DE69734561T2

DE69734561T2 - Entzerrer mit erweiterter kanalschätzung für einen empfänger in einem digitalen übertragungssystem

Info

Publication number: DE69734561T2
Application number: DE69734561T
Authority: DE
Inventors: Raimund Meyer; Robert Fischer; Wolfgang Gerstacker; Johannes Huber; Peter Schramm
Original assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1996-04-12
Filing date: 1997-04-07
Publication date: 2006-07-27
Anticipated expiration: 2017-04-08
Also published as: EP0848870B1; JPH11508113A; WO1997039536A1; US6002716A; JP4421682B2; DE19614543C1; EP0848870A1; DE69734561D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein digitales Übertragungssystem mit einem Empfänger, der Folgendes umfasst: eine Empfängereingangsstufe und einen digitalen Speicher zum Speichern einer Sequenz von Binärsymbolen von Abtastwerten, die in der Empfängereingangsstufe von einem Signal gebildet wurden, welches durch einen Übertragungskanal verzerrt wurde, und einen Entzerrer zum Bilden einer Sequenz von binären Schätzwerten ausgehend von den Abtastwerten mit Hilfe einer Impulsantwort eines den Übertragungskanal beschreibenden Ersatzsystems, wobei die Impulsantwort durch erste Korrelationen von Koeffizienten einer bekannten Trainingssequenz mit den Abtastwerten von einem Teil der bekannten, um mindestens ein Binärsymbol verlängerten Trainingssequenz bestimmt wird.
Des weiteren bezieht sich die Erfindung auf einen Empfänger, der Folgendes umfasst: eine Empfängereingangsstufe und einen digitalen Speicher zum Speichern einer Sequenz von Binärsymbolen von Abtastwerten, die in der Empfängereingangsstufe von einem Signal gebildet wurden, welches durch einen Übertragungskanal verzerrt wurde, und einen Entzerrer zum Bilden einer Sequenz von binären Schätzwerten ausgehend von den Abtastwerten mit Hilfe einer Impulsantwort eines den Übertragungskanal beschreibenden Ersatzsystems, wobei die Impulsantwort durch erste Korrelationen von Koeffizienten einer bekannten Trainingssequenz mit den Abtastwerten von einem Teil der bekannten, um mindestens ein Binärsymbol verlängerten Trainingssequenz bestimmt wird.
Derartige Empfänger finden zum Beispiel im digitalen Mobilfunk gemäß dem GSM-Standard Anwendung. Gemäß dem GSM-Standard werden digitale Signale in einem TDMA-Verfahren mittels einer GMSK-Modulation übertragen. Die Datenübertragung wird dabei durch einen zeitvarianten Übertragungskanal beeinflusst. Insbesondere führen Mehrwegeausbreitung und Reflexionen zu Laufzeitunterschieden und Phasenverschiebungen bei den übertragenen digitalen Datensymbolen im empfangenen Signal und haben eine Überlagerung von benachbarten Datensymbolen zur Folge. Die Tatsache, dass ein empfangenes Signal für ein Datensymbol durch d vorangegangene Datensymbole beeinflusst wird, ist als Intersymbolstörung (engl.: intersymbol interference, ISI) bekannt.
Dabei ist d eine ganze Zahl, die die Gedächtnistiefe des Übertragungskanals definiert.
Für die Entzerrung des empfangenen Signals, das infolge der Mehrwegeausbreitung und sende- sowie empfangsseitigem Bandbegrenzungsfilter (Eigenimpulsrauschen bei linearer Demodulation des GMSK-Signals) linear verzerrt wurde, muss der Empfänger zur Datenrekonstruktion an die jeweiligen zeitvarianten Übertragungseigenschaften des Übertragungskanals angepasst werden. Aus diesem Grunde wird eine Schätzung der jeweiligen Impulsantwort des aktuell verzerrenden Übertragungssystems vorgenommen, zu dem neben dem Übertragungskanal auch die Einflüsse der GMSK-Modulation und einer Empfängereingangsstufe, die Abtastwerte des empfangenen digitalen Signals liefert, gehören. Zu diesem Zweck wird ein das Übertragungssystem beschreibendes Ersatzsystem gebildet, mit Hilfe dessen geschätzter Impulsantwort eine Datenschätzung nach dem MLSE-Verfahren (Maximum Likelihood Sequence Estimation) durch die Anwendung eines Viterbi-Algorithmus, insbesondere eines Soft-Output-Viterbi-Algorithmus, oder einem Einzelsymbol-Schätzverfahren, durchgeführt wird.
Bei diesem Verfahren wird unter allen möglichen Datensequenzen bei Berücksichtigung der empfangenen Sequenz und der geschätzten Impulsantwort des Übertragungssystems die wahrscheinlichste Sendesequenz bestimmt. Zur Schätzung der Datensymbole nach dem MLSE-Verfahren eignet sich insbesondere der Viterbi-Algorithmus. Der Viterbi-Algorithmus ist aus der Abhandlung mit dem Titel „The Viterbi algorithm" von G.D. Forney Jr., erschienen in den IEEE Proceedings, Band 61, auf den Seiten 268-278, 1973, bekannt. Eine genauere Schätzung der Datensymbole wird durch den Soft-Output-Viterbi-Algorithmus möglich, der unter anderem aus der Abhandlung mit dem Titel „A Viterbi algorithm with soft-decision outputs and its applications" von J. Hagenauer und P. Höher, erschienen in den Proceedings der GLOBECOM 1989, auf den Seiten 47.1.1-47.1.7, Dallas 1989, bekannt ist. Außerdem werden Maximum a Posteriori Symbol-by-Symbol-Decodieralgorithmen gemäß „Optimal decoding of linear codes for minimizing symbol error rate" von L.R. Bahl, J. Cocke, F. Jelinek und J. Raviv, erschienen in den IEEE Transactions on Information Theory, IT-20, auf den Seiten 284-287, 1974, bzw. eine Abwandlung dieses Algorithmus, zu finden in „Optimum and Sub-Optimum Detection of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference", von W. Koch und A. Baier, erschienen in den Proceedings der GLOBECOM 1990 auf den Seiten 807.5.1-807.5.6, San Diego, Dezember 1990, angewendet. Bei einer gleich bleibenden Güte der Schätzung der empfangenen Signale steigt der Realisierungsaufwand für den Entzerrer in erster Nähe rung proportional mit 2^d, d.h. er steigt exponentiell mit der Gedächtnistiefe d des Übertragungskanals. Bei den Methoden nach dem Stand der Technik kann eine Entzerrung nur für Impulsrauschen durchgeführt werden, das sich über fünf Symbolintervalle (binär) erstreckt, was ca. 18 μs entspricht. Wegen des Eigenimpulsrauschens wird dadurch die maximale Laufzeitdifferenz der Ausbreitungswege bei der Mehrwegeausbreitung auf ca. 13 μs begrenzt, was einer Weglängendifferenz von ca. 4 km entspricht. Dies ist in der Praxis häufig nicht ausreichend. Des Weiteren bedingt die Kanalschätzung mit starrem Grad des Ersatzsystems für eine konstante moderne Gedächtnistiefe d des Übertragungskanals nach dem Stand der Technik eine Beschränkung auf eine Überlagerung von sechs Datensymbolen, d.h. auf eine Kanalschätzung vom Grad 5. Infolge der Zeitvarianz der Übertragungseigenschaften des Kanals kommt es jedoch auch häufig vor, dass die Gedächtnistiefe d des Übertragungskanals kleiner als 5 ist. Dann führt eine Kanalschätzung vom Grad 5 zu einer größeren Varianz des Schätzfehlers als notwendig, d.h. die Möglichkeit zur Verbesserung der Qualität der Kanalschätzung bei günstigen Übertragungseigenschaften (insbesondere bei einem statischen Kanal) wird nicht genutzt.
