DE602005003780T2

DE602005003780T2 - Maximum-Wahrscheinlichkeits-Entzerrung mit Interpolation für Reduktion der Komplexität

Info

Publication number: DE602005003780T2
Application number: DE200560003780
Authority: DE
Inventors: Richard Sony Deutsch Stirling-Gallacher; Davide Sony Deutsch Mandato
Original assignee: Sony Deutschland GmbH
Current assignee: Sony Deutschland GmbH
Priority date: 2005-03-17
Filing date: 2005-03-17
Publication date: 2008-12-24
Anticipated expiration: 2025-03-18
Also published as: DE602005003780D1; EP1703686B1; EP1703686A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Entzerrungsaufbau und ein Entzerrungsverfahren für eine Empfangsvorrichtung eines drahtlosen Kommunikationssystems, bei dem Sendeinformationen gemäß einem Modulationsschema auf Trägersignale eines Mehrträgersystems moduliert werden, wobei alle möglichen Datensymbole als Konstellationspunkte in der Signalkonstellation des Modulationsschemas dargestellt sind und wobei der Entzerrungsaufbau eine Maximalwahrscheinlichkeitserfassung durchführt, um einen Konstellationspunkt mit einem minimalen euklidischen Abstand zu einem empfangenen Signalvektor als einen am wahrscheinlichsten empfangenen Signalvektor zu bestimmen.
Entzerrungsaufbauten mit einer Maximalwahrscheinlichkeitserfassung (engl.: Maximum Likelihood Detection; MLD) werden typischerweise (jedoch nicht ausschließlich) in Kommunikationssystemen, in denen zwei oder mehrere unabhängige Symbole von einem oder mehreren Sendern innerhalb des gleichen Zeitschlitzes und des gleichen Frequenzbands parallel gesendet werden, verwendet. Bei solchen Fällen stören sich die Symbole gegenseitig. Obwohl eine solche Störung bei Kommunikationssystemen allgemein nicht wünschenswert ist, wird dieselbe in manchen Systemen verwendet, um die Datenrate, die spektrale Effizienz und/oder den Systemdurchsatz zu erhöhen. Beispiele von solchen Systemen sind sogenannte Mehreingangs-/Mehrausgangs-(engl.: Multiple-Input, Multiple-Output; MIMO)Systeme, Codevielfachzugriffs-(engl.: Code Division Multiple Access; CDMA)Systeme und orthogonale Frequenzmultiplex-Codevielfachzugriffs-(engl.: Orthogonal Frequency Division Multiplexing-Code Division Multiple Access; OFDM-CDMA)Systeme.
Ein MIMO-System hat allgemein n_T Sendeantennen (wobei jede ein anderes Datensymbol sendet) und n_R Empfangsantennen. Ein solches System hat eine maximal erreichbare Datenrate, die n_T-fach größer ist als bei einem äquivalenten Nicht-MIMO-System. Bei einem MIMO-System beispielsweise, das zwei Sendeantennen (n_T = 2) und zwei Empfangsantennen (n_R = 2) hat, ist die maximal erreichbare Datenrate 2 mal höher als bei einem Nicht-MIMO-System. 1 zeigt das schematische Blockdiagramm eines solchen MIMO-Systems zum parallelen Senden von zwei unabhängigen Symbolen.
Das in 1 gezeigte beispielhafte MIMO-System weist einen Empfänger 1 und einen Sender 20 für eine drahtlose Kommunikation auf der Basis eines orthogonalen Frequenzmultiplexens (OFDM) auf. Der Empfänger 1 weist einen Hochfrequenz-(HF)Teil 2 und einen Basisbandteil 3 auf. Der Hochfrequenzteil 2 hat zwei Antennen 4 und 5, die jeweils mit einer Einheit 6 bzw. 7 eines rauscharmen Verstärkers und einer Abwärtswandlung verbunden ist. Es sei bemerkt, dass der Empfänger 1 z. B. ein Teil einer reinen Empfangsvorrichtung oder ein Teil einer Empfangs- und Sendevorrichtung sein kann. Bei dem letzteren Fall sind die Antennen 4 und 5 sowohl Empfangs- als auch Sendeantennen. Die abwärts gewandelten Signale von den Einheiten 6 und 7 werden jeweils weitergeleitet und werden durch eine Einheit 8 bzw. 9 für eine schnelle Fourier-Transformation (engl.: Fast Fourier Transformation; FFT) verarbeitet. Die transformierten Signale von den Fourier-Transformationseinheiten 8 und 9 werden zu einem Entzerrungsaufbau 10 und einem Kanalschätzer 11 weitergeleitet. Der Kanalschätzer 11 führt basierend auf dem Empfangssignal (dem Burst), das Trainingssequenzen (einen Präambelabschnitt) umfasst, die Kanalschätzung durch, bei der der Kanalschätzer 10 die Trainingssequenz verwendet, um die Kanalschätzung abzuleiten. Signale von dem Kanalschätzer 11 werden dem Entzerrungsaufbau 10 zugeführt. Der Entzerrungsaufbau 10 führt eine Maximalwahrscheinlichkeitserfassung durch, um einen Konstellationspunkt der Signalkonstellation des Modulationsschemas mit einem minimalen euklidischen Abstand zu einem empfangenen Signalvektor als einen wahrscheinlichsten empfangenen Signalvektor zu bestimmen. Das spezifische Verarbeiten ist im Folgenden weiter erklärt. Nach dem Entzerrungsverarbeiten werden die Signale jeweils in einem Demodulator/Kanaldecodierer 12 bzw. 13 weiterverarbeitet. Die Ausgangssignale von den Demodulatoren/Kanaldecodierern 12 bzw. 13 werden zu einer Parallel-/Seriell-Verarbeitungseinheit 14, die den empfangenen Datenbitstrom ausgibt, weitergeleitet.
Der in 1 schematisch gezeigte beispielhafte OFDM-Sender 20 weist einen Hochfrequenzteil 21 und einen Basisbandteil 22 auf. In dem Basisbandteil 22 werden Sendedaten durch einen Serien-/Parallelwandler 23 in zwei parallele Datenbitströme aufgeteilt. Die zwei parallelen Datenbitströme, die aus dem Wandler 23 ausgegeben werden, werden jeweils einem Kanalcodierer/Modulator 24 bzw. 25 zugeführt. Die codierten und modulierten Signale werden einer Einheit 26 bzw. 27 für eine inverse schnelle Fourier-Transformation (engl.: Inverse Fast Fourier Tranformation; IFFT), die die Transformiertensignale einer jeweiligen Digital-/Analog-Wandler-(engl.: Digital/Analog-Converter; DAC) und Filtereinheit 28 bzw. 29 zuführt, zugeführt. Die gefilterten Analogsignale werden dann zu einer jeweiligen Aufwärtswandlungs/Leistungsverstärkungs-Einheit 30 bzw. 31 weitergeleitet, die die verstärkten Signale über eine jeweilige Sendeantenne 32 bzw. 33 sendet. Es sei bemerkt, dass der Sender 20 ein Teil einer Sende- und Empfangsvorrichtung sein kann und die Antennen 32 und 33 sowohl Empfangs- als auch Sendeantennen sein können.
