EP1133857A1 - Verfahren zur kompensation von störungen bei einem mit diskreter multiton-modulation erzeugten signal und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens - Google Patents

Verfahren zur kompensation von störungen bei einem mit diskreter multiton-modulation erzeugten signal und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens

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EP1133857A1
EP1133857A1 EP99960912A EP99960912A EP1133857A1 EP 1133857 A1 EP1133857 A1 EP 1133857A1 EP 99960912 A EP99960912 A EP 99960912A EP 99960912 A EP99960912 A EP 99960912A EP 1133857 A1 EP1133857 A1 EP 1133857A1
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EP
European Patent Office
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signal vector
signal
vector
error
discrete
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP99960912A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Heinrich Schenk
Dietmar STRÄUSSNIGG
Stefan Schneider
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Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
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Filing date
Publication date
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Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of EP1133857A1 publication Critical patent/EP1133857A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03592—Adaptation methods
    • H04L2025/03598—Algorithms
    • H04L2025/03611—Iterative algorithms

Definitions

  • the invention relates to a method for compensating for disturbances in a signal generated with discrete multitone modulation according to the preamble of claim 1 and a method according to the preamble of claim 9 and a circuit arrangement for carrying out the method according to the preamble of claim 6.
  • Discrete multitone modulation (DMT) - also multi-carrier modulation - is a modulation method that is particularly suitable for the transmission of data via linearly distorting channels.
  • DMT Discrete multitone modulation
  • single-carrier methods such as, for example, amplitude modulation, which has only one carrier frequency
  • amplitude modulation which has only one carrier frequency
  • carrier frequencies are used in the discrete multitone modulation.
  • Each individual carrier frequency is modulated in amplitude and phase according to quadrature amplitude modulation (QAM).
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • a large number of QAM-modulated signals are thus obtained.
  • a certain number of bits can be transmitted per carrier frequency.
  • Discrete multitone modulation is used, for example, for digital broadcasting DAB (Digital Audio Broadcast) under the name OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) and for the transmission of data over telephone lines under the name ADSL (Asymmetry Digital Subscriber Line).
  • DAB Digital Audio Broadcast
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • ADSL Asymmetry Digital Subscriber Line
  • ADSL data is transmitted from a switching center to an analogue connected subscriber over the telephone network using a DMT-modulated signal. It is determined by ETSI and ANSI standards that each carrier frequency has approximately 4 kHz bandwidth and transports up to 15 bits / s / Hz at most. The actual number of bits / s / Hz can be different for each carrier frequency, as a result of which the data rate and the transmission spectrum can be adapted to the transmission channel.
  • a DMT transmission system has an encoder that combines the bits of a serial digital data signal to be transmitted into blocks.
  • a complex number is assigned to a certain number of bits in a block.
  • T is the duration of a block.
  • a cyclic prefix is carried out, the last M (M ⁇ N) of the samples being appended to the beginning of a block.
  • M the last M
  • T-MI N the last M
  • the equalization effort in the receiver can be greatly reduced by the cyclic prefix, since after demodulation in the receiver it is only necessary to multiply by the inverse transmission function of the transmission channel in order to eliminate the linear distortions of the transmission channel. This requires one complex or four real multiplications for each carrier frequency.
  • the transmission channel is a two-wire line (copper twin wire). The two-wire line takes a long time to settle in relation to the length of a block.
  • the additional transmission capacity required by the cyclic prefix should be as small as possible.
  • Such interference can be reduced in the receiver using special signal processing measures.
  • TDEQ Time Domain Equalizer
  • the time domain equalizer is designed as a digital transversal filter whose coefficients are adjustable.
  • the task of the time domain equalizer is to shorten the transient response of the transmission channel. Accordingly, the number of pulse response values of the digital transversal filter must be as small as possible the M samples of the cyclic prefix.
  • the design of such time domain equalizers can be found in Al-Dhahir, N., Cioffi, JM, "Optimum Finite-Length Equalization for Multicarrier Transceivers", IEEE Trans. On Comm., Vol.44, No.l, Jan.1996.
  • the high additional circuit complexity for the time domain equalizer is disadvantageous due to the large number of coefficients (between 20 to 40 coefficients) that the digital transversal filter used as the time domain equalizer has.
  • Another disadvantage of such time domain equalizers is the high computing effort that ner filter length of 20 to 40 coefficients is approximately 50 to 100 million multiplications per second and requires a correspondingly high circuit complexity.
  • each coefficient must be set to adapt the digital transversal filter.
  • the technical problem on which the invention is based is therefore to specify a method for compensating for interference in a signal generated with discrete multitone modulation and a circuit arrangement for carrying out the method, which require less circuit complexity than time domain equalizers and as a simple and fast algorithm or are to be implemented as a simple circuit.
  • the invention relates to a method for compensating
  • the signal generated with discrete multitone modulation has a plurality of carrier frequencies and each carrier frequency has a signal vector.
  • An error signal vector is generated from a reference signal vector, which is a signal vector from the plurality of signal vectors.
  • the error signal vector is added to each of the remaining signal vectors of the plurality of signal vectors to compensate for interference.
  • Each of the signal vectors of the plurality of signal vectors other than the reference signal vector is a set of adjustable coefficient assigned by which the error signal vector is multiplied before addition.
  • the error signal is advantageously calculated in a simple step of the method and added to the other carrier frequencies in a further simple step. Because the interference of each individual carrier frequency is dependent on one another, it is sufficient to calculate the error signal from a carrier frequency. In contrast to time domain equalization, the method can be carried out very simply as an algorithm.
  • the adjustable coefficients are particularly preferably adapted in accordance with the transmission conditions of the carrier frequency which has the signal vector assigned to the adjustable coefficient. This adaptation of the coefficients advantageously achieves better suppression of interference which may be contained in the signal vector.
  • the adjustable coefficients are set using an iterative algorithm for minimizing errors.
  • the adjustable coefficients are set using the mean square error algorithm.
  • the reference signal vector is preferably mapped into a discrete-value reference signal vector and the discrete-value reference signal vector is subtracted from the reference signal vector to generate the error signal vector.