In der US-amerikanischen Patentschrift US 5.479.444 wird die Schaffung von „adaptiven" Trainingssequenzen beschrieben, wobei die Länge des Schutzteils und des Referenzteils in Abhängigkeit von der Impulsantwort des Kanals schwanken kann.
Aus der US-amerikanischen Patentschrift US 5.199.047 ist ein Empfänger für ein digitales Übertragungssystem bekannt, der einen Entzerrer enthält. Dieser Empfänger kann zum Beispiel im digitalen Mobilfunk gemäß dem GSM-Standard Anwendung finden. Für den Entzerrer muss eine Kanaleigenschaft vordefiniert werden, die den Übertragungsweg angibt. Anschließend wird pro Zeitschlitz auf der Grundlage der zeitvarianten Übertragungseigenschaften des Kanals eine Kanalübersicht geschaffen. Diese Übersicht wird mit einer bekannten Trainingsdatensequenz geschaffen, die in dem Empfänger gespeichert ist. Eine Kanalschätzeinheit erzeugt eine Kanalimpulsantwort, indem sie die in verzerrter Form erhaltene Trainingsdatensequenz mit der in unverzerrter Form gespeicherten Trainingsdatensequenz verarbeitet. In der Ausführungsform wird angegeben, dass es aus Gründen des Rechenaufwands unter bestimmten Umständen nützlich ist, weniger Elemente für den Vergleich zu berücksichtigen, solange man eine ausreichende Qualität erhält. Die Elemente entsprechen dann den Elementen des Schätzwerts der Trainingssequenz, die mit den jeweiligen Abtastwerten verglichen werden. Man erreicht dadurch eine Reduzierung der Berechnungszeit, dass weniger Elemente für den Vergleich herangezogen werden, wäh rend die Anzahl der Korrelationen, die den Grad der gebildeten Kanalimpulsantwort bestimmen, unverändert bleibt. Das bedeutet, dass sich die Qualität der Kanalschätzung und damit auch die Qualität des gesamten Empfangs verschlechtern.
Die vorliegende Erfindung hat daher zur Aufgabe, eine Kanalschätzung zu schaffen, die zum einen eine Kanalschätzung für einen höheren Grad d der Impulsantwort des Übertragungskanals ermöglicht, wodurch eine Entzerrung des empfangenen Signals auch in einer Folge größerer Laufzeitunterschiede bei der Mehrwegeausbreitung des Signals möglich wird. Zum anderen soll die Kanalschätzung immer mit möglichst größter Güte durchgeführt werden, d.h. mit minimaler Varianz des Schätzfehlers.
Die Aufgabe wird bei der Erfindung dadurch gelöst, dass zur Anpassung der Impulsantwort des Ersatzsystems an die Impulsantwort des Übertragungskanals eine variable erste Korrelationsfensterlänge und eine variable Anzahl erster Korrelationen verwendet werden. Durch eine Verkürzung der Korrelationsfensterlänge können mit einer einzigen Sequenz von Abtastwerten mehr Kreuzkorrelationswerte gebildet werden, so dass eine Erhöhung des Grads der Impulsantwort des geschätzten Übertragungskanals möglich wird. Gegenüber dem Stand der Technik kann dabei anstelle der Schätzung vom Grads d = 5 des Übertragungskanals durch Verkürzung der Korrelationsfensterlänge um je ein Binärsymbol jeweils ein um 1 erhöhter Grad geschätzt werden. Durch die Erfindung kann eine entzerrbare Laufzeitdifferenz von bis zu 29,4 μs ohne wesentliche Erhöhung der Komplexität des Entzerrungsalgorithmus erreicht werden. Durch die Verkürzung der Korrelationsfensterlänge nimmt die Güte der geschätzten Impulsantwort ab und die Varianz des Schätzfehlers erhöht sich. Wenn zum Beispiel von einem günstigeren Übertragungsverhalten ausgegangen werden kann, d.h. der Grad der geschätzten Impulsantwort ist kleiner als nach dem Stand der Technik (d = 5), kann die Korrelationsfensterlänge um ein oder mehrere bekannte Binärsymbole erweitert werden. Dadurch werden größere Fensterlängen als nach dem Stand der Technik möglich, wodurch die Güte der Schätzung der Impulsantwort zunimmt und die Varianz des Schätzfehlers minimiert wird. Durch Vergrößerung der Korrelationsfensterlänge können weniger Kreuzkorrelationswerte gebildet werden, so dass der mögliche Grad der zu schätzenden Impulsantwort des Übertragungskanals kleiner wird.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform werden die Koeffizienten der um mindestens ein Binärsymbol verkürzten oder verlängerten bekannten Trainingssequenz benutzt, um die ersten Korrelationen mit den Abtastwerten eines Teils der verlängerten Trainingssequenz zu bilden. Zum Variieren der Korrelationsfensterlänge wird die bekannte Trainingssequenz verkürzt oder verlängert. Da der Teil der Sequenz von Abtastwerten, mit denen Korrelationen gebildet werden, auch der Korrelationsfensterlänge entspricht, wird die Differenz zwischen der verkürzten oder verlängerten Trainingssequenz und der gesamten Sequenz der Abtastwerte umso größer sein, je mehr verschiedene Korrelationen gebildet werden können.
Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass die ersten Korrelationen zu einem Vektor zusammengefasst werden und der Vektor zur Multiplikation mit einer Matrix vorgesehen ist, deren Elemente aus zweiten Korrelationen der Koeffizienten der bekannten, um mindestens ein Binärsymbol verkürzten oder verlängerten Trainingssequenz mit jeweils einem Teil der um mindestens ein weiteres Binärsymbol verlängerten Trainingssequenz gebildet werden. Eine Verlängerung oder Verkürzung der Korrelationsfensterlänge bedingt einen Fehler in den berechneten Koeffizienten der ersten Kreuzkorrelationsfunktionen. Dies kann zu einer ungenaueren Schätzung der Koeffizienten der geschätzten Impulsantwort des Übertragungskanals führen als nach dem Stand der Technik. Als Resultat der Multiplikation der Korrelationskoeffizienten mit einer geeigneten Matrix kann auch für einen anderen Grad der geschätzten Impulsantwort des Übertragungskanals als 5 die gleiche Varianz des Schätzfehlers wie nach dem Stand der Technik erreicht werden. Die Elemente der Matrix werden dabei durch Kreuzkorrelationen zwischen der um mindestens ein Binärsymbol verlängerten Trainingssequenz und dem durch die Fensterlängen der ersten Korrelationen bestimmten Teil der Trainingssequenz gebildet. Da die verwendeten Trainingssequenzen insbesondere beim Mobilfunk gemäß dem GSM-Standard bekannt sind, sind auch die Kreuzkorrelationen von Teilen der verlängerten Trainingssequenz und damit die Elemente der Matrix bekannt.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Speicher zum Speichern der jeweiligen Matrix für jede Trainingssequenz und jede Verkürzung und Verlängerung der jeweiligen Trainingssequenz verwendet. Da die Trainingssequenzen und damit die durch Korrelationen mit unterschiedlichen Fensterlängen gebildeten Elemente bekannt sind, brauchen diese nicht jedes Mal erneut berechnet zu werden, sondern können separat ermittelt und gespeichert werden. Da sowohl die Größe der quadratischen Matrix als auch die einzelnen Elemente der Matrix von dem jeweiligen Grad der zu schätzenden Impulsantwort des Übertragungskanals abhängen, und natürlich von der jeweils verwendeten Trainingssequenz selbst abhängig sind, muss für jeden Grad der zu schätzenden Impulsantwort und alle möglichen Trainingssequenzen die Matrix berechnet und gespeichert werden.
Bei einer vorteilhaften weiteren Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass zur Anpassung der Impulsantwort des Ersatzsystems an die Impulsantwort des Übertragungskanals die Bildung der ersten Korrelationen mindestens einmal wiederholt wird, so dass der mittels der vorangegangenen Korrelationen ermittelte jeweilige Beginn der Trainingssequenz in den Abtastwerten und die günstigste Korrelationsfensterlänge für die Wiederholung benutzt werden. Durch eine Wiederholung der Kanalschätzung durch Bildung der ersten Korrelationen wird erreicht, dass die Schätzung an das aktuelle Übertragungsverhalten angepasst werden kann. Zuerst wird zum Beispiel eine Kanalschätzung für einen hohen angenommen Grad der Impulsantwort des Übertragungskanals (zum Beispiel d = 7) durchgeführt, um den tatsächlichen Grad und die Lage des Nullzeitpunkts zu wählen. Dabei kann ein Fenster für im Folgenden auszuwertende Koeffizienten so definiert werden, dass Beiträge von geschätzten Koeffizienten außerhalb dieses Fensters die rechnerische Streuung des Schätzfehlers nicht wesentlich übersteigen. Zur Ermittlung der Lage des Beginns der Trainingssequenz in der Sequenz der Abtastwerte wird von der Lage dieses Zeitpunkts im vorangegangenen Zeitschlitz der Übertragung ausgegangen. Davon ausgehend wird zunächst ein höherer Grad der Impulsantwort des Übertragungskanals erwartet und der exakte Zeitpunkt für eine verbesserte Synchronisierung des Signals bestimmt. Auf der Grundlage dieser ersten Kanalschätzung kann auch festgestellt werden, wie gut die erste Schätzung des Grads der Impulsantwort des Übertragungskanals war. Für eine zweite Kanalschätzung werden der im ersten Versuch bestimmte erwartete Grad d und die optimale Lage des Nullzeitpunkts verwendet. Auf diese Weise wird die Varianz des Schätzfehlers minimiert. Mit Hilfe der im ersten Versuch ermittelten Werte kann der Grad der zu schätzenden Impulsantwort des Übertragungskanals erhöht werden, um größere Laufzeitunterschiede in dem empfangenen Signal aufzuheben oder zu auszugleichen.
Diese und andere Aspekte der Erfindung ergeben sich aus den nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispielen und werden unter Bezugnahme darauf beschrieben. In den Zeichnungen zeigen:
1 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Empfängers eines digitalen Übertragungssystems;
2 ein Blockschaltbild eines den Übertragungskanal beschreibenden Ersatzsystems, wobei dieses System eine Impulsantwort für die Kanalschätzung lerzeugt; und
3 den Aufbau eines TDMA-Rahmens beim GSM-Mobilfunk mit dem Aufbau eines einzelnen Zeitschlitzes, wobei der Zeitschlitz eine für die Kanalschätzung erforderliche Trainingssequenz enthält.