Wie durch die punktierte Linie in 1 gezeigt ist, stören die parallel gesendeten Signale einander. Für allgemeine MIMO-Systeme ist der empfangene Signalspaltenvektor für jedes Symbol durch x mit n_R Zeilen angegeben, wobei jede Zeile des Vektors das empfangene Signal für jede der Empfangsantennen darstellt. Das empfangene Signal x ist durch x = Hs + n (1)angegeben, wobei s der Spaltenvektor (n_T × 1) des gesendeten Signals ist, H die Kanalmatrix (n_R × n_T) ist, die die Kanalantwort von jeder der Sendeantennen zu den Empfangsantennen darstellt, und n der Rauschvektor (n_R × 1) ist.
Für den Fall von OFDM-Systemen (von denen ein Beispiel in 1 gezeigt ist) bezeichnen wir die Zahl von Unter-Trägern mit M. Wir nehmen auf das empfangene Basisbandsignal bei einem Unter-Träger m (m = 1, ..., M) als der empfangene Spaltenvektor x_m(n_R × 1) Bezug. Jedes Zeilenelement des Vektors ist das Signal aus dem FFT-Ausgangssignal, das dem m-ten Unter-Träger für jedes Empfängerausgangssignal an dem Empfänger entspricht. Der Empfängervektor x_m kann daher als x = Hmsm + nm (2)ausgedrückt sein, wobei s_m ein gesendeter Signalvektor (n_T × 1) ist, H_m die Kanalmatrix (n_R × n_T) ist, und n_m der Rauschvektor (n_R × 1) ist. Jedes Zeilenelement des gesendeten Signalvektors s_m entspricht dem Eingangssignal der IFFT, das dem orten Unter-Träger für jeden Sender entspricht. Die Elemente der Kanalmatrix H_m entsprechen den unterschiedlichen Kanalantworten von den Elementen des gesendeten Vektors zu den Elementen des empfangenen Vektors. Dieselbe ist daher die Kombination aus der IFFT, dem Mehrwegkanal und der FFT. Dieselbe berücksichtigt die kombinierte Wirkung der IFFT, des Mehrwegkanals und der FFT. Es ist gut bekannt, dass eine solche Kombination für OFDM-Systeme zu einer Kanalmatrix H_m führt, deren Elemente h_m,ij(i = 1..n_R,j = 1..n_T) einzelne komplexe Werte sind. Für das in 1 gezeigte Beispiel mit zwei Sendeantennen 32, 33 und zwei Empfangsantennen 4, 5 kann das empfangene Signal für einen Träger m als
geschrieben sein.
Für jeden Unter-Träger m durchsucht der normale Maximalwahrscheinlichkeitserfasser des Stands der Technik, den ganzen Satz von möglichen Sendesignalen s_m ∊ A (wobei A der Satz von allen möglichen Sendevektoren ist), um sich für den Sendesignalvektor s ^_m zu entscheiden, der den minimalen euklidischen Abstand zu dem Empfangsvektor x_m hat, s ^m = arg min||xm – Hmsm||2 (4)s_m ∊ A
Die Größe des möglichen Sendesignalsatzes A, der alle möglichen gesendeten Signalvektoren enthält, hängt von der Zahl von möglichen gesendeten Symbolen von jeder Antenne (die von der Modulationskonstellationsgröße abhängt) und der Zahl von Sendeantennen n_T ab. Die Zahl von möglichen gesendeten Signalvektoren ist durch NSV = Zahl von möglichen gesendeten Signalvektoren = (Modulationskonstellationsgröße)nT (5)angegeben.
Für Modulationsschemas auf einem höheren Niveau mit mehr als zwei Antennen kann die Satzgröße daher äußerst groß sein, und die Zahl von Vergleichen, die für jeden Unter-Träger in einer Gleichung (4) durchgeführt werden müssen, ist durch Zahl von Vergleichen = NSV – 1 = (Modulationskonstellationsgröße)nT – 1 (6)angegeben.
Zusammenfassend zeigt eine Tabelle 1 die Zahl von Vergleichen, die in der Gleichung (4) für die gewöhnlich verwendeten Modulationsschemas BPSK, QPSK, 16QAM und 64 QAM für jeden Unter-Träger durchgeführt werden müssen.

Modulation-Schema Antennen (n_T, n_R)

2,2 3,3 4,4

BPSK 3 7 15

QPSK 15 63 255

16QAM 255 4095 65535

64QAM 4095 262143 1,7 × 10⁷

Tabelle 1: Zahl von Vergleichen für jeden Unter-Träger für den MLD-Algorithmus
Bevor die Vergleiche für jeden Unter-Träger in der Gleichung (4) durchgeführt werden können, müssen die Vektorprodukte H_ms_m für jedes der möglichen gesendeten Signale s_m(s_m ∊ A) gebildet werden,
Da H_m eine Matrix (n_R × n_T) (die komplexe Werte enthält) ist und s_m ein Vektor (n_T × 1) ist, der komplexe Werte enthält, ist die Gesamtzahl von rellen Multiplikationen und reellen Additionen, um H_ms_m für alle gesendeten Signalvektoren zu bilden, wie folgt angegeben: Gesamte reelle Multiplikationen = 4 × nR × nT × (Modulationskonstellationsgröße)nT (8) nR × ((3 × nT) – 1) × (Modulationskonstellationsgröße)nt Gesamte reelle Additionen = nR × ((4 × nT) – 2) × (Modulationskonstellationsgröße)nT (9)
Zusammenfassend gibt es daher zwei Teile mit hoher Komplexität des MLD-Algorithmus (wie durch die Gleichung (4) beschrieben ist), die für jeden empfangenen Unter-Träger eines Mehrträgersystems durchgeführt werden müssen. Diese sind wie folgt zusammengefasst:

Teil eins: Die große Zahl von Multiplikationen und Additionen der Gleichung (7) (siehe Gleichungen (8) und (9), die notwendig sind, um die Produkte H_ms_m zu erzeugen).
Teil zwei: Die große Zahl von Vergleichen, die erforderlich sind (siehe Gleichung (6)).

