DE60100734T2 - Schätzung des phasen- und überlagerten rauschens in einer qam-trägerrückgewinnungsschaltung - Google Patents

Schätzung des phasen- und überlagerten rauschens in einer qam-trägerrückgewinnungsschaltung Download PDF

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Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen Demodulator zum Demodulieren von Signalen, die gemäß dem QAM-Schema moduliert sind.
  • ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
  • Die Quadraturamplitudenmodulation (QAM) ist ein Zwischenfrequenz(IF)-Modulationsschema, in dem ein QAM-Signal erzeugt wird durch Amplitudenmodulieren von zwei unabhängig voneinander erzeugten Basisbandsignalen mit jeweils einem Quadraturträger und durch Addieren der resultierenden Signale. Die QAM-Modulation wird dazu verwendet, eine digitale Information in ein geeignetes Frequenzband zu modulieren. Dies kann sein, um das durch ein Signal belegtes Spektralband an den Durchlässigkeitsbereich einer Übertragungsleitung anzupassen, um eine Frequenzteilungs-Mehrfachausnutzung von Signalen zu ermöglichen oder um zu ermöglichen, dass Signale durch kleinere Antennen abgestrahlt werden. Von den Standardisierungskörperschaften Digitale Videoübertragung (Digital Video Broadcasting DVB), Digitaler Audiovisueller Rat (Digital Audio Visual Council DRVIC) und Multimedien-Kabel-Netzwerk-System (Multimedia Cable Network System MCNS) wurde QAM für die Übertragung von digitalen TV-Signalen über Koaxial-, über Hybridfaserkoaxial- (HFC) und über drahtlose Mikrowellen-Mehrport-Verteilungs-System- (MMDS) TV-Netzwerke übernommen.
  • Das QAM-Modulationsschema ist in einer variablen Anzahl von Intensitäten (4, 16, 32, 64, 128, 256, 512, 1024) vorhanden, die 2, 4, 5, 6, 7, 8, 9 und 10 Mbit/s/MHz vorsehen. Dies bietet bis zu etwa 42 Mbit/s (QAM-256) über einen amerikanischen 6-MHz-CATV-Kanal, und 56 Mbit/s über einen europäischen 8-MHz-CATV-Kanal. Dies stellt das Äquivalent von 10 PAL- oder SECAM-TV-Kanälen dar, die über die äquivalente Bandbreite eines einzigen analogen TV-Programms übertragen werden, und entspricht etwa 2 bis 3 Hochauflösungs-Fernsehprogrammen (HDTV). Audio- und Videoströme werden digital codiert und in aus 188 Byte bestehende MPEG2-Transportstrompakete umgesetzt.
  • Der Bit-Strom wird in n Bits-Pakete zerlegt. Jedes Paket wird in ein QAM-Symbol umgesetzt, das durch zwei Komponenten I und Q dargestellt wird (z.B. n=4 Bits werden in ein 16-QAM-Symbol umgesetzt, n=8 Bits werden in ein 256-QAM-Symbol umgesetzt). Die I- und Q-Komponenten werden unter Verwendung einer Sinus- und Kosinuswelle (Träger) gefiltert und moduliert, was zu einem einzigen Hochfrequenz(RF)-Spektrum führt. Die I- und Q-Komponenten werden gewöhnlich als eine Konstellation dargestellt, die die möglichen diskreten, in Gleichphasen- und Quadratur-Koordinaten übernommenen Werte darstellt. Das übertragene Signal s(t) ergibt sich aus: s(t) = Icos(2πf0t) – Qsin(2πf0t),wobei f0 die Mittenfrequenz des RF-Signals ist. I- und Q-Komponenten sind gewöhnlich gefilterte Wellenformen, die am Sender und Empfänger eine erhöhte Kosinus-Filterung verwenden. Demgemäß ist das resultierende RF-Spektrum um f0 zentriert und hat eine Bandbreite von R(1+α), wobei R die Symbol-Übertragungsrate und α der Roll-Off-Faktor des erhöhten Kosinusfilters ist. Die Symbol-Übertragungsrate beträgt 1/ntel der Übertragungs-Bit-Rate, da n Bits in ein QAM-Symbol pro Zeiteinheit 1/R umgesetzt werden.
  • Um die Basisbandsignale vom modulierten Träger zurückzugewinnen, wird am Empfangsende der Übertragungsleitung ein Demodulator verwendet. Der Empfänger muss den Verstärkungsgrad des Signal-empfangenden Eingangsverstärkers steuern, die Symbolfrequenz des Signals zurückgewinnen und die Trägerfrequenz des RF-Signals zurückgewinnen. Nach diesen Hauptfunktionen wird ein Punkt in der I/Q-Konstellation erhalten, der die Summe des übertragenen QAM-Symbols und Rauschens ist, welche bei der Übertragung addiert wurden. Dann führt der Empfänger eine Schwellenwertentscheidung durch, beruhend auf den Linien, die auf der Hälfte der Distanz zwischen den QAM-Symbolen gelegen sind, um sich für das am wahrscheinlichsten gesendete QAM-Symbol zu entscheiden. Von diesem Symbol werden die Bits unter Verwendung derselben Umsetzung wie beim Modulator zurückgemapped. Gewöhnlich laufen die Bits dann durch einen Vorwärtsfehler-Decodierer, der mögliche falsche Entscheidungen am aktuell übertragenen QAM-Symbol korrigiert. Der Vorwärtsfehler-Decodierer enthält für gewöhnlich einen Entschachteler, dessen Aufgabe es ist, Fehler zu streuen, die möglicherweise in Burst aufgetreten sein könnten und dann wiederum viel schwieriger zu korrigieren wären.