In 1 ist ein Empfänger für ein digitales Übertragungssystem dargestellt. In seiner Empfängereingangsstufe 1 umfasst er einen Hochfrequenzteil 2, einen I/Q-Demodulator 3, einen Bandbegrenzungsfilter 4 und eine Abtasteinheit 5. Die Abtastwerte r_k 6 werden in einem digitalen Speicher 7 abgelegt. Aus diesem digitalen Speicher 7 werden die Daten der Kanalschätzeinheit 8 zur Verfügung gestellt. In der Kanalschätzeinheit 8 wird mittels einer bekannten Trainingssequenz im empfangenen Signal eine Impulsantwort des Übertragungssystems geschätzt. Anhand dieser Impulsantwort findet eine Allpassdetektion 9 statt, um die Impulsantwort in dem Allpassfilter 10 ohne Einbußen bei der Genauigkeit der Schätzung in ein minimalphasiges oder maximalphasiges System umzuwandeln. Zu diesem Zweck nimmt der Allpassfilter 10 zunächst die Sequenz der Abtastwerte 6 aus dem digitalen Speicher 7 und legt die gefilterten Werte wieder in dem digitalen Speicher 7 ab. Mit Hilfe der in der Kanalschätzeinheit 8 ermittelten Koeffizienten der Impulsantwort des Übertragungssystems wird in der Symbolschätzeinheit 11 eine Symbolschätzung mit Zustandsreduktion gemäß dem MLSE-Verfahren (Maximum Likelihood Sequence Estimation) mittels eines Viterbi-Algorithmus durchgeführt. Dabei wird zusätzlich eine Zuverlässigkeitsinformationen für die Symbolschätzung gebildet, wobei diese Information optional zusammen mit den geschätzten Daten in einer Decodiereinheit 12 verarbeitet wird. Wenn außer den Datensymbolen selbst auch die Wahrscheinlichkeit ihrer korrekten Bestimmung zur Verfügung steht, kann in der Decodiereinheit 12 eine Soft-Decision-Decodierung vorgenommen werden. Daraus ergeben sich die übertragenen Nutzdaten 13.
Auf der zwischen einem Sender und der Empfängereingangsstufe 1 liegenden Übertragungsstrecke wird ein ausgesendetes Signal durch Mehrwegeausbreitung infolge von Reflexionen und Überlagerung von Rauschen und sonstigen störenden Signalen verzerrt. Dies hat zur Folge, dass ein zu einem diskreten Zeitpunkt k gesendetes Binärzeichen b_k eines binären Signals b durch verspätet eintreffende Signalanteile zuvor gesendeter Binärzeichen b_k-1, b_k-2 überlagert wird. Diese Überlagerung entspricht einer Signalverzerrung. Dadurch kann das für ein gesendetes Binärzeichen empfangene Signal nicht mehr eindeutig einem niedrigen oder einem hohen Pegel zugeordnet werden. Man spricht dann von einer Gedächtnistiefe d, die der Übertragungskanal aufweist, wobei d die Anzahl der störenden Nachbarzeichen angibt. Die Gedächtnistiefe d kann auch als Quotient aus der Länge der Kanalimpulsantwort des Übertragungskanals und einer Bitdauer des empfangenen Signals minus 1 definiert werden, wobei die größere ganze Zahl dieses Ergebnisses d angibt. Das von der Empfängereingangsstufe 1 empfangene Signal weist infolge dieser Überlagerungen einen analogen Signalverlauf auf, der ohne Entzerrung dem ursprünglich gesendeten Binärwert nicht zuzuordnen ist. Zu diesem Zweck wird das empfangene Signal in der Empfängereingangsstufe 1 durch die Abtasteinheit 5 zu äquidistanten Zeitpunkten k abgetastet.
Der Einfluss der bereits gesendeten Binärzeichen hängt von der Laufzeitverzögerung der an der Empfängereingangsstufe 1 verzögert eintreffenden Signalanteile ab. Dabei ist nach einer gewissen Zeit, die von der Charakteristik des Übertragungskanals abhängt, der Einfluss nicht mehr wesentlich und braucht daher bei einer Entzerrung nicht mehr berücksichtigt zu werden. In der Regel wird die Laufzeitverzögerung als eine Anzahl der in dieser Zeitspanne gesendeten Binärzeichen ausgedrückt. Damit ist jeder Abtastwert r_k 6, der einem zu einem Zeitpunkt k übertragenen Binärzeichen b_k zugeordnet werden kann, von dem ihm zugeordneten Binärzeichen b_k und d unmittelbar diesem Binärzeichen vorangegangenen Binärzeichen b_i-1, b_1-2, ..., b_i-d abhängig.
Der Entzerrung einer Sequenz von Abtastwerten 6 mit Hilfe des digitalen Speichers 7, der der Kanalschätzeinheit 8 für den Zeitraum eines Zeitschlitzes der Übertragung die Abtastwerte 6 zur Verfügung stellt, liegt ein Kanalmodell zugrunde, das den dispersiven Übertragungskanal näherungsweise durch einen linearen endlichen Transversalfilter beschreibt. In 2 ist ein Blockschaltbild eines Ersatzsystems 14 dargestellt, das diesem Transversalfilter entspricht. Die Multiplikation 16 eines binären Signals 15 mit j^k entspricht der π/2-shift 2PSK-Modulation, die im Mobilfunk gemäß dem GSM-Standard angewendet wird. Eine eintreffende Sequenz von Binärsymbolen wird über Verzögerungselemente 17 in die d Speicherzellen des Ersatzsystems 14 gelesen. Mit Hilfe der Filterkoeffizienten des Ersatzsystems 18 werden die einzelnen Binärsymbole in Faktoren zerlegt und die erhaltenen Werte werden anschließend aufsummiert. Durch eine Addition 19 von weißem, zeitdiskreten komplexen Rauschen werden Ausgangswerte des Ersatzsystems 14 gebildet, die den tatsächlich aus dem dispersiven Übertragungskanal in der Empfängereingangsstufe 1 wiederhergestellten Abtastwerten 6 nachgebildet werden. Dabei entsprechen die Zeiten der Verzögerungselemente 17 den äquidistanten Abständen der aufeinander folgend gesendeten Binärsymbole. Auf diese Weise wird auf der Empfangsseite versucht, die Übertragungseigenschaften des Übertragungskanals durch geeignete Filterkoeffizienten nachzubilden. So werden die auf dem Übertragungsweg auftretenden Verzerrungen durch die gedächtnisbehafteten Linearkombinationen mit Hilfe des Ersatzsystems 14 nachgebildet. Die Nachbildung des Übertragungskanals wird durch entsprechende Einstellung der Filterkoeffizienten 18 erreicht. Die Filterkoeffizienten 18 können hierbei von den Abtastwerten 6 einer geschätzten Impulsantwort des Übertragungskanals abgeleitet werden. Zu diesem Zweck kann zum Beispiel eine so genannte Trainingssequenz benutzt werden, die aus einer sowohl einem Sender als auch einem Empfänger bekannt Sequenz von Binärsymbolen besteht. Bei jedem Empfang der Trainingssequenz werden die Filterkoeffizienten 18 so eingestellt, dass durch das Ersatzsystem 14 der Übertragungskanal mit den wenigsten Fehlern nachgebildet wird.