Wie aus dem Vorhergehenden zu sehen ist, ist die Komplexität der Maximalwahrscheinlichkeitserfassungs-Schemas des Stands der Technik, die in Entzerrungsaufbauten für Empfangsvorrichtungen in drahtlosen Kommunikationssystemen verwendet werden, sehr hoch. Der Stand der Technik schlägt daher mehrere Weisen eines Reduzierens der Komplexität für ein Maximalwahrscheinlichkeitserfassungsverarbeiten für Mehreingangs/Mehrausgangssysteme vor:
Xiaodong, Li, H. C. Huang, A. Lozano, G. J. Foschini, „Reduced Complexity Detection Algorithms for Systems Using Multi-Element Arrays", Global Telecommunications Conference (Globecom 2000), San Francisco, USA, 27. Nov.–1. Dez., S. 1072–1076. Diese Abhandlung schlägt zwei Typen von Algorithmen vor. Der erste Algorithmus verwendet eine adaptive Gruppenerfassung (engl.: Adaptive Group Detection; AGD), die die möglichen gesendeten Signale von den unterschiedlichen Senderantennen in Gruppen platziert. Die Störung zwischen den Gruppen wird dann unter Verwendung einer Störungsaufhebung (engl.: Interference Cancellation; IC) oder Projektionsverfahren unterdrückt. Eine MLD-Erfassung wird dann innerhalb von jeder Gruppe durchgeführt. Da eine MLD lediglich an einem Teilsatz der gesamten Senderantennen durchgeführt wird, ist die Komplexität reduziert. Der zweite Algorithmus, der reduzierte Mehrschrittkonstellationserfassung (engl.: Multi-step Reduced Constellation Detection) genannt wird, führt das Verarbeiten in einer Zahl von Schritten durch. Der erste Schritt verwendet Null-Erzwingen-(engl.: Zero Forcing; ZF)Verfahren (alternativ kann ein MMSE- oder ein angepasstes Filtern verwendet werden) und liefert für den zweiten Schritt eine grobe Schätzung der gesendeten Konstellationspunkte von den unterschiedlichen Senderantennen. Der zweite Schritt verwendet dann eine MLD bei Nachbarn der groben Schätzung, die aus der Null-Erzwingen-Stufe erhalten wurde. Da eine MLD an der zweiten Stufe lediglich unter Verwendung der nächsten Nachbarn der groben Schätzung als Kandidaten durchgeführt wird, ist eine Komplexität reduziert.
G. Awater, A. van Zelst, Richard van Nee, „Reduced Complexity Space Division Multiplexing Receivers", IEEE Vehicular Technology Conference (Spring VTC' 2000), Tokyo, Japan, 15.–18. Mai 2000, Band 1, S. 11–15. Diese Abhandlung beschreibt drei unterschiedliche Algorithmen zum Reduzieren der Komplexität einer Maximalwahrscheinlichkeitserfassung (MLD). Der erste Algorithmus verwendet einen 2-D-Baum-Lösungsansatz, um die mathematischen Metriken (aus der MLD-Gleichung) für die unterschiedlichen möglichen gesendeten Sequenzen darzustellen. Anschließende niedrigere Äste des Baums umfassen die Signale von einer sich erhöhenden Zahl von Sendeantennen. Maximalwahrscheinlichkeitssequenzschätzungs(engl.: Maximum Likelihood Sequence Estimation; MLSE)Verfahren, wie ein Fano'scher Algorithmus, ein Stapeldecodieren oder ein Halten eines „k-besten" Weges werden dann verwendet, um über die beste gesendete Sequenz zu entscheiden. Der zweite Algorithmus betrachtet die unterschiedlichen Metriken in einem N-dimensionalen Raum und verwendet einen Überlebenden-Algorithmus (engl.: survivor algorithm), um die beste gesendete Sequenz auszuwählen. Der dritte Algorithmus verwendet eine QR-Zerlegung, um den N-dimensionalen Raum zu reduzieren, und verwendet dann einen Überlebenden-Algorithmus.
J. Li, K. B. Letaief, et al, „Multi-stage Low Complexity Maximum Likelihood Detection for OFDM/SDMA Wireless LANs", IEEE International Conference an Communications (ICC#2001), Helsinki, Finnland, 11.–14. Feb. 2001, Band 4, S. 1152–1156. Der Algorithmus, der in dieser Abhandlung beschrieben ist, ist ein 2-Stufen-Algorithmus. Die erste Stufe des Algorithmus verwendet ein herkömmliches Erfassungsverfahren, wie einen minimalen mittleren quadratischen Fehler (engl.: Minimum Mean Square Error; MMSE) oder eine Störungsaufhebung. Von dieser Stufe werden „empfindliche Bits" (wobei „empfindliche Bits" Bits sind, die wahrscheinlich fehlerhaft sind) identifiziert und zu der zweiten Stufe durchgelassen. Die zweite Stufe des Algorithmus verwendet eine Maximalwahrscheinlichkeitserfassung (engl.: Maximum Likelihood Detection; MLD). Da eine MLD für diesen Algorithmus lediglich mit den empfindlichen Bits (die ein Teilsatz der gesamten Bits sind) in Betrieb ist, ist eine Komplexität reduziert.
Jacky Ho-Yin Fan et al, „A Sub Optimum MLD Detection scheme for Wireless MIMO Systems", IEEE International Symposium an Advances in Wireless Communications (ISWC) 2002, Victoria, Kanada. Der Algorithmus, der in dieser Abhandlung erörtert ist, ist dem Algorithmus, der in (3) erörtert ist, ähnlich. Der Algorithmus besteht aus zwei Stufen. Die erste Stufe führt ein herkömmliches Erfassungsschema, wie ein Null- Erzwingen (engl.: Zero Forcing; ZF) oder einen V-BLAST durch. Wenn die Fehlerwahrscheinlichkeit der Symbole (oder der Vektoren von Symbolen) aus der ersten Stufe über einer bestimmten Schwelle ist, werden dieselben dann zu der Abschnittsstufe, in der eine MLD durchgeführt wird, durchgelassen. Da lediglich ein Teilsatz der Symbole zu der zweiten Stufe durchgelassen wird, ist die Komplexität reduziert.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Entzerrungsaufbau und ein Entzerrungsverfahren für eine Empfangsvorrichtung eines drahtlosen Kommunikationssystems, bei dem Sendeinformationen gemäß einem Modulationsschema auf Trägersignale eines Mehrträgersystems moduliert werden, zu schaffen, wobei alle möglichen Datensymbole als Konstellationspunkte in der Signalkonstellation des Modulationsschemas dargestellt sind und wobei der Entzerrungsaufbau eine Maximalwahrscheinlichkeitserfassung durchführt, um einen Konstellationspunkt mit einem minimalen euklidischen Abstand zu einem empfangenen Signalerfasser als einen am wahrscheinlichsten empfangenen Signalvektor zu bestimmen, was die Komplexität der Maximalwahrscheinlichkeitserfassung weiter reduziert.
Die vorhergehende Aufgabe wird durch einen Entzerrungsaufbau nach Anspruch 1 und ein Entzerrungsverfahren nach Anspruch 10 gelöst.
Der Entzerrungsaufbau gemäß der vorliegenden Erfindung weist eine Auswahleinrichtung zum Auswählen von Unter-Trägern, für die das Produkt einer Kanalmatrix und eines Symbolvektors vollständig zu berechnen ist, aus allen Unter-Trägern, eine Berechnungseinrichtung zum Berechnen der Produkte einer Kanalmatrix und eines Symbolvektors für die ausgewählten Unter-Träger, und eine Interpolationseinrichtung zum Interpolieren der Produkte der Kanalmatrix und des Symbolvektors basierend auf den Produkten, die durch die Berechnungseinrichtung berechnet werden, für die restlichen Unter-Träger auf.