  • the invention relates to a circuit arrangement for compensating for interference in a signal generated with discrete multitone modulation, the discrete multi sound modulation generated signal in the frequency domain has a plurality of carrier frequencies and wherein each carrier frequency has a signal vector.
  • a reference signal vector is fed to a first decision circuit, which maps the reference signal vector into a discrete-value reference signal vector.
  • a subtractor circuit subtracts the reference signal vector and the discrete-value reference signal vector from one another to form an error signal vector.
  • the error signal vector is supplied to a plurality of adders which add the error signal vector to every other signal vector except for the reference signal vector.
  • Each of the plurality of adders is preceded by multiplier circuits which multiply the first error signal vector by adjustable coefficients.
  • the adjustable coefficients are preferably adjustable by means of a manipulated variable.
  • a power of two is particularly preferably selected for the manipulated variable, as a result of which the adjustable ones are set
  • Coefficients can be carried out by a simple shift register.
  • the invention also relates to a method for compensating for interference in a signal generated with discrete multitone modulation, interference from the other signal vectors of the plurality of signal vectors being approximately calculated from the error signal vector, and the calculated interference from the respective signal vector of the plurality of signal vectors be subtracted to compensate for interference.
  • no adaptive setting of coefficients is necessary. This means that there can be no convergence problems during the adaptation.
  • Fig.l shows a first embodiment of the circuit arrangement for compensating for interference in a signal generated with discrete multitone modulation
  • FIG. 4 shows a second embodiment of the circuit arrangement for compensating for interference in a signal generated with discrete multitone modulation
  • Figure 1 shows an embodiment of the circuit arrangement for compensating for interference in a signal generated with discrete multitone modulation.
  • a serial-parallel converter 1 receives digital samples of a signal IN generated with discrete multitone modulation.
  • the serial-to-parallel converter 1 forms blocks from the supplied digital samples, one block having a multiplicity of N parallel signals which are fed to a demodulator 2.
  • N should be a power of two.
  • the demodulator 2 is a fast Fourier transformer, which converts the large number of N parallel signals supplied in the time domain into a large number of n carrier frequencies fO - fn in the frequency domain, each carrier frequency in the case of discrete multitone modulation with the quadrature amplitude Modulation (QAM) is modulated.
  • Each carrier frequency has a signal vector 20a, 20b to 2na, 2nb.
  • ADSL Asymmetry Digital Subscriber Line
  • the carrier frequencies 7 to 250 corresponding to a frequency spectrum of 30.1875 kHz to 1078.125 kHz are used for signal transmission.
  • Each signal vector has two elements, one
  • the amount and phase of the complex number correspond to the carrier frequency (frequency channel, channel) with QAM modulated signal.
  • n frequency range equalizers 30,... 3n are provided for equalizing the signal vectors 20a, 20b to 2na, 2nb.
  • a frequency domain equalizer is used for channel equalization of a signal vector.
  • each frequency range equalizer can be adapted to the transmission characteristic of the transmission channel that is specific for a carrier frequency.
  • An equalized signal vector ao, bo or a n , b n is present at the output of each frequency domain equalizer 30,..., 3n.
  • Each frequency range equalizer 30, ..., 3n is followed by a decision circuit 40 or 4n.
  • a decision circuit decides which signal state in the signal state space of the carrier frequencies modulated with QAM is assigned to a supplied signal vector.
  • a signal state corresponds to a value-discrete signal vector which has a value-discrete amplitude and a value-discrete phase.
  • Crucial for the correct assignment of a signal vector a discrete-value signal vector is a signal vector that is as little disturbed by the transmission as possible.
  • Each decision circuit 40, ..., 4n is followed by a decoder circuit 50 or 5n.
  • a decoder circuit decodes the binary signals OUT0 to OUTn contained in the signal vector from a value-discrete signal vector supplied.
  • the first signal circuit 40 converts the reference signal vector into a discrete-value reference signal vector a 0 ", b 0 '.
  • the reference signal vector is used to correct all other signal vectors. This is possible due to the interdependence of the individual signal vectors.
  • An error signal vector is generated from the reference signal vector and is used to correct all other signal vectors.
  • the real part a 0 and the value-discrete real part a 0 'of the reference signal vector are fed to a first subtractor circuit 6 and subtracted from one another.
  • At the output of the first subtractor circuit 6 there is a real part ⁇ a 0 of a complex number which represents the error signal contained in the error signal vector ⁇ a 0 , ⁇ b 0 .
  • the imaginary part b 0 and the value-discrete imaginary part b 0 'of the reference signal vector are supplied to a second subtracting circuit 7 in accordance with the real parts.
  • At the output of the second subtractor circuit 7 there is an imaginary part ⁇ b 0 of the complex number which represents the error signal contained in the error signal vector ⁇ a 0 , ⁇ b 0 .
  • the error signal vector ⁇ a 0 , ⁇ b 0 is adapted to the signal vector to be corrected and added to the signal vector which corresponds to a channel to be corrected for correction.
  • the real part ⁇ a 0 of the error signal vector is fed to a first multiplier circuit 8 and in parallel to a second multiplier circuit 11.
  • the first multiplier circuit 8 multiplies the real part ⁇ a 0 of the error signal vector by a first coefficient C aa n - the second multiplier circuit 11 multiplies the real part ⁇ a 0 of the error signal vector by a second coefficient C a b n .
  • the imaginary part ⁇ b 0 of the error signal vector is fed to a third multiplier circuit 9 and in parallel to a fourth multiplier circuit 10.
  • the third multiplier 9 multiplies the imaginary part .DELTA.b 0 of the error signal vector with a third coefficient C n ba>
  • the fourth multiplier 10 multiplies the imaginary part .DELTA.b 0 of the error signal vector with a fourth coefficient Cbb "•
  • the output signal of the first multiplier circuit 8 and the third multiplier circuit 9 is fed to a first adder circuit 12.
  • a real part a n of the signal vector, which is present at the output of a frequency domain equalizer 3n, is also applied to the first adder circuit 12. leads.
  • the first adder circuit adds the three supplied signals to an error-corrected real part a n * of the signal vector.
  • the output signal of the second multiplier circuit and the fourth multiplier circuit are fed to a second adder circuit 13.
  • the second adder circuit 13 is also supplied with an imaginary part b n of the signal vector which is present at the output of the second frequency range equalizer 3n.