In 3 ist der Aufbau eines TDMA-Rahmens 20 dargestellt, wie er im Mobilfunk gemäß dem GSM-Standard zur Anwendung kommt. In einem Rahmen 20 mit einer Länge von 4,615 ms sind 8 Informationskanäle untergebracht, die jeweils einen Zeitschlitz 21 haben, so dass den Kanälen jeweils 0,577 ms zugewiesen werden, in denen 159 Bits gesendet werden. Der mittlere Teil der Bitfolge eines Zeitschlitzes bildet eine so genannte Midamble 23 mit 26 Bits, die von einem so genannten Housekeeping-Bit eingerahmt werden. Nach außen schließen sich zu beiden Seiten jeweils 57 Informationsbits 22 und 24, gefolgt von jeweils 3 so genannten Tail-Bits an. Am Ende des Zeitschlitzes befindet sich eine Schutzzeit 25. Die Midamble 23 enthält in der Mitte eine so genannte Trainingssequenz 27 mit 16 Bits, die sowohl im Sender als auch im Empfänger bekannt ist. Die Trainingssequenz 27 ist beim Mobilfunk gemäß GSM-Standard auf beiden Seiten um jeweils fünf Bits erweitert. Bei einer periodischen Erweiterung der Trainingssequenz auf beiden Seiten ist auch die Erweiterung bekannt und man spricht von der erweiterten Trainingssequenz 26.
Das Entzerrungsverfahren im Empfänger gemäß vorliegender Erfindung, welches sowohl mit Hardware-Komponenten als auch durch eine Software-Lösung realisiert werden kann, besteht aus folgenden Komponenten:

1. Erweiterte Kanalschätzung
2. Allpassbestimmung
3. Allpassfilterung
4. Sequenzschätzung mit einer reduzierten Anzahl von Zuständen einschließ lich einer Bestimmung der Zuverlässigkeit einzelner Symbole.

1 zeigt das Blockschaltbild des vorgeschlagenen Empfängers für den Mobilfunk gemäß dem GSM-Standard. Dieses Entzerrungsverfahren kann sowohl in der Basisstation als auch in den Mobilstationen zur Anwendung gelangen.
In der Empfängereingangsstufe 1 wird in gleicher Weise wie nach dem Stand der Technik aus dem hochfrequenten Eingangssignal eine Sequenz ⟨r_k⟩, k ∊ Z, von komplexen Abtastwerten 6 im Basisband gewonnen. Hier bezeichnet k die diskrete Zeit im Takt der binären Sendesymbole 15. Das GMSK-Modulationsverfahren von GSM wird, wie üblich, auf der Empfangsseite als π/2-shift 2PSK-Modulation approximiert und entsprechend linear demoduliert. Zwischen der sendeseitigen Sequenz ⟨b_k⟩ von Binärsymbolen 15, die bipolar durch die Amplitudenkoeffizeiten b_k ∊ {–1; +1} dargestellt werden, und der Sequenz ⟨r_k⟩ der empfangsseitigen Abtastwerte 6 können die Effekte von GMSK-Modulation, linear verzerrendem Übertragungskanal, zusätzlichem Rauschen, I/Q-Demodulation, Bandbegrenzung und Abtastung sehr gut durch ein zeitdiskretes Ersatzsystem 14 mit dem Grad d und komplexwertigen Koeffizienten 18 sowie der Addition von zeitdiskretem weißen komplexwertigen Rauschen 19 gemäß 2 modelliert werden. In 2 bezeichnet T_b in den Verzögerungselementen 17 den zeitlichen Abstand zwischen zwei Binärsymbolen (T_b = 1/(270.833 kHz)). Die Multiplikation 16 der binären Symbolsequenz mit j^k (j: =√(–1)), (imaginäre Einheit) beschreibt die π/2-shift 2PSK-Modulation. Das Ersatzsystem 14 enthält d binäre Speicherzellen, die zeitlich alternierend die Amplitudenkoeffizienten ±1 und ±j enthalten. Auf diese Weise sind in jedem Schritt 2^d unterschiedliche Speicherzustände der Verzögerungsleitung des Ersatzsystems 14 möglich.
Die Sequenz ⟨r_k⟩ von komplexen Abtastwerten 6 wird gespeichert und offline in Echtzeit verarbeitet. Die Sequenz wird der erweiterten Kanalschätzung gemäß 1 zugeführt. Anhand der erweiterten Trainingssequenz 26 von 26 Binärsymbolen in der Mitte eines so genannten GSM-Bursts (Midamble 26) werden die zeitliche Lage der Abtastwerte, der Grad d des aktuell vorliegenden, verzerrenden Ersatzsystems 14 wie in 2 abgebildet und dessen komplexwertige Koeffizienten 18 bestimmt. Die z-Transformierte der geschätzten Folge ⟨g ^_i⟩ ; i ∊ {0, 1, ..., d} von Filterkoeffizienten g ^_i wird wie folgt bezeichnet
In der Einheit „Allpassbestimmung" 9 werden die Impulsantworten bzw. die Übertragungsfunktionen A(z) und A(z) zweier Allpasssysteme in der Weise bestimmt, dass das resultierende System
G ^(z)·A(z) minimalphasig ist und
G ^·A(z) maximalphasig ist. Der Grad der resultierenden Systeme erhöht sich dabei idealerweise nicht. Nur wenn anstelle der erforderlichen Allpass-Übertragungsfunktionen Approximationen hiervon verwendet werden, kann eine (geringfügige) Graderhöhung auftreten.
Das Signal ⟨r_k⟩ 6 wird beginnend von der Mitte des Bursts, also ausgehend von der Trainingssequenz 27, in positiver Richtung mit dem System A(z) und in negativer Richtung mit dem System A(z) gefiltert. Wird auf eine entscheidungsgestützte Nachführung der Kanalschätzung verzichtet, so ist nur eine Filterung des gesamten Signals ⟨r_k⟩ 6 für einen Burst notwendig.
Die Symbolsequenz wird vorzugsweise beginnend von der Mitte des Bursts in positiver Richtung anhand des nun durch ein minimalphasiges Ersatzsystem verzerrten Signals und in negativer Richtung anhand des nun durch ein maximumphasiges Ersatzsystem verzerrten Signals mit Hilfe eines Sequenzschätzungsverfahrens mit Zustandsreduktion bestimmt. Optional kann hierzu das Sequenzschätzungsverfahren mit Zustandsreduktion und Bestimmung der Symbolzuverlässigkeit 11 gemäß dieser Erfindung angewendet werden, siehe Punkt 4. Eine entscheidungsgestützte Nachführung der Kanalschätzung 8 kann dabei auf gleiche Weise wie nach dem Stand der Technik vorgenommen werden.