Das Entzerrungsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung weist die Schritte eines Auswählen von Unter-Trägern, für die das Produkt einer Kanalmatrix und eines Symbolvektors vollständig zu berechnen ist, aus allen Unter-Trägern, eines Berechnen der Produkte der Kanalmatrix und des Symbolvektors für die ausgewählten Unter-Träger, und eines Interpolieren der Produkte der Kanalmatrix und des Symbolvektors basierend auf Produkten, die bei dem Schritt des Berechnen berechnet werden, für die restlichen Unter-Träger.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich ferner auf ein Computerprogrammprodukt, das direkt in den inneren Speicher einer Empfangsvorrichtung zum Empfangen von Informationen in einem drahtlosen Kommunikationssystem ladbar ist und das Softwarecodeabschnitte zum Durchführen der Verfahrensschritte des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung, wenn das Produkt in der Empfangsvorrichtung laufen gelassen wird, aufweist.
Der Entzerrungsaufbau und das Entzerrungsverfahren der vorliegenden Erfindung haben den Vorteil eines Reduzierens der Komplexität der Maximalwahrscheinlichkeitserfassung. Ein Reduzieren der Komplexität bedeutet hiermit z. B. ein Reduzieren der Zahl von Multiplikationen und Additionen, die notwendig sind, um die Produkte H_ms_m durchzuführen. Es gibt daher ein neues Erfassungsschema, das eine Maximalwahrscheinlichkeitserfassung (MLD) verwendet. Dasselbe kann für Empfänger in Mehrträger-Kommunikationssystemen verwendet werden, wenn die empfangenen Signale einer Mehrzugriffsstörung unterworfen sind. Eine solche Mehrzugriffsstörung wird durch Kommunikationssysteme erfahren, wenn die unterschiedlichen physischen Kanäle (im Folgenden die Kanäle) oder die unterschiedlichen Benutzer die gleichen Frequenz- und Zeitschlitzzuteilungen belegen.
Für typische Innenraumkanäle, die eine relativ niedrige Laufzeitstreuung haben, kann die Auswahlprozedur vorteilhafterweise durch Auswählen von lediglich jedem L-ten Unter-Träger, wobei die Zahl von Unter-Trägern Mist und L = 2, 3, 4, ... M-1 oder M, vereinfacht werden.
Andererseits kann die Auswahl von Unter-Trägern, für die das Produkt der Kanalmatrix und des Symbolvektors H_ms_m vollständig zu berechnen ist, auf der bestimmten Beziehung zwischen dem Frequenzabstand von benachbarten Unter-Trägern und der erfassten Kohärenzbandbreite des Funkkanals zwischen dem Sender und der Empfangsvorrichtung basieren, wobei bei dem Schritt des Auswählen Unter- Träger der benachbarten Unter-Träger, deren Frequenzabstand niedriger als die Kohärenzbandbreite ist, weggelassen werden.
Bei dem Entzerrungsaufbau gemäß der vorliegenden Erfindung interpoliert die Interpolationseinrichtung ferner vorteilhafterweise basierend auf mehreren Produkten (mindestens zwei), die durch die Berechnungseinrichtung vollständig berechnet werden, ein Produkt H_ms_m, wobei die Produkte abhängig von der Frequenztrennung derselben von dem Unter-Träger, für den das Produkt H_ms_m zu interpolieren ist, bei der Interpolation unterschiedlich gewichtet werden.
Für eine weitere Reduzierung der Komplexität der Maximalwahrscheinlichkeitserfassung weist der Entzerrungsaufbau gemäß der vorliegenden Erfindung eine Teilungseinrichtung zum Teilen der Konstellationspunkte in zwei oder mehr Gruppen von Konstellationspunkten, eine Zuteilungseinrichtung zum Zuteilen eines darstellenden Signalvektors zu jeder der gebildeten Gruppen, eine erste Erfassungseinrichtung zum Durchführen einer Maximalwahrscheinlichkeitserfassung, um einen oder mehrere der darstellenden Signalvektoren mit einem minimalen euklidischen Abstand zu dem Empfangssignalvektor zu bestimmen, und eine zweite Erfassungseinrichtung zum Durchführen einer Maximalwahrscheinlichkeitserfassung, um zu bestimmen, welcher der Konstellationspunkte in der(den) Gruppe(n) des einen oder der mehreren bestimmten darstellenden Signalvektoren den minimalen euklidischen Abstand zu dem Empfangssignalvektor hat, auf. Auf diese Weise kann die große Zahl von Vergleichen reduziert werden.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich ferner auf eine Empfangsvorrichtung zum Empfangen von Signalen in einem drahtlosen Kommunikationssystem, die zwei oder mehr Antennen zum Empfangen von Signalen aufweist, mit einem Entzerrungsaufbau gemäß der vorliegenden Erfindung zum Verarbeiten der Signale, die durch die Antennen empfangen werden. Mit anderen Worten, der Entzerrungsaufbau gemäß der vorliegenden Erfindung ist vorteilhafterweise in einer Empfangsvorrichtung eines MIMO-Systems implementiert.
In der folgenden Beschreibung ist die vorliegende Erfindung in Bezug auf die beigefügten Zeichnungen weiter erklärt, in denen
1 ein schematisches Blockdiagramm eines typischen MIMO-Kommunikationssystems zeigt,
2 den Rahmenaufbau von Signalen, die bei dem in 1 gezeigten beispielhaften MIMO-Kommunikationssystem gesendet werden, schematisch zeigt,
3 ein Blockdiagramm eines Entzerrungsaufbaus gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch zeigt,
4 ein Blockdiagramm eines Entzerrungsaufbaus gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch zeigt,
5 ein Blockdiagramm eines Entzerrungsaufbaus gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch zeigt,
6 ein Beispiel eines 16QAM-Konstellationsschemas zeigt,
7 ein Beispiel für eine Konstellationsteilung für ein 16QAM-Konstellationsschema zeigt,
8 ein Beispiel für eine Konstellationsaufteilung für ein 16QAM-Modulationsschema mit 9 Bereichen, die sich überlappen, zeigt, und
9 ein Konstellationsschema mit einer ausgewählten Konstellationspunktgruppe, die weiter zu verarbeiten ist, zeigt.
2 zeigt schematisch ein Beispiel eines Rahmenaufbaus für Signale, die in dem in 1 gezeigten beispielhaften MIMO-Kommunikationssystem gesendet werden. Für MLD-Implementierungen in Kommunikationssystemen wird allgemein eine Präambel für die Kanalschätzung gesendet, auf die Daten folgen, wie in 2 gezeigt ist. Sobald die Kanalmatrix H_m (über eine Kanalschätzung während der Präambelperiode) bekannt ist, kann der vollständige Satz eines Vektorprodukts H_ms_m gebildet werden. Dies bedeutet, dass während der Datenphase lediglich die Vergleiche zu berechnen sind. Mit der vorliegenden Erfindung kann die große Zahl von Multiplikationen und Additionen einer Gleichung, die notwendig sind, um die Produkte H_ms_m ZU erzeugen/bilden, reduziert werden.