  • An error-corrected imaginary part b n * of the signal vector is present at the output of the second adder circuit 13, which adds the three supplied signals.
  • the error-corrected real part a n * and the error-corrected imaginary part b n * of the signal vector are fed to a second decision circuit 4n, which converts the error-corrected real part a n * and the error-corrected imaginary part b n * into a value-discrete real part a n * 'or into a value-discrete I converts binary part b n * 'of a value-discrete signal vector a n *', b n * '.
  • the discrete-value signal vector a n * ', b n *' is fed to a second decoder circuit 5n.
  • the second decoder circuit 5n decodes signals from the supplied signal vector.
  • the error signal vector is in accordance with the method weighted channel to be corrected and added to the signal vector representing the channel.
  • the weighting coefficients C aa n, C ba n, C from n and C bb n to weighting of the error signal vector can be adjusted using an iterative algorithm for error minimization, such as the metal at Square Error algorithm (MSE) algorithm stepwise (k denotes a discrete point in time):
  • MSE metal at Square Error algorithm
  • both the error signal vector ⁇ a 0 , ⁇ b 0 of the reference signal vector and an error signal vector ⁇ a n , ⁇ b n of the n to be corrected are used -th channel required.
  • the error signal vector ⁇ a n , ⁇ b n of the nth channel to be corrected is formed in accordance with the error signal vector of the reference channel.
  • the symmetry of the weighting coefficients advantageously reduces the storage space required for storing the weighting coefficients.
  • the setting algorithm is as follows:
  • i (*) (* - 1) - g ⁇ ( ⁇ 0 (*) • ⁇ b route(*) - ⁇ b 0 (*) • ⁇ condiment (*))
  • Each of the circuit arrangements has a first multiplier 100 which multiplies the real part ⁇ a 0 or the imaginary part ⁇ b 0 of the error signal vector of the reference channel by the real part ⁇ a n or the imaginary part ⁇ b n of the error signal vector formed from the channel to be corrected.
  • a second multiplier 101 connected downstream of the first multiplier 100 multiplies the result of the first multiplier 100 by a manipulated variable g, which is formed in a circuit block 102.
  • the manipulated variable g is chosen as a power of two 2 ⁇ ⁇ to simplify the multiplication.
  • a simple shift register can be used for the second multiplier 101.
  • a further simplification can be achieved in that only the sign is used for the real part ⁇ ai and the imaginary part ⁇ bi of an error signal vector (this also applies to the simplified algorithm according to the formulas (2b)).
  • the first multiplication 100 is thus reduced to a one-bit operation.
  • the output signal of the second multiplier 101 is fed to the negative input of a comparator 103, the output of which is fed back to the positive input via a delay element 104.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • an SNR of -40 to -20 dB is achieved over a frequency range up to approx. 1.1 MHz.
  • an SNR of -70 to about -45 dB is achieved, which corresponds to an improvement of an average of 25 to 30 dB.
  • a time domain equalizer which has 32 coefficients and is connected in front of the demodulator 2
  • an SNR of -70 to approx. -50 dB is achieved.
  • FIG. 4 shows a second exemplary embodiment of the circuit arrangement for compensating for disturbances in a signal generated with discrete multitone modulation. All elements that are identical to the elements of the first exemplary embodiment are also provided with the same reference symbols.
  • the error signal vector ⁇ a 0 , ⁇ b 0 of the reference signal vector is fed to a device 200 which adapts the error signal vector to the channels to be corrected.
  • parameters for the error frequency response are first calculated from the error signal vector, which are then used to correct the other channels.
  • the frequency response of the interference or error per channel can be calculated using the following equation:
  • the error signal vector in the device 200 is modified either with l / FEQ_mod, if correction is carried out before the frequency domain equalizers, or with FEQ / FEQ_mod, if it is corrected after the frequency domain equalizers .
  • the error signal vector adapted in this way is then added to the n-th channel with the adder circuits 201 and 202 for interference compensation.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal. Das mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal weist eine Vielzahl von Trägerfrequenzen auf und jede Trägerfrequenz weist einen Signalvektor auf. Aus einem Referenzsignalvektor, der ein Signalvektor aus der Vielzahl der Signalvektoren ist, wird ein Fehlersignalvektor erzeugt. Der Fehlersignalvektor wird zu jedem der übrigen Signalvektoren der Vielzahl der Signalvektoren zur Kompensation von Störungen addiert. Jedem der Signalvektoren der Vielzahl der Signalvektoren ausser dem Referenzsignalvektor ist ein Satz von einstellbaren Koeffizienten zugeordnet, mit dem der Fehlersignalvektor vor der Addition multipliziert wird.

Description

Beschreibung
Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und Schaltungsan- Ordnung zur Durchführung des Verfahrens
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal nach dem Oberbegriff von Patentanspruch 1 und ein Verfahren nach dem Oberbegriff von Patentanspruch 9 und eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach dem Oberbegriff von Patentanspruch 6.
Die diskrete Multiton-Modulation (DMT) - auch Mehrträgermodu- lation - ist ein Modulationsverfahren, das sich insbesondere zur Übertragung von Daten über linear verzerrende Kanäle eignet. Gegenüber sogenannten Einträgerverfahren wie beispielsweise die Amplitudenmodulation, die nur eine Trägerfrequenz aufweist, werden bei der diskreten Multiton-Modulation eine Vielzahl von Trägerfrequenzen benutzt. Jede einzelne Trägerfrequenz wird in der Amplitude und Phase nach der Quadraturamplituden-Modulation (QAM) moduliert. Man erhält somit eine Vielzahl von QAM-modulierten Signalen. Pro Trägerfrequenz kann dabei eine bestimmte Anzahl an Bits übertragen werden. Die diskrete Multiton-Modulation wird beispielsweise für den digitalen Rundfunk DAB (Digital Audio Broadcast) unter der Bezeichnung OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) und zur Übertragung von Daten über Telefonleitungen unter der Bezeichnung ADSL (Asymmetrie Digital Subscriber Line) einge- setzt.