Wenn darauf verzichtet wird, so ist eine durchgehende Schätzung der Symbolsequenz mit Zustandsreduktion 11 über den gesamten Burst in einer Richtung (vorzugsweise in positiver Richtung) beginnend vom Anfang (bzw. vom Ende bei negativer Richtung) der nur mit der Allpass-Übertragungsfunktion A(z) (mit A(z) bei negativer Richtung) gefilterten Sequenz ⟨r_k⟩ möglich. Die bekannten Datensymbole der erweiterten Trainingssequenz 2fi können dabei auf ähnliche Weise wie bei einer Sequenzschätzung in zwei Richtungen für jeweils den halben Burst zur Erhöung der Zuverlässigkeit herangezogen werden (Verwendung von a-priori-Wahrscheinlichkeiten 0 bzw. 1).
Zu 1. Erweiterte Kanalschätzung:
Während bei dem Verfahren nach dem Stand der Technik eine Kanalschätzung 8 nur für Ersatzsysteme 14 G ^(z) gemäß 2 vom Grad d = 5 möglich ist, wird vorgeschlagen, das Kanalschätzverfahren dem jeweiligen, zu schätzenden System anzupassen. Dadurch wird nicht nur erreicht, dass selbst für höhere Grade, also bei größeren Laufzeitunterschiede bei der Mehrwegeausbreitung des Signals, nur eine einzige Kanalschätzung möglich wird, sondern in jedem Fall eine Kanalschätzung mit möglichst großer Güte, d.h. mit minimaler Varianz des Schätzfehlers, erfolgt.
Die erweiterte Kanalschätzung beruht auf einer Kanalschätzung für den variablen erwarteten Grad c des Ersatzsystems 14. Die c+1 Koeffizienten des Systems bei erwartetem Grad c [g ^(c)] = (g ^0(c), g ^1(c), ..., g ^c(c))werden durch die Transformation [g ^(c)] = [y(c)]·ϕ–1(c)ermittelt. Die c+1 Komponenten y_k(c) des Vektors [y(c)] werden dabei (wie üblich) durch Korrelation der Sequenz ⟨r_k⟩ von komplexen Abtastwerten 6 aus dem empfangenen Signal mit den Koeffizienten eines Teils der (periodisch erweiterten) Trainingssequenz 26 ⟨a_k⟩ gebildet:
Der einfachen Darstellung halber wird der diskrete Zeitpunkt k = 0 für den erwarteten Beginn der Trainingssequenz 27 in der empfangenen Sequenz ⟨r_k⟩ verwendet. Die beiden Summierungsgrenzen k_u(c, k) und k_o(c, k) sind im Allgemeinen Funktionen des Grads c und des Zeitindex k. Eine mögliche Auswahl dieser Summierungsgrenzen ist: ko(c, k ) = 25 – c ku(c, k) = c,was den Vorteil besitzt, dass die Summierung für alle Zeitpunkte k über gleich viele Elemente erfolgt. Es kann auch sinnvoll sein, die Summierungsgrenzen für unterschiedliche diskrete Zeitpunkte k im Takt der binären Symbole verschieden zu wählen. Man kann zum Beispiel am Beginn der erweiterten Trainingssequenz 26 mit einer langen Sequenz von Abtastwerten korrelieren und für nachfolgende Zeitpunkte k die untere Summierungsgrenze k_u jeweils inkrementieren. Für die erweiterte Trainingssequenz 26 ist in ähnlicher Weise wie bei der Datensequenz die Interpratation von GMSK als π/2-shift 2PSK-Modulation, also eine Multiplikation 16 der binären, bipolaren erweiterten Trainingssequenz 26 mit j^k zu berücksichtigen.
Die Matrizen Φ^–1(c) sind die Inversen von (c+1) × (c+1) Matrizen
mit den Elementen
die die kreuzkorrelierten Werte zwischen der erweiterten Trainingssequenz 26 ⟨a_k⟩ und einer verkürzten Version darstellen. Die Matrizen Φ^–1(c) lassen sich damit auf einfache Weise berechnen. Sie werden vorzugsweise für 0 ≤ c ≤ 7 für alle 8 beim GSM-Mobilfunk verwendeten Trainingssequenzen, in einem ROM vom vorgeschlagenen Empfänger gespeichert. Damit entfällt deren Berechnung in Echtzeit.
Durch die Multiplikation des Vektors [y(c)] mit der Matrix Φ^–1(c) wird der Einfluss von nicht-schwindenden Werten der Kreuzkorrelierten φ_k(c) bei k ≠ 0 und c ≠ 5 auf die Kanalschätzung aufgehoben. Die Trainingssequenzen sind beim GSM-Mobilfunk bekanntlich so gewählt, dass speziell für c = 5 Folgendes gilt: Φ–1(5) = Φ(5) = E6,wobei E₆ die 6 × 6-Einheitsmatrix bezeichnet.
Nur in diesem speziellen Fall für c = 5, der ausschließlich bei der Kanal- schätzung nach dem Stand der Technik zur Anwendung gelangt, kann die Matrixmultiplikation entfallen. Die bisherige Beschränkung auf c = 5 verursacht allerdings folgende Nachteile:

– Es können nur die Koeffizienten des Ersatzsystems 14 bis zu einem maximalen Grad c = d = 5 geschätzt werden. Somit schlägt die Kanalschätzung 8 fehl, wenn höhere Laufzeitunterschiede bei einer Mehrwegeausbreitung des Signals oder einer Verschiebung des geschätzten Zeitpunkts k = 0 gegenüber dem tatsächlichen Beginn der Trainungssequenz 27 vorliegen.
– Wenn tatsächlich ein geringerer Grad als 5 des Ersatzsystems 14 vorliegt, ist die Varianz des Schätzfehlers unnötig groß.

Durch Multiplikation des Vektors [y(c)] mit gespeicherten Matrizen Φ^–1(c) gemäß der Erfindung wird dagegen eine Kanalschätzung für vermutete Grade 0 ≤ c ≤ 13 möglich. Für steigt für c > 7 allerdings die Varianz des Schätzfehlers deutlich an, so dass in der Praxis eine Einschränkung auf 0 ≤ c ≤ 7 zu empfehlen ist.