Für ein typisches Mehrträgersystem erleiden Frequenzkomponenten, die nahe zueinander liegen, Variationen der Signalstärke, die stark korreliert sind. Die Korrelation (oder die Kohärenz) wird als ein Maß dieses Phänomens verwendet. Bei dem Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Komplexität für eine MLD bei einem Mehrträgersystem durch Verwenden der Korrelation des Schwindens von benachbarten Unter-Trägern reduziert. Für ein typisches Mehrträgersystem gibt es eine statistische Korrelation zwischen den Kanalantworten von benachbarten Unter-Trägern. Die genaue Korrelation hängt von der Beziehung zwischen dem Frequenzabstand der Unter-Träger und der Kohärenzbandbreite Δf_c des Funkkanals zwischen dem Sender und dem Empfänger ab. Die Kohärenzbandbreite Δf_c ist ein statistisches Maß des Bereichs von Frequenzen, über die der Funkkanal alle spektralen Komponenten mit einer annähernd gleichen Verstärkung und linearen Phase durchlässt.
Es gibt verschiedene Maße einer Kohärenzbandbreite, ein Maß einer Kohärenzbandbreite ∆f_c ist durch J. G. Proakis, „Digital Communications" McGraw Hill International angegeben;
wobei T_m die maximale Laufzeit des Mehrwegkanals zwischen dem Sender und dem Empfänger ist. Ein alternatives Maß, das eine Funktion des quadratischen Mittelwerts der Mehrweglaufzeitstreuung ist, kann in W. C. Jakes, „Microwave Mobile Communications", IEEE Press 1994 gefunden werden. Alle Maße der Kohärenzbandbreite sind umgekehrt proportional zu der Kanallaufzeitstreuung.
Wenn der Frequenzabstand von benachbarten Unter-Trägern niedriger als die Kohärenzbandbreite Δf_c des Funkkanals ist, gibt es eine sehr hohe Korrelation zwischen den Kanalantworten von benachbarten Unter-Trägern. Für einen gegebenen Zeitpunkt ist daher die Kanalantwort von einer Senderantenne j zu einer Empfängerantenne i auf einem Träger m, die als h_m,ij, bezeichnet ist, höchst korreliert mit den Nachbarn derselben h_(m+1),ij und h_(m-1),ij. In solchen Situationen, bei denen es eine hohe Korrelation zwischen den Kanalantworten von benachbarten Unter-Trägern gibt, kann die Komplexität zum Berechnen der Produkte H_ms_m reduziert werden.
Ein Entzerrungsaufbau gemäß der vorliegenden Erfindung ist in 3 schematisch gezeigt. Den Entzerrungsaufbau 10 kann hiermit ein Empfänger 1 in sich aufweisen, wie in 1 gezeigt ist. In diesem Fall ist der Entzerrungsaufbau 10 angepasst, um an zwei parallel ankommenden Signalströmen von den schnellen Fourier-Transformatoren 8 bzw. 9 eine Maximalwahrscheinlichkeitserfassung durchzuführen. Es sei jedoch bemerkt, dass der Entzerrungsaufbau 10 und das entsprechende Entzerrungsverfahren der vorliegenden Erfindung nicht auf das Verarbeiten von zwei parallel empfangenen Signalströmen beschränkt sind, sondern für das Verarbeiten einer anderen Zahl von parallel empfangenen Datenströmen verwendet sein können. Obwohl der Entzerrungsaufbau 10 und das Entzerrungsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung für eine Verwendung in MIMO-Kommunikationssystemen mit einer Mehrzahl von Sende- und Empfangsantennen besonders vorteilhaft sind, sei bemerkt, dass die vorliegende Erfindung ferner auf Empfangsaufbauten mit lediglich einer einzelnen Empfangsantenne vorteilhaft angewendet sein kann. Die vorliegende Erfindung kann ferner auf Empfangsvorrichtungen jeder Art eines drahtlosen Mehrträger-Kommunikationssystems, bei dem es eine Co-Kanalstörung gibt, angewendet sein. Die Empfangsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung kann ferner eine Art einer elektronischen Ausrüstung, die angepasst ist, um drahtlose Signale in einem drahtlosen Kommunikationssystem zu empfangen, wie ein Funkrufempfänger (engl.: pager), ein persönlicher digitaler Assistent (engl. personal digital assistant), eine elektronische Ausrüstung für eine drahtlose Telekommunikation, wie ein tragbares Telefon, und so weiter sein.
Wie in 3 gezeigt ist, weist der Entzerrungsaufbau 10 eine Auswahleinrichtung 30 zum Auswählen von Unter-Trägern, für die das Produkt H_ms_m vollständig zu berechnen ist, aus allen Unter-Trägern, eine Berechnungseinrichtung 31 zum Berechnen der Produkte H_ms_m für jeden ausgewählten Unter-Träger und eine Interpolationseinrichtung 32 zum Interpolieren der berechneten Produkte H_ms_m für die verbleibenden Unter-Träger auf. Der Entzerrungsaufbau 10 weist ferner eine Einrichtung 33 zum Durchführen der Zahl von Vergleichen, die in der Gleichung (4) für jeden Unter-Träger durchgeführt werden müssen, um sich für den Sendesignalvektor s ^_m, der den minimalen euklidischen Abstand zu dem Empfangsvektor x_m hat, zu entscheiden, auf. Es sei bemerkt, dass die Auswahleinrichtung 30, die Berechnungseinrichtung 31, die Interpolationseinrichtung 32 und die Erfassungseinrichtung 33 in jeder Art eines geeigneten Hardware- und/oder Softwareaufbaus implementiert sein können. Die Auswahleinrichtung 30, die Berechnungseinrichtung 31, die Interpolationseinrichtung 32 und die Erfassungseinrichtung 33 könnten beispielsweise als ein Computerprogrammprodukt, das direkt in einen inneren Speicher einer Empfangsvorrichtung 1 ladbar ist, implementiert sein, wodurch das Computerprogrammprodukt Software-Abschnitte zum Durchführen der Verfahrensschritte aufweist, wie im Folgenden beschrieben ist.
In der folgenden Beschreibung sind die Verfahrensschritte, die in der Auswahleinrichtung 30, der Berechnungseinrichtung 31, der Interpolationseinrichtung 32 und der Erfassungseinrichtung 33 durchgeführt werden, detaillierter erklärt.