Bei ADSL werden mithilfe eines DMT modulierten Signals Daten von einer Vermittlungsstelle an einen analog angeschlossenen Teilnehmer über das Telefonnetz übertragen. Dabei ist durch ETSI- und ANSI-Standards festgelegt, daß jede Trägerfrequenz ungefähr 4 kHz Bandbreite aufweist und höchstens bis zu 15 Bit/s/Hz transportiert. Die tatsächliche Anzahl von Bits/s/Hz kann dabei bei jeder Trägerfrequenz unterschiedlich sein, wodurch die Datenrate und das Sendespektrum an den Übertra- gungskanal anpaßbar ist.
Ein DMT-Übertragungssystem weist einen Kodierer auf, der die Bits eines seriellen digitalen Datensignals, das übertragen werden soll, zu Blöcken zusammenfaßt. Jeweils einer bestimmte Anzahl von Bits in einem Block wird eine komplexe Zahl zugeordnet. Durch eine komplexe Zahl wird eine Trägerfrequenz fλ = i/T mit i = 1, 2, ..., N/2 der diskreten Multiton- Modulation dargestellt, wobei alle Trägerfrequenzen fx äqui- distant verteilt sind. T ist die Zeitdauer eines Blocks. Durch eine inverse Fouriertransformation werden die durch Signalvektoren dargestellten Trägerfrequenzen in den Zeitbereich transformiert und stellen dort unmittelbar N Abtastwerte eines zu sendenden DMT-Signals dar. Lln die schnelle inverse Fouriertransformation (IFFT = Inverse Fast Fourier Trans- formation) anwenden zu können, wird für N eine Zweierpotenz gewählt.
Nach der inversen schnellen Fouriertransformation wird ein Cyclic-Prefix durchgeführt, wobei die letzten M (M < N) der Abtastwerte noch einmal an den Anfang eines Blockes gehängt werden. Dadurch wird einem Empfänger ein periodisches Signal vorgetäuscht, wenn der durch einen Übertragungskanal erzeugte Einschwingvorgang nach M Abtastwerten entsprechend einer Zeit T- MI N abgeklungen ist. Der Entzerrungsaufwand im Empfänger läßt sich durch das Cyclic-Prefix stark reduzieren, da nach der Demodulation im Empfänger nur mit der inversen Übertragungsfunktion des Übertragungskanals multipliziert werden muß, um die linearen Verzerrungen des Übertragungskanals zu beseitigen. Dies benötigt für jede Trägerfrequenz eine kom- plexe bzw. vier reelle Multiplikationen. Bei ADSL ist der Übertragungskanal eine Zweidrahtleitung (Kupferdoppelader) . Die Zweidrahtleitung benötigt im Verhältnis zur Länge eines Blocks eine große Zeit für den Ein- schwingvorgang. Andererseits soll die durch den Cyclic-Prefix benötigte zusätzliche Übertragungskapazität möglichst gering sein.
Bei einer Blocklänge von N = 512 ist bei ADSL ein Cyclic- Prefix von M = 32 festgelegt. Jedoch ist nach M = 32 Werten der Einschwingvorgang der Zweidrahtleitung noch nicht abgeklungen. Dadurch treten im Empfänger Störungen auf, die durch einen Frequenzbereichsentzerrer nicht beseitigt werden können.
Solche Störungen können im Empfänger mithilfe besonderer Signalverarbeitungsmaßnahmen reduziert werden.
Dazu wird ein Zeitbereichsentzerrer (TDEQ = Time domain Equa- lizer) einem Demodulator vorgeschaltet. Der Zeitbereichsentzerrer ist als ein digitales Transversalfilter, dessen Koeffizienten einstellbar sind, ausgeführt. Die Aufgabe des Zeitbereichsentzerrers ist eine Verkürzung des Einschwingvorgangs des Übertragungskanals. Demnach muß die Anzahl der Im- pulsantwortwerte des digitalen Transversalfilters möglichst kleiner den M Abtastwerten des Cyclic-Prefix sein. Der Entwurf solcher Zeitbereichsentzerrer ist Al-Dhahir, N., Cioffi, J.M., "Optimum Finite-Length Equalization for Multicarrier Transceivers", IEEE Trans. on Comm., Vol.44, No.l, Jan.1996 zu entnehmen. Nachteilig ist jedoch der hohe zusätzliche Schaltungsaufwand für den Zeitbereichsentzerrer bedingt durch die hohe Anzahl an Koeffizienten (zwischen 20 bis 40 Koeffizienten) , die das als Zeitbereichsentzerrer eingesetzte digitale Transversalfilter aufweist. Ein weiterer Nachteil solcher Zeitbereichsentzerrer ist der hohe Rechenaufwand, der bei ei- ner Filterlänge von 20 bis 40 Koeffizienten ungefähr 50 bis 100 Millionen Multiplikationen pro Sekunde beträgt und einen entsprechend hohen Schaltungsaufwand bedingt. Zusätzlich muß zur Adaption des digitalen Transversalfilters jeder Koeffizi- ent eingestellt werden.
Das der Erfindung zugrundeliegende technische Problem liegt daher darin, ein ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens anzugeben, die einen geringeren schaltungstechnischen Aufwand als Zeitbereichsentzerrer erfordern und als einfacher und schneller Algorithmus bzw. als einfache Schaltung auszuführen sind.
Dieses Problem wird durch ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 oder durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 9 und durch eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens mit den Merkmalen von Patentanspruch 6 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den jeweiligen Unteransprüchen.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Kompensation von
Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal. Das mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal weist eine Vielzahl von Trägerfrequenzen auf und jede Trägerfrequenz weist einen Signalvektor auf. Aus einem Refe- renzsignalvektor, der ein Signalvektor aus der Vielzahl der Signalvektoren ist, wird ein Fehlersignalvektor erzeugt. Der Fehlersignalvektor wird zu jedem der übrigen Signalvektoren der Vielzahl der Signalvektoren zur Kompensation von Störungen addiert. Jedem der Signalvektoren der Vielzahl der Si- gnalvektoren außer dem Referenzsignalvektor ist ein Satz von einstellbaren Koeffizienten zugeordnet, mit dem der Fehlersignalvektor vor der Addition multipliziert wird. Vorteilhafterweise wird in einem einfachen Schritt des Verfahrens das Fehlersignal berechnet und in einem weiteren einfachen Schritt zu den übrigen Trägerfrequenzen addiert. Aufgrund der Abhängigkeit von Störungen jeder einzelnen Trägerfrequenz voneinander, genügt die Berechnung des Fehlersignals aus einer Trägerfrequenz. Das Verfahren ist im Gegensatz zu einer Zeitbereichsentzerrung als Algorithmus sehr einfach ausführ- bar.