Die erweiterte Kanalschätzung 8 erfolgt vorzugsweise wie folgt:

– Zunächst wird eine Kanalschätzung für einen hohen vermuteten Grad (zum Beispiel c = 7) berechnet, um den tatsächlichen Grad und die Lage des Nullzeitpunkts zu ermitteln. Hierbei ist vorteilhafterweise ein Fenster für die im Folgenden auszuwertenden Koeffizienten so zu bestimmen, dass Beträge von geschätzten Koeffizienten außerhalb dieses Fensters die rechnerische Streuung des Schätzfehlers nicht wesentlich übersteigen (Koeffizienten-Clipping).
– Für eine zweite Kanalschätzung werden der im ersten Versuch bestimmte vermutete Grad c und die optimale Lage des Nullzeitpunkts verwendet. Auf diese Weise wird die Varianz des Schätzfehlers minimiert.

Durch die zweimalige Berechnung der geschätzten Filterkoeffizienten 18 wird also eine Kanalschätzung 8 erreicht, die bezüglich des Nullzeitpunkts und des Grads der Filterung angepasst ist. Der hierfür notwendige Mehraufwand besteht lediglich in einer zweiten Matrixmultiplikation.
Zu 2. Allpassbestimmung:
Zum geschätzten zeitdiskreten Ersatzsystem G ^(z) 14 werden zwei (bzw. nur ein) Allpassfilter A(z) und A(z) errechnet, mit deren Hilfe minimal- bzw. maximumphasige Gesamtsysteme entstehen. Zur Allpassbestimmung 9 können alle gängigen und auch erst kürzlich neu vorgeschlagenen Methoden zur Faktorisierung von G(z)·G*(z*-1)in einen minimalphasigen und einen maximalphasigen Anteil verwendet werden, wie zum Beispiel dargelegt in „An Alternative Approach to Minimum Mean-Squared Error DFE with Finite Length Constraints", von W. Gerstacker, erschienen im International Journal of Electronics and Communications (AEÜ), Band 50 (Nr. 1), 1996, oder „Zeitdiskrete Signalverarbeitung", von A.V. Oppenheim and R.W. Schafer, Oldenburg Verlag, München, Wien, 1992.
Methoden, die vom Logarithmus des Frequenzgangs, dem so genannten Cepstrum, ausgehen, erweisen sich als besonders vorteilhaft.
Zu 3. Allpassfilterung:
Durch die Allpassfilterung 10 wird erreicht, dass in Bezug auf die Sequenzschätzung mit Zustandsreduktion 11 eine lineare Verzerrung des Datensignals durch ein minimalphasiges bzw. ein maximalphasiges zeitdiskretes Ersatzsystem 14 mit dem Grad c vorliegt.
Nur wenn die Energie des Differenzsignals bei der Aufspaltung zweier Pfade in einem Trellis-Diagramm, das für binäre Eingangssymbole für das System 14 analog zu 2 gezeichnet werden kann (siehe zum Beispiel „Trelliscodierung in der digitalen Übertragungstechnik – Grundlagen und Anwendungen", von J. Huber, Springer-Verlag, Berlin, 1992), maximal ist, sind Störabstandsverluste infolge einer Zustandsreduktion bei der Sequenzschätzung auch für eine drastische Reduktion nahezu vernachlässigbar gering.
Wird keine entscheidungsgestützte Nachführung der Kanalschätzung 8 ausgehend von der Trainingssequenz 27 durchgeführt, so genügt eine Allpassfilterung 10 der gesamten Sequenz ⟨r_k⟩ mit dem System A(z) zur Erzeugung eines durch ein minimumphasiges Ersatzsystem 14 verzerrten Signals, weil die Sequenzschätzung in positiver Richtung über den gesamten Burst erfolgen kann. Wird allerdings eine entscheidungsgestützte Nachführung der Kanalschätzung 8 während des Sequenzschätzverfahrens vorgenommen, so ist der Teil der Sequenz ⟨r_k⟩ von Abtastwerten 6 aus dem in das Basisband umgesetzten Empfangssignal beginnend mit der Trainingssequenz 27 in positiver Richtung mit dem System A(z) zu filtern, während der Teil in negativer Richtung mit dem System A(z) zu filtern ist. Die Sequenzschätzung 11 wird in diesem Fall, ausgehend von der Trainingssequenz 27, jeweils in positiver und in negativer Richtung getrennt durchgeführt. In beiden Fällen wird durch die Allpassfilterung 10 erreicht, dass das Differenzsignal bei den Pfadaufspaltungen im Trellis-Diagramm die maximale Energie besitzt. Die Allpassfilterung 10 kann mit jeder der in der digitalen Signalverarbeitung üblichen Methoden der linearen Signaltransformation vorgenommen werden, zum Beispiel im Zeitbereich mit Hilfe einer diskreten Faltung mit einem FIR- oder einem IIR-System, bzw. mit Hilfe einer diskreten Fouriertransformation, Multiplikation mit der gemäß Punkt 2 ermittelten Übertragungsfunktion im Frequenzbereich und anschließender inverser Fouriertransformation.
Zu 4. Sequenzschätzung mit reduzierter Zustandszahl:
Alle gängigen Methoden der Reduktion der Zustandszahl bei der Sequenzschätzung von digitalen pulsamplitudenmodulierten Signalen, die durch Impulsinterferenzen infolge von Verzerrungen beeinträchtigt sind, können zur Anwendung gelangen, siehe zum Beispiel „Delayed decision-feedback sequence estimation", von A. Duel-Hallen und C. Heegard, IEEE Transactions on Communications, Band 37, Nr. 5. S. 428-436, 1989. Vorzugsweise ist das dort beschriebene Verfahren Decision-Feedback Sequence Estimation zu verwenden, bei dem ein Trellis-Diagramm bezüglich der ersten c₀ binären Verzögerungselemente des Ersatzsystems 14 mit
Zuständen gebildet wird. Zur Metrikberechnung im Viterbi-Algorithmus werden die weiteren Koeffizienten 18 dieses Systems mit den Symbolen in den Pfadregistern zu den jeweiligen Zuständen im Trellis-Diagramm geschätzt.