Für eine typische Innenraumkommunikation, bei der die Innenraumkanäle eine relativ niedrige Laufzeitstreuung haben, ist die Kohärenzbandbreite sehr groß (typischerweise mehrere Megahertz). Für ein typisches OFDM-System-Kommunikationssystem (mit einem Unter-Trägerabstand von mehreren Hundert Kilohertz) gibt es anschließend eine hohe Korrelation zwischen den Kanalantworten von benachbarten Unter-Trägern, wenn dieselben in Innenraumkanälen verwendet werden. Bei solchen Situationen ist gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die Komplexität zum Berechnen der Produkte H_ms_m durch Berechnen des Produkts H_ms_m lediglich für jeden L-ten Träger (m = 1,L + 1, 2L + 1, 3L + 1, ... M reduziert. Wenn der gewählte Wert von L derart ist, dass M-1 kein Vielfaches von L ist, können die endgültigen Abtastungen entweder vollständig berechnet werden oder können den vollständig berechneten Wert der letzen Elemente in der Serie annehmen. Die Produkte H_ms_m, die für die anderen Träger erforderlich sind, werden unter Verwendung einer Interpolation aus den vollständig berechneten Werten berechnet. Verschiedene Verfahren können hier verwendet sein.
Das einfachste Verfahren besteht darin, dass die L-1-erforderlichen Produkte H_ms_m, die sich zwischen zwei vollständig berechneten Produkten H_ms_m befinden, unter Verwendung einer linearen Interpolation aus den zwei vollständig berechneten Produkten H_ms_m berechnet werden. Eine fortschrittlichere lineare Interpolation kann ferner verwendet sein. Ein Beispiel besteht darin, mehrere Paare von vollständig berechneten H_ms_m für die Interpolation zu verwenden, wodurch jedes Paar abhängig von der Frequenztrennung desselben von dem in Betracht gezogenen Träger bei der Interpolation unterschiedlich gewichtet wird. Fortschrittlichere nicht-lineare Interpolationsverfahren (d. h. Spline) können ebenfalls alternativ verwendet sein. Der Zweck davon ist jedoch, dass die Komplexität des gewählten Interpolationsverfahrens viel kleiner sein sollte als die große Zahl von Multiplikationen und Additionen (siehe Gleichungen (8) und (9)), die erforderlich wären, um die Produkte H_ms_m für alle Träger vollständig zu berechnen. Ein vorgeschlagenes Verfahren mit einer niedrigen Komplexität in einer Hardware besteht darin, L = 2 einzustellen und für die Interpolation ein einfaches Mitteln zu verwenden.
Durch Verwenden von zwei (oder einer anderen Potenz von 2) kann die Teilungsoperation ohne Weiteres als eine Bitverschiebungsoperation nach rechts in einer Hardware implementiert sein. Wenn die Produkte H_m-1s_m-1 und die Produkte H_m+1s_m+1 komplexe Werte enthalten, ist die Gesamtzahl von Additionen, um auf diese Weise (siehe Gleichung (11)) für alle gesendeten Signalvektoren ein interpoliertes Produkt H_ms_m zu erhalten, durch Gesamte reelle Multiplikationen = 0 (12) Gesamte reelle Additionen = nR × 2 × (Modulationskonstellationsgröße)nT (13) angegeben.
Bei einem Vergleichen der Gleichungen (12) und (13) mit den Gleichungen (8) und (9) ist zu sehen, dass eine beträchtliche Reduzierung einer Komplexität für den Fall von solchen interpolierten Trägem erreicht werden kann. Die beste Wahl des Interpolationsverfahrens und der geeignetste Faktor für L hängen von der Implementierung, dem Unter-Träger-Frequenzabstand und der Kohärenzbandbreite des Kanals ab.
4 zeigt schematisch ein Blockdiagramm eines Entzerrungsaufbaus gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, bei dem die Interpolation adaptiv durchgeführt werden kann. Wie in 4 gezeigt ist, weist der Entzerrungsaufbau 10 eine Kohärenzbandbreiten-Erfassungseinrichtung 34 zum Erfassen der Kohärenzbandbreite des Funkkanals zwischen dem Sender 22 und dem Empfänger 1, eine Beziehungsbestimmungseinrichtung 35 zum Bestimmen der Beziehung zwischen dem Frequenzabstand von benachbarten Unter-Trägern und der Kohärenzbandbreite, die Auswahleinrichtung 30, die Berechnungseinrichtung 31, die Interpolationseinrichtung 32 und die Erfassungseinrichtung 33 auf.
Pilotbits, die in dem in der 2 gezeigten Präambelabschnitt eingefügt sind, werden allgemein verwendet, um die Kanalparameter zu schätzen, wobei die Pilotbits extrahiert werden und dem Kanalschätzer 11, der die momentane Kanalantwort schätzt und verwendet werden kann, um unter Verwendung des „A-priori"-Wissens der Pilotbitsymbole die RMS-Laufzeitstreuung zu schätzen, zugeführt werden. In dem in 4 gezeigten Entzerrungsaufbau wird das Kanalantwort-Schätzungsresultat in der Kohärenzbandbreiten-Erfassungseinrichtung 34 zum Erfassen der Kohärenzbandbreite des Funkkanals zwischen dem Sender 22 und dem Empfänger 1 verwendet. Basierend auf der bestimmten Beziehung zwischen dem Frequenzabstand von benachbarten Unter-Trägern und der Kohärenzbandbreite wählt die Auswahleinrichtung 30 Unter-Träger, für die das Produkt H_ms_m vollständig zu berechnen ist, aus allen Unter-Trägern aus, wobei Unter-Träger der benachbarten Unter-Träger, deren Frequenzabstand niedriger als die Kohärenzbandbreite ist, weggelassen werden.
5 zeigt schematisch ein Blockdiagramm eines Entzerrungsaufbaus gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Wie in 5 gezeigt ist, weist der Entzerrungsaufbau 10 die Auswahleinrichtung 30 zum Auswählen von Unter-Trägern, für die das Produkt H_ms_m vollständig zu berechnen ist, aus allen Unter-Trägern, die Berechnungseinrichtung 31 zum Berechnen der Produkte H_ms_m für jeden ausgewählten Unter-Träger und die Interpolationseinrichtung 32 zum Interpolieren der berechneten Produkte H_ms_m für die verbleibenden Unter-Träger auf. Der Entzerrungsaufbau 10 weist ferner eine Teilungseinrichtung 36 zum Teilen der Konstellationspunkte des jeweils verwendeten Modulationsschemas in zwei oder mehr Gruppen von Konstellationspunkten, eine Zuteilungseinrichtung 37 zum Zuteilen eines darstellenden Signalvektors zu jeder der gebildeten Gruppen, eine erste Erfassungseinrichtung 38 zum Durchführen einer Maximalwahrscheinlichkeitserfassung, um einen oder mehrere der darstellenden Signalvektoren mit dem minimalen euklidischen Abstand zu dem empfangenen Signalvektor zu bestimmen, und eine zweite Erfassungseinrichtung 39 zum Durchführen einer Maximalwahrscheinlichkeitserfassung, um zu bestimmen, welcher der Konstellationspunkte in der(den) Gruppe(n) des einen oder der mehreren bestimmten darstellenden Signalvektoren den minimalen euklidischen Abstand zu dem empfangenen Signalvektor hat, auf. Es sei bemerkt, dass die Kohärenzbandbreiten-Erfassungseinrichtung 34 und die Beziehungsbestimmungseinrichtung 35, die in 4 gezeigt sind, in dem Kanalschätzer 11 und/oder der Auswahleinrichtung 30, die in 5 gezeigt sind, implementiert sein können.