Die einstellbaren Koeffizienten werden besonders bevorzugt entsprechend den Übertragungsbedingungen der Trägerf equenz, die den den einstellbaren Koeffizienten zugeordneten Signal- vektor aufweist, angepaßt. Vorteilhafterweise wird durch diese Anpassung der Koeffizienten eine bessere Unterdrückung von Störungen, die im Signalvektor enthalten sein können, erreicht.
In einer bevorzugten Ausführungsform werden die einstellbaren Koeffizienten mit einem iterativen Algorithmus zur Fehlermi- nimierung eingestellt.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform werden die einstellbaren Koeffizienten mit dem Mean-Square-Error- Algorithmus eingestellt.
Der Referenzsignalvektor wird bevorzugt in einen wertdiskreten Referenzsignalvektor abgebildet und der wertdiskrete Re- ferenzsignalvektor wird von dem Referenzsignalvektor zur Erzeugung des Fehlersignalvektors subtrahiert.
Weiterhin betrifft die Erfindung eine Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton- Modulation erzeugten Signal, wobei das mit Diskreter Multi- ton-Modulation erzeugte Signal im Frequenzbereich eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor aufweist. Ein Referenzsignalvektor wird einer ersten Entscheiderschaltung zugeführt, die den Re- ferenzsignalvektor in einen wertdiskreten Referenzsignalvektor abbildet. Eine Subtrahiererschaltung subtrahiert zur Bildung eines Fehlersignalvektors den Referenzsignalvektor und den wertdiskreten Referenzsignalvektor voneinander. Der Fehlersignalvektor wird einer Vielzahl von Addierern zugeführt, die den Fehlersignalvektor zu jedem übrigen Signalvektor außer zu dem Referenzsignalvektor addieren. Jeder der Vielzahl von Addierern sind Multipliziererschaltungen vorgeschaltet, die den ersten Fehlersignalvektor mit einstellbaren Koeffizienten multiplizieren.
Die einstellbaren Koeffizienten sind bevorzugt durch eine Stellgröße einstellbar.
Für die Stellgröße wird besonders bevorzugt eine Zweierpotenz gewählt, wodurch sich die Einstellung der einstellbaren
Koeffizienten durch ein einfaches Schieberegister durchführen läßt.
Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal, wobei aus dem Fehlersignalvektor Störungen der übrigen Signalvektoren der Vielzahl der Signalvektoren näherungsweise berechnet werden, und die berechneten Störungen von dem jeweiligen Signalvektor der Vielzahl der Signal- vektoren zur Kompensation von Störungen subtrahiert werden. Vorteilhafterweise ist dabei keine adaptive Einstellung von Koeffizienten notwendig. Damit können auch keine Konvergenzprobleme während der Adaption auftreten. Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt
Fig.l ein erstes Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal;
Fig.2 ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung zur Bildung der Gewichtungskoeffizienten des Fehlersignals; und
Fig.3 ein Diagramm mit dem Signal-Rausch-Verhältnis am Eingang der Entscheider; und
Fig.4 ein zweites Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal;
Figur 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal. Ein Seriell-Parallel-Wandler 1 empfängt digitale Abtastwerte eines mit Diskreter Multiton- Modulation erzeugten Signals IN. Der Seriell-Parallel-Wandler 1 bildet aus den zugeführten digitalen Abtastwerten Blöcke, wobei ein Block eine Vielzahl von N parallelen Signalen aufweist, die einem Demodulator 2 zugeführt werden. Dabei sollte N eine Zweierpotenz sein.
Der Demodulator 2 ist ein schneller Fourier-Transformator, der die Vielzahl von N zugeführten parallelen Signalen im Zeitbereich in eine Vielzahl von n Trägerfrequenzen fO - fn im Frequenzbereich umsetzt, wobei jede Trägerfrequenz bei der Diskreten Multiton-Modulation mit der Quadratur-Amplituden- Modulation (QAM) moduliert wird. Jede Trägerfrequenz weist einen Signalvektor 20a, 20b bis 2na, 2nb auf.
Beispielsweise werden bei ADSL (Asymmetrie Digital Subscriber Line) von 256 Trägerfrequenzen, die jeweils 4,3125 kHz Frequenzabstand aufweisen, die Trägerfrequenzen 7 bis 250 entsprechend einem Frequenzsprektrum von 30,1875 kHz bis 1078,125 kHz für die Signalübertragung genutzt.
Jeder Signalvektor weist zwei Elemente auf, die einen
Realteil und einen Imaginärteil einer komplexen Zahl darstellen. Der Betrag und die Phase der komplexen Zahl entsprechen der Trägerfrequenz (Frequenzkanal, Kanal) mit QAM aufmodulierten Signal.
Entsprechend der Vielzahl von Signalvektoren bzw. Trägerfrequenzen sind n Frequenzbereichsentzerrer 30, ..., 3n (FDEQ = Frequency Division Equalizer) zur Entzerrung der Signalvektoren 20a, 20b bis 2na, 2nb vorgesehen. Ein Frequenzbereichs- entzerrer dient zur Kanalentzerrung eines Signalvektors. Dazu ist jeder Frequenzbereichsentzerrer an die für eine Trägerfrequenz spezifische Übertragungscharakteristik des Übertragungskanals anpaßbar. Am Ausgang jedes Frequenzbereichsentzerrers 30, ..., 3n liegt jeweils ein entzerrter Signalvektor ao, bo bzw. an, bn an.
Jedem Frequenzbereichsentzerrer 30, ..., 3n ist jeweils eine Entscheiderschaltung 40 bzw. 4n nachgeschaltet. Eine Entscheiderschaltung entscheidet, welcher Signalzustand im Si- gnalzustandsraum der mit QAM modulierten Trägerfrequenzen einem zugeführter Signalvektor zugeordnet wird. Ein Signalzustand entspricht einem wertdiskreten Signalvektor, der eine wertdiskrete Amplitude und eine wertdiskrete Phase aufweist. Entscheidend für eine korrekte Zuordnung eines Signalvektors zu einem wertdiskreten Signalvektor ist ein durch die Übertragung möglichst wenig gestörter Signalvektor.