Für die anschließende Kanaldecodierung 12 ist es hilfreich, nicht nur die Kanalsymbole, sondern auch ihre Zuverlässigkeit zu schätzen, um eine so genannte Soft-Decision-Decodierung vornehmen zu können. Hierzu ist neben dem einzelnen Symbol auch noch die Wahrscheinlichkeit, dass diese Entscheidung korrekt ist, zu bestimmen. Ein Sequenzschätzverfahren mit Zustandsreduktion und näherungsweiser Berechnung der Symbolzuverlässigkeiten wurde zum Beispiel beschrieben in „TCM on Frequency-Selective Fading Channels: A Comparison of Soft-Output Probabilistic Equalizers" von P. Höher, erschienen in den Proceedings der GLOBECOM 1990, S. 401.4.1-401.4.6, San Diego, Dezember 1990.
Ein optimales Verfahren zur Berechnung der a-posteriori-Wahrscheinlichkeiten der Eingangssymbole eines Trellis-Codierers (hier speziell eines linear verzerrenden Systems 14) unter Berücksichtigung seiner durch weißes Rauschen 19 verzerrten Ausgangssymbole ist der Algorithmus zur Maximum-a-posteriori Einzelsymbolschätzung nach Bahl et al., siehe zum Beispiel „Optimal decoding of linear codes for minimizing symbol error rate", von L.R. Bahl, J. Cocke, F. Jelinek und J. Raviv, erschienen in den IEEE Transactions on Information Theory, IT-20, S. 284-287, 1974. Bei diesem Algorithmus werden die Wahrscheinlichkeiten α_γ(i) für die Zustände i = 1, 2, ... Z zum Schritt γ unter Berücksichtigung der bisherigen γ – 1 beobachteten Trellis-Code-Ausgangssignale mit Hilfe einer Vorwärtsrekursion bestimmt und die Wahrscheinlichkeiten β_γ(i) für die zwischen dem letzten Schritt L rückwärts bis zum Schritt γ beobachteten Trellis-Code-Ausgangssymbole bei vorausgesetztem Zustand i im aktuellen Schritt γ werden mit Hilfe einer Rückwärtsrekursion bestimmt; siehe zum Beispiel „Trellis-Codierung in der digitalen Übertragungstechnik – Grundlagen und Anwendungen", von J. Huber, Springer-Verlag, Berlin, 1992. Somit gelten hinsichtlich der gesamten empfangenen Sequenz die Zustandswahrscheinlichkeiten Ψ_γ(i) für den Zustand i zum Schritt γ Ψγ(i) = αγ(i)·βγ(i)
Bei dem verwendeten Trellis-Codierer folgen die Symbolwahrscheinlichkeiten unmittelbar aus den Zustandswahrscheinlichkeiten.
Gemäß der Abhandlung „Optimum and the Sub-Optimum Detection of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference" von W. Koch und A. Baier, erschienen in den Proceedings der GLOBECOM 1990, S. 807.5.1-807.5.6, San Diego, 1990, und der Abhandlung „TCM on Frequency-Selective Fading Channels: A Comparison of Soft-Output Probabilistic Equalizers" von P. Höher, erschienen in den Proceedings der GLOBECOM 1990, S. 401.4.1-401.4.6., San Diego, Dezember 1990, kann der Bahl-Algorithmus analog zum Viterbi-Algorthimus mit Decision-Feedback zustandsreduziert werden. Dabei wird bei der Vorwärtsrekursion zur Berechnung von α_γ(i) jedem der nun
zustände ein Pfadregister zugeordnet, das wie beim DFSE-Algorithmus in jedem Zeitschritt aktualisiert und für die Berechnung der Zweigmetriken des reduzierten Trellis benötigt wird. Die Zweigmetriken werden abgespeichert und für die Rückwärtsrekursion zur Bestimmung der β_γ(i) nochmals verwendet.

Claims

Empfänger mit – einer Empfängereingangsstufe (1) und einem digitalen Speicher (7) zum Speichern einer Sequenz von Binärsymbolen von Abtastwerten (6), die in der Empfängereingangsstufe (1) von einem Signal gebildet wurden, welches durch einen Übertragungskanal verzerrt wurde, und – einen Entzerrer (8, 9, 10, 11) zum Bilden einer Sequenz von binären Schätzwerten ausgehend von den Abtastwerten (6) mit Hilfe einer Impulsantwort eines den Übertragungskanal beschreibenden Ersatzsystems (14), wobei die Impulsantwort durch erste Korrelationen von Koeffizienten einer bekannten Trainingssequenz (27) mit den Abtastwerten (6) von einem Teil der bekannten, um mindestens ein Binärsymbol (26) verlängerten Trainingssequenz bestimmt wird, dadurch gekennzeichnet, dass für eine gegebene bekannte Trainingssequenz (27) eine variable erste Korrelationsfensterlänge und eine variable Anzahl von ersten Korrelationen zur Anpassung der Impulsantwort des Ersatzsystems (14) an die Impulsantwort des Übertragungskanals auf eine solche Weise verwendet werden, dass die Anzahl der ersten Korrelationen erhöht wird, wenn die Korrelationsfensterlänge verkürzt wird, und die Anzahl der ersten Korrelationen verringert wird, wenn die Korrelationsfensterlänge vergrößert wird.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Koeffizienten der bekannten, um mindestens ein Binärsymbol verkürzten oder verlängerten Trainingssequenz verwendet werden, um die ersten Korrelationen mit den Abtastwerten (6) eines Teils der verlängerten Trainingssequenz zu bilden.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass vorgesehen ist, dass die ersten Korrelationen zu einem Vektor zusammengefasst werden und der Vektor zur Multiplikation mit einer Matrix vorgesehen ist, deren Elemente aus zweiten Korrelationen der Koeffizienten der bekannten, um mindestens ein Binärsymbol verkürzten oder verlängerten Trainingssequenz (26) mit jeweils einem Teil der um mindestens ein weiteres Binärsymbol verlängerten Trainingssequenz (26) gebildet werden.
Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein Speicher zum Speichern der jeweiligen Matrix für jede Trainingssequenz (27) und jede Verkürzung oder Verlängerung der jeweiligen Trainingssequenz (27) verwendet wird.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Anpassung der Impulsantwort des Ersatzsystems (14) an die Impulsantwort des Übertragungskanals die Bildung der ersten Korrelationen mindestens einmal wiederholt wird, so dass der mittels der vorangegangenen Korrelationen ermittelte jeweilige Beginn der Trainingssequenz (27) in den Abtastwerten (6) und die günstigste Korrelationsfensterlänge für die Wiederholung benutzt werden.
Digitales Übertragungssystem mit einem Empfänger nach Anspruch 1.