In der Teilungseinrichtung 36 ist der Konstellationsraum in eine Zahl von Zonen aufgeteilt, und das Maximalwahrscheinlichkeitsverarbeiten ist in eine Zahl von Schritten ST, z. B. ST = 2, aufgeteilt. Bei jedem folgenden Schritt „zoomt" der Entzerrungsaufbau 10 oder der Erfasser auf die am wahrscheinlichsten gesendeten Symbole von jeder Antenne und daher den am wahrscheinlichsten gesendeten Symbolvektor. Sobald der am wahrscheinlichsten gesendete Symbolvektor gefunden wurde, kann der ausgewählte gesendete Vektor unter Verwendung von Verfahren des Stands der Technik optional weiterverarbeitet werden, um ein weiches Ausgangssignal (das Zuverlässigkeitsinformationen enthält) zu erzeugen. Auf dieses Verfahren ist im Folgenden als eine Unter-Konstellationsraum-Maximalwahrscheinlichkeitserfassung (engl.: Sub-Constellation Space Maximum Likelihood Detection; SCS-MLD) Bezug genommen.
6 zeigt eine typische 16QAM-Konstellation, bei der es 4 Konstellationspunkte in jedem Quadranten gibt. Für den ersten Schritt einer SCS-MLD sind die Konstellationspunkte durch die Teilungseinrichtung 30 in rechteckige Zonen gruppiert. Es gibt viele unterschiedliche Weisen, dies zu tun.
7 zeigt eine Konstellationsaufteilung, bei der es 4 nicht-überlappende Zonen gibt und jede Zone 4 Konstellationspunkte enthält. Alternativ können eine oder mehrere der Zonen einander überlappen, was in einer erhöhten Zahl von Zonen resultiert. Der Extremfall, bei dem sich alle Zonen überlappen, resultiert in 9 Zonen, und dies ist in 8 gezeigt.
Um das Verfahren darzustellen, ist angenommen, dass die Konstellation in vier Zonen aufgeteilt ist, wie in 7 gezeigt ist, und dass das Verarbeiten in 2 Schritten (ST = 2) erreicht wird. Das allgemeine Prinzip kann jedoch auf jedes Modulationsschema eines hohen Niveaus, eine beliebige Konstellationsaufteilung angewendet sein und kann in mehr als 2 Schritten verarbeitet werden. Zusätzliche Erfassungseinrichtungen könnten hiermit zusätzlich zu der ersten und der zweiten Erfassungseinrichtung 38, 39 implementiert sein oder die weiteren Schritte des Erfassens könnten durch die erste und/oder die zweite Erfassungseinrichtung 38, 39 durchgeführt werden.
Das Ziel des ersten Schritts besteht darin, zu bestimmen, aus welcher Zone der am wahrscheinlichsten gesendete Konstellationspunkt gekommen ist. Um dies zu erreichen, ist angenommen, dass die gesendeten Signale von den unterschiedlichen Antennen die Mitten der unterschiedlichen Zonen sind (Diese sind in 7 als Kreuze gezeigt).
Die erste Erfassungseinrichtung 38 durchsucht den Satz von allen möglichen gesendeten Zonen, um sich für den Sendesignalvektor, der zu der Zone gehört, die den minimalen euklidischen Abstand zu dem Empfangsvektor hat, zu entscheiden.
Sobald die am wahrscheinlichsten gesendete Kombination von Konstellationszonen von den unterschiedlichen Antennen in der ersten Erfassungseinrichtung 38 identifiziert wurde, konzentriert sich der zweite Schritt (bei diesem Beispiel ein letzter Schritt) auf die Punkte in diesen Zonen. Dies ist in 9 gezeigt.
Die zweite Erfassungseinrichtung 39 durchsucht dann alle möglichen gesendeten Vektoren, um sich für den gesendeten Vektor, der den minimalen euklidischen Abstand zu dem Empfangsvektor hat, zu entscheiden.
Durch ein Erhöhen des Überlappens zwischen den zugewiesenen Zonen (wie in 8 gezeigt ist) kann ferner die Möglichkeit, einen Zonenentscheidungsfehler zu machen, reduziert werden. Durch ein Erhöhen der Zahl von Zonen werden jedoch die Vergleiche für den jeweiligen Schritt ebenfalls erhöht. Die optimale Zahl von Zonen für jeden Schritt und die Zahl von Zonen, die zu dem nächsten Schritt durchgelassen werden, müssen sorgfältig betrachtet werden, um die Komplexität für eine gegebene Leistung zu reduzieren.
Bei dem in 5 gezeigten Entzerrungsaufbau ist die Maximalwahrscheinlichkeitserfassung in zwei (oder mehr) Schritte getrennt, wodurch jeder Schritt eine Maximalwahrscheinlichkeitserfassung verwendet und wodurch die Erfassung von Schritt zu Schritt feiner wird.

Claims

Entzerrungsaufbau für eine Empfangsvorrichtung eines drahtlosen Kommunikationssystems, bei dem Sendeinformationen gemäß einem Modulationsschema auf Trägersignale eines Mehrträgersystems moduliert werden, wobei alle möglichen Datensymbole als Konstellationspunkte in der Signalkonstellation des Modulationsschemas dargestellt sind und wobei der Entzerrungsaufbau (10) eine Maximalwahrscheinlichkeitserfassung durchführt, um einen Konstellationspunkt mit einem minimalen euklidischen Abstand zu einem empfangenen Signalvektor (x_m) durch ein Durchsuchen des gesamten Satzes von möglichen Sendesignalen (s_m) als einen am wahrscheinlichsten empfangenen Signalvektor (ss ^_m) zu bestimmen, gekennzeichnet durch eine Auswahleinrichtung (30) zum Auswählen von Unter-Trägern (m), für die das Produkt einer Kanalmatrix (H_m) und des Sendesignalvektors (s_m) vollständig zu berechnen ist, aus allen Unter-Trägern (m), eine Berechnungseinrichtung (31) zum Berechnen der Produkte der Kanalmatrix (H_m) und des Sendesignalvektors (s_m) für die Unter-Träger (m), die durch die Auswahleinrichtung (30) ausgewählt werden, und eine Interpolationseinrichtung (32) zum Interpolieren der Produkte der Kanalmatrix (H_m) und des Sendesignalvektors (s_m) basierend auf den Produkten, die durch die Berechnungseinrichtung (31) berechnet werden, für die restlichen Unter-Träger (m).
Entzerrungsaufbau für eine Empfangsvorrichtung eines drahtlosen Kommunikationssystems nach Anspruch 1, bei der die Auswahleinrichtung (30) angepasst ist, um jeden L-ten Unter-Träger (m) aus der Zahl von Unter-Trägern (m) auszuwählen, wobei die Zahl von Unter-Trägern (m) Mist und L = 2, 3, 4, ... oder M-1.