Jeder Entscheiderschaltung 40, ..., 4n ist jeweils eine Deko- derschaltung 50 bzw. 5n nachgeschaltet. Eine Dekoderschaltung dekodiert aus einem zugeführten wertdiskreten Signalvektor die im Signalvektor enthaltenen binären Signale OUT0 bis OUTn.
Ein beliebiger Signalvektor a0, b0 wird als Referenzsignalvektor benutzt. Der Referenzsignalvektor wird von der ersten Entscheiderschaltung 40 in einen wertdiskreten Referenzsignalvektor a0", b0' umgesetzt. Der Referenzsignalvektor wird zur Korrektur aller übrigen Signalvektoren verwendet. Dies ist aufgrund der Abhängigkeit der einzelnen Signalvektoren untereinander möglich.
Aus dem Referenzsignalvektor wird ein Fehlersignalvektor erzeugt, der zur Korrektur aller anderen Signalvektoren benutzt wird. Der Realteil a0 und der wertdiskrete Realteil a0' des Referenzsignalvektors werden dazu einer ersten Subtrahiererschaltung 6 zugeführt und voneinander subtrahiert. Am Ausgang der ersten Subtrahiererschaltung 6 liegt ein Realteil Δ a0 einer komplexen Zahl an, die das im Fehlersignalvektor Δa0, Δb0 enthaltene Fehlersignal darstellt. Der Imaginärteil b0 und der wertdiskrete Imaginärteil b0' des Referenzsignalvektors werden entsprechend den Realteilen einer zweiten Subtrahierschaltung 7 zugeführt. Am Ausgang der zweiten Subtrahiererschaltung 7 liegt ein Imaginärteil Δb0 der komplexen Zahl an, die das im Fehlersignalvektor Δa0, Δb0 enthaltene Fehlersignal darstellt.
Die Formel zur Bildung der Elemente des Fehlersignalvektors aus den Elementen des Referenzsignalvektors lautet: Δα0 = ao ~ aO und Δ*o = bo ~ b'o
Der Fehlersignalvektor Δa0, Δb0 wird an den zu korrierenden Signalvektor angepaßt und zu dem Signalvektor, der einem zu korrigierenden Kanal entspricht, zur Korrektur addiert.
Dieses Verfahren wird im folgenden am Beispiel eines beliebigen Kanals, der einem Signalvektor an, bn entspricht, be- schrieben. Verfahrensmäßig wird jeder Kanal außer dem Kanal, der den Referenzsignalvektor aufweist, korrigiert.
Der Realteil Δ a0 des Fehlersignalvektors wird einer ersten Multipliziererschaltung 8 und parallel einer zweiten Multi- pliziererschaltung 11 zugeführt. Die erste Multipliziererschaltung 8 multipliziert den Realteil Δ a0 des Fehlersignalvektors mit einem ersten Koeffizienten Caa n- Die zweite Multipliziererschaltung 11 multipliziert den Realteil Δ a0 des Fehlersignalvektors mit einem zweiten Koeffizienten Cabn.
Der Imaginärteil Δb0 des Fehlersignalvektors wird einer dritten Multipliziererschaltung 9 und parallel einer vierten Multipliziererschaltung 10 zugeführt. Die dritte Multipliziererschaltung 9 multipliziert den Imaginärteil Δb0 des Feh- lersignalvektors mit einem dritten Koeffizienten Cba n> Die vierte Multipliziererschaltung 10 multipliziert den Imaginärteil Δb0 des Fehlersignalvektors mit einem vierten Koeffizienten Cbb"•
Das Ausgangssignal der ersten Multipliziererschaltung 8 und der dritten Multipliziererschaltung 9 wird einer ersten Addiererschaltung 12 zugeführt. Ein Realteil an des Signalvektors, der am Ausgang eines Frequenzbereichsentzerrers 3n anliegt, wird ebenfalls der ersten Addiererschaltung 12 zuge- führt. Die erste Addiererschaltung addiert die drei zugeführten Signale zu einem fehlerkorrigierten Realteil an* des Si- gnalvektores .
Das Ausgangssignal der zweiten Multipliziererschaltung und der vierten Multipliziererschaltung werden einer zweiten Addiererschaltung 13 zugeführt. Der zweiten Addiererschaltung 13 wird weiterhin ein Imaginärteil bn des Signalvektors, der am Ausgang des zweiten Frequenzbereichsentzerrers 3n anliegt, zugeführt. Am Ausgang der zweiten Addiererschaltung 13, die die drei zugeführten Signale addiert, liegt ein fehlerkorrigierter Imaginärteil bn* des Signalvektores an.
Das vorher beschriebene Vefahren läßt sich durch die folgen- den Formeln ausdrücken:
«„.=«* + - Δα0 + C;fl - Δb0 b,, = bm +Cβ"b - Δa0 +Cl - Δb0
Der fehlerkorrigierte Realteil an* und der fehlerkorrigierte Imaginärteil bn* des Signalvektors werden einer zweiten Entscheiderschaltung 4n zugeführt, die den fehlerkorrigierten Realteil an* und den fehlerkorrigierten Imaginärteil bn* in einen wertdiskreten Realteil an* ' bzw. in einen wertdiskreten I ginärteil bn* ' eines wertdiskreten Signalvektors an*' , bn*' umsetzt.
Der wertdiskrete Signalvektor an*' , bn*' wird einer zweiten Decoderschaltung 5n zugeführt. Die zweite Decoderschaltung 5n dekodiert aus dem zugeführten Signalvektor Signale.
Für jeden Signalvektor außer dem Referenzsignalvektor wird bei diesem Verfahren der Fehlersignalvektor entsprechend dem zu korrigierenden Kanal gewichtet und zu dem den Kanal repräsentierenden Signalvektor addiert.
