 즉 U₁ ⁽⁵⁾는 〈A₁〉_j, j = 1 … 5에 의해 제공된 계수와 {Q_j ^S}, j = 1 ···5의 선형 결합에 의해 형성된다. 제2 블록 U₂ ⁽⁵⁾는 〈A₂〉_j, j = 2 ···5에 의해 제공된 계수와 {Q_j ^S}, j = 2 ···5의 선형 결합에 의해 형성된다. 제3 블록 U₃ ⁽⁵⁾는 〈A₂〉_j, j = 3 ···5에 의해 제공된 계수와 {Q_j ^S}, j = 3 ···5의 선형 결합에 의해 형성된다. 제4 블록 U₄ ⁽⁵⁾는 〈A₂〉_j, j = 4, 5에 의해 제공된 계수와 {Q_j ^S}, j = 4, 5의 선형 결합에 의해 형성된다. 제5 블록 U₅ ⁽⁵⁾는 Q₅ ^S×〈A₅〉₅에 의해 형성된다.

따라서, 다음의 B_expi의 확장 계수, i≥6은 상기 내용의 주기적인 확장이다. R_exp엔트리가 A_exp의 직교화 동안에 계산되기 때문에, R_exp를 구성하는데 어떠한 추가적인 계산도 필요하지 않다. 초기의 과도를 무시하고, R_exp의 나머지는 주기적이고, 그것의 2 개의 주기는 수학식 13에 도시되어 있다.

Q_exp및 R_exp를 풀기위한 최소 제곱 접근은 수학식 14에 도시되어 있다.

수학식 14의 양측을의 전치(transpose)에 의해 수학식 14의 양측을 승산하고를 사용하여, 수학식 14는 수학식 15가 된다.

수학식 15는 삼각 시스템을 나타내고 있는데, 이러한 삼각 시스템의 해결책은 또한 수학식 14의 LS 문제를 해결한다.

확장으로 인해, 미지의 수는 L 인자에 의해 증가한다. 미지의 수는 복잡성을 감소시키기 위해 L의 인자에 의해 반복되기 때문에, 반복되는 미지의 수는 시스템을 붕괴시키기 위해 수집될 수 있다. R_exp는 각각 K의 폭과 높이를 갖는 L 계수 블록인 CF₁∼CF_L을 사용하여 붕괴된다. L이 5를 갖는 시스템에 대해, CF₁∼CF₅는 수학식 16 에서와 같이 판정될 수 있다.

계수 블록을 사용하여 R_exp를 붕괴시키는 것을 콜레스키 유사 인자 G^{^}(단계 54)를 생성한다. 수학식 15의 우측 상에서 연속적인 동작을 수행함으로써, 수학식 17에서와 같이 K x Ns의 높이와 폭을 갖는 대역화된 상부 삼각 시스템이 된다.

Tr₁∼Tr₄는 과도 기간 및 ｒ^{^}이다. 후위 대입을 통해 상부의 삼각형을 해결함으로써, 수학식 17을d(단계 56)를 판정하기 위해 풀 수 있다. 그 결과, K 데이터 버스트의 전송 데이터 기호가 판정될 수 있다.

구분적 직교화 및 QR 분해를 이용하여, 대역화된 콜레스키 분해와 비교될 때 최소 제곱 문제를 해결하는데 있어서의 복잡성은 6.5의 인자에 의해 감소된다.

Claims (22)

1. 수신기에서 사용하기 위해 통신 시스템 내에 전송된 복수의 데이터 신호로부터 데이터를 검색하는 방법에 있어서,

   상기 수신기에서 복수의 전송 데이터 신호를 수신하고 상기 전송된 데이터 신호와 관련된 채널 응답을 측정하는 단계와;

   부분적으로 상기 채널 응답을 기초로 하여 시스템 응답을 판정하는 단계와;

   상기 시스템 응답이 구분 직교적이도록 확장하는 단계와;