Entzerrungsaufbau für eine Empfangsvorrichtung eines drahtlosen Kommunikationssystems nach Anspruch 1, ferner mit: einer Erfassungseinrichtung (34) zum Erfassen der Kohärenzbandbreite des Funkkanals zwischen dem Sender (20) und der Empfangsvorrichtung (1); und einer Bestimmungseinrichtung (35) zum Bestimmen der Beziehung zwischen dem Frequenzabstand von benachbarten Unter-Trägern (m) und der Kohärenzbandbreite, wobei die Auswahleinrichtung (30) angepasst ist, um Unter-Träger (m) der benachbarten Unter-Träger (m), deren Frequenzabstand niedriger als die Kohärenzbandbreite ist, wegzulassen.
Entzerrungsaufbau für eine Empfangsvorrichtung eines drahtlosen Kommunikationssystems nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Interpolationseinrichtung (32) angepasst ist, um ein Produkt basierend auf mehreren Produkten, die durch die Berechnungseinrichtung (31) vollständig berechnet werden, zu interpolieren, wobei das Produkt abhängig von der Frequenztrennung desselben von dem Unter-Träger (m), für den das Produkt zu interpolieren ist, bei der Interpolation unterschiedlich gewichtet wird.
Entzerrungsaufbau für eine Empfangsvorrichtung eines drahtlosen Kommunikationssystems nach einem der Ansprüche 1 bis 4, ferner mit: einer Teilungseinrichtung (36) zum Teilen der Konstellationspunkte in zwei oder mehr Gruppen von Konstellationspunkten, einer Zuteilungseinrichtung (37) zum Zuteilen eines darstellenden Signalvektors zu jeder der gebildeten Gruppen, einer ersten Erfassungseinrichtung (38) zum Durchführen einer Maximalwahrscheinlichkeitserfassung, um einen oder mehrere der darstellenden Signalvektoren mit dem minimalen euklidischen Abstand zu dem empfangenen Signalvektor (x_m) zu bestimmen, und einer zweiten Erfassungseinrichtung (39) zum Durchführen einer Maximalwahrscheinlichkeitserfassung, um zu bestimmen, welcher der Konstellationspunkte in der (den) Gruppe(n) des einen oder der mehreren bestimmten darstellenden Signalvektoren den minimalen euklidischen Abstand zu dem empfangenen Signalvektor (x_m) hat.
Empfangsvorrichtung (1) zum Empfangen von Mehrträgersignalen in einem drahtlosen Kommunikationssystem, die zwei oder mehr Antennen (4, 5) zum Empfangen von Signalen aufweist, mit einem Entzerrungsaufbau (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 5 zum Verarbeiten der Signale, die durch die Antennen (4, 5) empfangen werden.
Entzerrungsverfahren zum Entzerren von Signalen, die in einem drahtlosen Kommunikationssystem gesendet und empfangen werden, bei dem Sendeinformationen gemäß einem Modulationsschema auf Trägersignale eines Mehrträgersystems moduliert werden, wobei alle möglichen Datensymbole als Konstellationspunkte in der Signalkonstellation des Modulationsschemas dargestellt sind, wobei das Entzerrungsverfahren ein Maximalwahrscheinlichkeitsverarbeiten aufweist, um einen Konstellationspunkt mit einem minimalen euklidischen Abstand zu einem empfangenen Signalvektor (x_m) durch ein Durchsuchen des gesamten Satzes von möglichen Sendesignalen (s_m) als einen am wahrscheinlichsten empfangenen Signalvektor (ss ^_m ₎ zu bestimmen, wobei das Entzerrungsverfahren durch folgende Schritte gekennzeichnet ist: Auswählen (30) von Unter-Trägern (m), für die das Produkt einer Kanalmatrix (H_m) und des Sendesignalvektors (s_m) vollständig zu berechnen ist, aus allen Unter-Trägern (m), Berechnen (31) der Produkte der Kanalmatrix (H_m) und des Sendesignalvektors (s_m) für die ausgewählten Unter-Träger (m), und Interpolieren (32) der Produkte der Kanalmatrix (H_m) und des Sendesignalvektors (s_m) basierend auf den Produkten, die bei dem Schritt des Berechnens (31) berechnet werden, für die restlichen Unter-Träger (m).
Entzerrungsverfahren nach Anspruch 7, bei dem bei dem Schritt des Auswählen (30) jeder L-te Unter-Träger (m) aus der Zahl von Unter-Trägern (m) ausgewählt wird, wobei die Zahl von Unter-Trägern (m) Mist und L = 2, 3, 4, ... oder M-1.
Entzerrungsverfahren nach Anspruch 7, das ferner folgende Schritte aufweist: Erfassen (34) der Kohärenzbandbreite des Funkkanals zwischen dem Sender (20) und der Empfangsvorrichtung (1); und Bestimmen (35) der Beziehung zwischen dem Frequenzabstand von benachbarten Unter-Trägern (m) und der Kohärenzbandbreite, wobei bei dem Schritt des Auswählens (30) Unter-Träger (m) der benachbarten Unter-Träger (m), deren Frequenzabstand niedriger als die Kohärenzbandbreite ist, weggelassen werden.
Entzerrungsverfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9, bei dem bei dem Schritt des Interpolieren (32) ein Produkt basierend auf mehreren Produkten, die bei dem Schritt des Berechnens (31) vollständig berechnet werden, interpoliert wird, wobei jedes Produkt abhängig von der Frequenztrennung desselben von dem Unter-Träger (m), für den das Produkt zu interpolieren ist, bei der Interpolation unterschiedlich gewichtet wird.
Entzerrungsverfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 10, das ferner folgende Schritte aufweist: Teilen (36) der Konstellationspunkte in zwei oder mehr Gruppen von Konstellationspunkten, Zuteilen (37) eines darstellenden Signalvektors zu jeder der gebildeten Gruppen, Durchführen (38) einer ersten Maximalwahrscheinlichkeitserfassung, um einen oder mehrere der darstellenden Signalvektoren mit dem minimalen euklidischen Abstand zu dem empfangenen Signalvektor (x_m) zu bestimmen, und Durchführen (39) einer weiteren Maximalwahrscheinlichkeitserfassung, um zu bestimmen, welcher der Konstellationspunkte in der (den) Gruppe(n) des einen oder der mehreren bestimmten darstellenden Signalvektoren den minimalen euklidischen Abstand zu dem empfangenen Signalvektor (x_m) hat.
Computerprogrammprodukt, das direkt in den inneren Speicher einer Empfangsvorrichtung (1) zum Empfangen von Informationen in einem drahtlosen Kommunikationssystem ladbar ist und das eine Softwarecodeeinrichtung, die angepasst ist, um die Verfahrensschritte eines der Ansprüche 7 bis 11 durchzuführen, wenn das Computerprogrammprodukt in der Empfangsvorrichtung ausgeführt wird, aufweist.