Die Gewichtungskoeffizienten Caa n, Cba n, Cab n und Cbb n zur Ge- wichtung des Fehlersignalvektors können mit einem iterativen Algorithmus zur Fehlerminimierung wie beispielsweise dem Me- an-Square-Error-Algorithmus (MSE-Algorithmus) schrittweise eingestellt werden (k bezeichnet dabei einen diskreten Zeitpunkt) :
(*) = C (k - l) ~ g. Aa0(k) - Δα„(*) b (k) = Cb n b (k - l) - g- Δb0(*)• Δb„(*)
(1) Ca"b(k) = Ca"b(k - l) - g. A 0(k) - Ab„(k) a(k) = a(k - l) - g- Ab0(k) - A n(k)
Zur Berechnung der Gewichtungskoeffizienten Caa n, Cba n, Cab n und Cbn entsprechend den Formeln (1) wird sowohl der Fehlersi- gnalvektor Δa0, Δb0 des Referenzsignalvektors als auch ein Fehlersignalvektor Δan, Δbn des zu korrigierenden n-ten Kanals benötigt. Der Fehlersignalvektor Δan, Δbn des zu korrigierenden n-ten Kanals wird dabei entsprechend dem Fehlersignalvektor des Referenzkanals gebildet.
Wenn ein Signalvektor nur im unteren Frequenzbereich entstört werden soll, reicht ein vereinfachter Algorithmus mit symmetrischen Gewichtungskoeffizienten Caa n, Cba n, Ca n und Cbb n aus . Dies kann beispielsweise bei einem Einsatz eines dem Demodu- lator 2 und dem Seriell-Parallel-Wandler 1 vorgeschalteten Zeitbereichsentzerrers der Fall sein. Die Anforderungen an den Zeitbereichsentzerrer sind dann geringere als die Anforderungen an einen Zeitbereichsentzerrer ohne Störkompensation. Die Gewichtungskoeffizienten Caa n, Cba n, Cab n und Cbb n be- rechnen sich in diesem Fall wie folgt: Ci(*) = CL(*-l)
(2a) C£(*) = -Ci(*-1)
Vorteilhafterweise verringert sich durch die Symmetrie der Gewichtungskoeffizienten der benötigte Speicherplatz zur Speicherung der Gewichtungskoeffizienten.
In diesem Fall lautet der Algorithmus zur Einstellung wie folgt:
(*) = (* - 1) - g ■ (Aa0 (k) ■ Δα„(*) + Δb0 (k) ■ Ab„(*))
:2b) i(*) = (* - 1) - g ■ (Δα0(*) • Δb„(*) - Δb0(*) • Δ „(*))
Die in Figur 2 abgebildeten Schaltungsanordnungen berechnen die Gewichtungskoeffizienten Caa n, Cba n, Cab n und Cbb n nach dem MSE-Algorithmus entsprechend den Formeln (1).
Jede der Schaltungsanordnungen weist einen ersten Multiplizierer 100 auf, der den Realteil Δa0 bzw. den Imaginärteil Δb0 des Fehlersignalvektors des Referenzkanals mit dem Realteil Δan bzw. dem Imaginärteil Δbn des aus dem zu korri- gierenden Kanal gebildeten Fehlersignalvektors multipliziert.
Ein dem ersten Multiplizierer 100 nachgeschalteter zweiter Multiplizierer 101 multpiziert das Ergebnis des ersten Multiplizierers 100 mit einer Stellgröße g, die in einem Schal- tungsblock 102 gebildet wird.
Die Stellgröße g wird zur Vereinfachung der Multiplikation als Zweierpotenz 2~μ gewählt. Dadurch kann für den zweiten Multiplikator 101 ein einfaches Schieberegister verwendet werden. Eine weitere Vereinfachung kann dadurch erreicht werden, daß für den Realteil Δai und den Imaginärteil Δbi eines Fehlersignalvektors lediglich das Vorzeichen benutzt wird (dies gilt auch für den vereinfachten Algorithmus nach den Formeln (2b) ) . Somit reduziert sich die erste Multiplikation 100 auf eine Einbit-Operation.
Das Ausgangssignal des zweiten Multiplikators 101 wird dem negativen Eingang eines Komparators 103 zugeführt, dessen Ausgang auf den positiven Eingang über ein Verzögerungsglied 104 rückgekoppelt ist.
Figur 3 zeigt das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR = Signal-To- Noise-Ratio) für verschiedene Verfahren zur Kompensation von Störungen am Eingang jeder Entscheiderschaltung 40, ..., 4n. Ohne Zeitbereichsentzerrer und Störunterdrückung wird ein SNR von -40 bis -20 dB über einen Frequenzbereich bis ca. 1,1 MHz erreicht. Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Kompensation von Störungen (= Störunterdrücker) wird ein SNR von -70 bis ca. -45 dB erreicht, was eine Verbesserung um durchschnittlich 25 bis 30 dB entspricht. Mit einem Zeitbereichsentzerrer, der 32 Koeffizienten aufweist und vor den Demodulator 2 geschaltet ist, wird ein SNR von -70 bis ca. -50 dB erreicht.
Figur 4 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal. Dabei sind alle Elemente, die gleich den Elementen des ersten Ausführungsbei- Spiels sind, auch mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Im folgenden werden nur die Unterschiede zwischen dem ersten und zweiten Ausführungsbeispiel beschrieben. Der Fehlersignalvektor Δa0, Δb0 des Referenzsignalvektors wird einer Vorrichtung 200 zugeführt, die den Fehlersignalvektor an die zu korrigierenden Kanäle anpaßt.
Dazu werden zuerst aus dem Fehlersignalvektor Parameter für den Fehlerfrequenzgang berechnet, die dann zur Korrektur der anderen Kanäle verwendet werden.