   부분적으로 상기 확장된 시스템 응답을 기초로 하여 상기 수신된 데이터 신호로부터 데이터를 검색하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 검색 방법.
2. 제1항에 있어서, 각각의 상기 전송 데이터 신호는 관련된 칩 코드를 갖고 상기 시스템 응답은 상기 관련된 칩 코드를 상기 채널 응답으로 컨벌빙함으로써 판정되는 것인 데이터 검색 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 시스템 응답은 시스템 응답 매트릭스이고, 상기 확장 단계 이전에 상기 시스템 응답 매트릭스를 칼럼 블록으로 분할하는 단계를 더 포함하는 것인 데이터 검색 방법.
4. 제3항에 있어서, 상기 확장 단계는 0을 상기 칼럼 블록 내에 패딩함으로써 각각의 블록이 직교화되도록 하는 것인 데이터 검색 방법.
5. 제3항에 있어서, SF는 상기 데이터 신호와 관련된 확산 인자이고, W는 채널 응답과 관련된 칩 길이이고 블록은 L 칼럼을 포함하고, 여기서 L은 [L = (SF + W - 1)/(SF)]인 것인 데이터 검색 방법.
6. 제1항에 있어서, 상기 확장된 시스템 응답을 분해하는 QR 분해 단계를 더 포함하는 것인 데이터 검색 방법.
7. 제6항에 있어서, 상기 QR 분해 단계는 Gramm Schmitt 직교화에 의한 것인 데이터 검색 방법.
8. 제3항에 있어서, 상기 확장 단계 이전에 칼럼 블록의 요소를 보조 블록으로 교체하는 단계를 더 포함하는 것인 데이터 검색 방법.
9. 제8항에 있어서, 상기 보조 블록은 칼럼 블록과 동일한 폭을 갖고 기호 응답의 길이와 관련된 높이와 상기 기호 응답의 지원을 갖는 것인 데이터 검색 방법.
10. 제8항에 있어서, 상기 시스템 응답 매트릭스를 분해하는 QR 분해 단계를 더포함하고, Q 매트릭스의 주기적인 부분의 분해는 상기 보조 블록의 직교화에 의한 것인 데이터 검색 방법.
11. 제10항에 있어서, 부분적으로 상기 Q 매트릭스와 관련된 직교화된 보조 블록을 기초로 하여 R 매트릭스의 주기적인 부분을 직교화하는 단계를 더 포함하는 것인 데이터 검색 방법.
12. 제6항에 있어서, 상기 QR 분해 단계로 초기의 과도와 주기적인 부분을 각각 갖는 Q 매트릭스 및 R 매트릭스가 되는 것인 데이터 검색 방법.
13. 제12항에 있어서, R 매트릭스 내의 요소를 계수 블록으로 교체함으로써 R 매트릭스를 붕괴시키는 단계를 더 포함하는 것인 데이터 검색 방법.
14. 제13항에 있어서, 계수 블록을 갖는 상기 R 매트릭스는 콜레스키 유사 인자인 것인 데이터 검색 방법.
15. 복수의 데이터 신호를 수신하는 수신기에서 사용하기 위한 결합 검출 장치에 있어서,

    부분적으로 측정된 채널 응답을 기초로 하여 시스템 응답을 판정하는 수단과;

    상기 시스템 응답을 구분 직교적으로 확장하는 수단과;

    부분적으로 상기 확장된 시스템 응답을 기초로 하여 상기 수신된 데이터 신호로부터 데이터를 검색하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 결합 검출 장치.
16. 통신 시스템 내의 복수의 전송 데이터 신호를 수신하는 수신기에 있어서,

    상기 전송 데이터 신호를 수신하는 안테나와;

    각각의 수신된 데이터 신호에 대해 채널 응답을 판정하기 위한 채널 측정 장치와;

    부분적으로 상기 채널 신호를 기초로 하여 시스템 응답을 판정하기 위해 상기 채널 응답과 상기 수신 데이터 신호를 수신하도록 구성된 입력을 갖고, 상기 시스템 응답을 구분 직교적으로 확장하고, 부분적으로 상기 확장된 시스템 응답을 기초로 하여 상기 수신된 데이터 신호로부터 데이터를 검색하는 결합 검출 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
17. 코드 분할 다중 접속 통신 시스템을 사용하는 시분할 이중화에 사용하기 위한 제16항의 수신기.
18. 제17항에 있어서, 각각의 상기 전송 데이터 신호는 관련된 코드를 갖고 공유 주파수 스펙트럼 내에 전송되고 상기 시스템 응답은 상기 관련된 칩 코드를 상기 채널 응답으로 컨벌빙함으로써 판정되는 것인 수신기.
19. 제17항에 있어서, 상기 채널 측정 장치는 상기 데이터 신호와 관련된 수신 트레이닝 시퀀스를 사용하여 채널 응답을 측정하는 것인 수신기.
20. 제16항에 있어서, 상기 시스템 응답은 시스템 응답 매트릭스이고, 확장 이전에 상기 시스템 응답 매트릭스를 칼럼의 블록으로 분할하는 것을 더 포함하는 것인 수신기.
21. 제20항에 있어서, 상기 확장은 각각의 칼럼 블록이 직교적이도록 0을 상기 칼럼 블록 내에 패딩함으로써 확장되는 것인 수신기.
22. 제20항에 있어서, SF는 상기 데이터 신호와 관련된 확산 인자이고, W는 상기 채널 응답과 관련된 칩 길이이고 상기 블록은 L 칼럼을 포함하고, 여기서 L은 [L = (SF + W - 1)/(SF)]인 것인 수신기.