Wird die Schaltungsanordnug als ein System 2. Ordnung betrach- tet, läßt sich der Frequenzgang der Störungen bzw. des Fehlers pro Kanal nach den Frequenzgangentzerrern mit der folgenden Gleichung berechnen:
Fehlern = (c, + c2 zn) - Qn
EE<2_modπ
n Kanalindex
Fehlern Fehler des n-ten Kanals zn zn = ejω"'Ta mit Ta als Abtastzeit (z.B. bei
ADSL 2,208 MHz) FEQn Koeffizienten des Frequenzbereichsentzerrers des n-ten Kanals FEQ_modn Koeffizienten eines modifizierten Frequenzbereichsentzerrers des n-ten Kanals, wobei FEQn mittels inverser Fouriertrans- formation in den Frequenzbereich transformiert wird und dabei der Teil der Impulsantwort, der innerhalb des Cyclic- Prefix liegt, "abgeschnitten" wird
Die Parameter cλ und c2 können aus dem Referenzkanal - z.B. der 0-te Kanal - mit obiger Gleichung berechnet werden: eÄ/er0 = (c, +c2 - z0) - ~° EO, _mod0
Da diese Gleichung komplex ist, ergibt sich zwei Gleichungen - eine reele und eine imaginäre Gleichung - zur Berechnung der zwei unbekannten Parameter Ci und c2. Damit kann für jeden weiteren Kanal der Fehlerfrequenzgang analytisch berechnet und zur Korrektur des jeweiligen Kanals benutzt werden. Vorteilhafterweise ist bei diesem Verfahren keine Anpassung von Koeffizienten während einer Übertragung notwendig. Ledig- lieh einmal müssen aus dem Referenzkanal die Parameter cl und c2 und damit die Fehlerfrequenzgänge der weiteren Kanäle berechnet werden. Damit können aufgrund der eingesparten Anpassungszeit auch keine Konvergenzprobleme auftreten.
Nach der Berechnung der Parameter ci und c2 und des Fehlerfrequenzganges jedes Kanals wird der Fehlersignalvektor in der Vorrichtung 200 entweder mit l/FEQ_mod, wenn vor den Frequenzbereichsentzerrern korrigiert wird, oder mit FEQ/FEQ_mod, wenn nach den Frequenzbereichsentzerrern korri- giert wird, modifiziert.
Anschließend wird der so angepaßte Fehlersignalvektor zur Störkompensation zu dem n-ten Kanal mit den Addierschaltungen 201 und 202 addiert.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal, wobei das mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor (a0, b0 bis an, bn) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß
- aus einem Referenzsignalvektor (a0, b0) , der ein Signalvek- tor aus der Vielzahl der Signalvektoren (a0, b0 bis an, bn) ist, ein Fehlersignalvektor (Δa0, Δb0) erzeugt wird,
- der Fehlersignalvektor zu jedem der übrigen Signalvektoren der Vielzahl der Signalvektoren (an, bn) zur Kompensation von Störungen addiert (12, 13) wird, und - jedem der Signalvektoren der Vielzahl der Signalvektoren
(ai, bi bis an, bn) außer dem Referenzsignalvektor (a0, b0) ein Satz von einstellbaren Koeffizienten (Caa n, Cba n, Cbb n, Cab n) zugeordnet ist, mit dem der Fehlersignalvektor (Δa0, Δb0) vor der Addition (12, 13) multipliziert wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die einstellbaren Koeffizienten (Caa n, Cba n, Cbb n, Cab n) entsprechend den Übertragungsbedingungen der Trägerfrequenz, die den den einstellbaren Koeffizienten (Caa n, Cba n, Cbb n, Ca n) zugeordneten Signalvektor (an, bn) aufweist, angepaßt werden.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die einstellbaren Koeffizienten (Caa n, Cba n, Cbb n, Cab n) mit einem iterativen Algorithmus zur Fehlerminimierung eingestellt werden.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die einstellbaren Koeffizienten (Caa n, Cba n, Cbb n, Cab n) mit dem
Mean-Square-Error-Algorithmus eingestellt werden.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzsignalvektor (a0, b0) in einen wertdiskreten Referenzsignalvektor (a0' , b0' ) abgebildet wird und der wertdiskrete Referenzsignalvektor (a0' , b0' ) von dem Referenzsi- gnalvektor (a0, b0) zur Erzeugung des Fehlersignalvektors (Δa0, Δb0) subtrahiert (6, 7) wird.
6. Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal, wobei das mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal im Frequenzbereich eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor (a0, b0 bis an, bn) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß - ein Referenzsignalvektor (a0, b0) einer ersten Entscheiderschaltung (40) zugeführt wird, die den Referenzsignalvektor (a0, b0) in einen wertdiskreten Referenzsignalvektor (a0' , b0' ) abbildet,
- eine Subtrahiererschaltung (6, 7) zur Bildung eines Fehler- signalvektors (Δa0, Δb0) den Referenzsignalvektor (a0, b0) und den wertdiskreten Referenzsignalvektor (a0', b0' ) voneinander subtrahiert,
- der Fehlersignalvektor (Δa0, Δb0) einer Vielzahl von Addierern (12, 13) zugeführt wird, die den Fehlersignalvektor (Δa0, Δb0) zu jedem übrigen Signalvektoren (an, bn) außer zu dem Referenzsignalvektor (a0, b0) addieren, und
- jeden der Vielzahl von Addierern (12, 13) Multipliziererschaltungen (8, 9, 10, 11) vorgeschaltet sind, die den Feh- lersignalvektor (Δa0, Δb0) mit einstellbaren Koeffizienten (Caa n, Cba n, Cbb n, Cab n) multiplizieren.
7. Schaltungsanordnungnach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die einstellbaren Koeffizienten (Caa n, Cba n, Cbb n, Cab n) durch eine Stellgroße (102) einstellbar sind.
8. Schaltungsanordnungnach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß für die Stellgroße (102) eine Zweierpotenz gewählt wird.
9. Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal, wobei das mit Diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal eine Vielzahl von Tragerfrequenzen aufweist und wobei j ede Tragerfrequenz einen Signalvektor (a0, b0 bis an, bn) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß
- aus einem Referenzsignalvektor (a0, b0) , der ein Signalvek- tor aus der Vielzahl der Signalvektoren (a0, b0 bis an, bn) ist, ein Fehlersignalvektor (Δa0, Δb0) erzeugt wird,
- aus dem Fehlersignalvektor (Δa0, Δb0) Störungen der übrigen Signalvektoren der Vielzahl der Signalvektoren (an, bn) nahe- rungsweise berechnet werden, und - die berechneten Störungen von dem jeweiligen Signalvektor der Vielzahl der Signalvektoren (an, bn) zur Kompensation von Störungen subtrahiert (12, 13) werden.
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