  • Generell begegnet man beim Übertragen eines modulierten Signals zwei Beeinträchtigungen, dem Phasenrauschen und dem additiven Rauschen. Phasenrauschen wird durch verschiedene Mischer und lokale Oszillatoren im Modulator und Demodulator erzeugt. Die Seitenbänder des Phasenrauschen-Signals sind kohärent, was bedeutet, dass die oberen Frequenzseitenbänder eine bestimmte Phasenbeziehung zu den niedrigeren Frequenzseitenbändern haben. Additives Rauschen, auch additives Gauß'sches weisses Rauschen bezeichnet, ist ein zufälliges Rauschen, das über ein spezifiziertes Frequenzband ein kontinuierliches und einheitliches Frequenzspektrum hat. Oft ist es sehr schwierig, den Wert des Phasenrauschens oder des additiven Rauschens auszuwerten, welches der Demodulator kompensieren soll. Um das Phasenrauschen zu kompensieren, muss die Trägerschleifenbandbreite vergrößert werden. Dennoch verursacht dies eine Zunahme der Signalverschlechterung durch das additive Rauschen. Um das additive Rauschen zu kompensieren, sollte die Trägerschleifenbandbreite verkleinert werden, aber dies hat den Effekt der Zunahme der Phasenrauschen-Verschlechterung des Signals.
  • Beim Stand der Technik würden mehrere Versuche gemacht, das Phasenrauschen und/oder das additive Rauschen zu kompensieren oder zu eliminieren. Das US-Patent Nr.
  • 5,315,618 von Yoshida offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Löschen von periodischer Trägerphasenschwankung. Wenn bei der Erfindung von Yoshida ein demoduliertes komplexes Basisbandsignal aufgrund von Phasenschwankungen in der Phase vom QAM-Signalpunkt abweicht, wird der Phasenfehler erfasst und eine Kopie der Phasenschwankung kalkuliert und zugeführt, um die Phasenrotation zum Löschen aus der Phasenschwankung zu übertragen, die im komplexen Basisbandsignal enthalten ist. Das US-Patent Nr. 4,675,613 von Naegli et al. offenbart eine Schaltung in einem synchronen Detektorsystem, das vorgesehen ist, um durch Phasenmodulation und additives Rauschen im System verursachte Fehler zu minimieren und zu kompensieren. In einem Ausführungsbeispiel wird eine solche Fehlerkorrektur ersten Grades dadurch erreicht, dass das synchrone Detektorsystem mit einem Phasenregelkreis, der eine konstante Schleifenfilterrauschbandbreite aufweist, um das Phasenrauschen zu verringern, und mit einem RMS-Detektor für die Korrektur ersten Grades des additiven Rauschens ausgestattet wird. Der Auflösungsfilter, der das Signal zum RMS-Detektor passiert, ist dafür gemacht, eine identische Rauschbandbreite wie die Schleifenrauschbandbreite aufzuweisen. Das US-Patent Nr.
  • RE 31,351 bzw. 4,213,095 von Falconer offenbart eine rückgekoppelte nichtlineare Entzerrung modulierter Datensignale und eine aufgeschaltete nichtlineare Entzerrung von modulierten Datensignalen. Beim Patent '351 umfasst ein Empfänger für ein durch lineare und nichtlineare Verzerrung, Phasenschwankung und additives Rauschen beeinträchtigtes QAM-Signal einen Schaltkreis, der diese Beeinträchtigungen kompensiert. Im Speziellen umfasst der Empfänger einen Prozessor, der ein rückgekoppeltes nichtlineares Signal von jedem Abtastwert des empfangenen Signals entweder vor oder nach der Demodulation unter Vorsehen einer Kompensation für nichtlineare Intersymbolinterferenz subtrahiert. Beim Patent '095 ist jedem Abtastwert eines linear entzerrten, empfangenen Signals ein aufgeschaltetes nichtlineares Signal zugefügt, um eine Kompensation der nichtlinearen Intersymbolinterferenz vorzusehen. Bei jedem der Patente besteht das rückgeführte/aufgeschaltete Signal aus einer gewichtigen Produktsumme aus individuellen Abtastwerten und ihren komplexen Konjugaten.
  • EP-A- 0 366 159 offenbart einen Demodulator wie im Oberbegriff von Anspruch 1 dargelegt, US-A-4 091 331 offenbart eine kleinste mittlere quadratische Technik für die Trägerrückgewinnung, und US-A-5 519 356 offenbart eine Trägerrückgewinnungstechnik, die nur die äußersten Konstellationspunkte verwendet.
  • Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen QAM-Demodulator vorzusehen, der eine gemeinsame Schätzung des Phasenrauschens und des additiven Rauschens vorsieht, während der durch die einen Schätzungen verursachte, wechselseitige Effekt auf die anderen Schätzungen limitiert wird.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die obige Aufgabe wurde durch einen QAM-Demodulator gelöst, der eine Trägerrückgewinnungsschaltung aufweist, die eine Phasenschätzschaltung und eine Schätzschaltung für additives Rauschen einschließt, die eine Schätzung von Rest-Phasenrauschen und additivem Rauschen aus Sicht des QAM-Demodulators erzeugt. Die Erfindung macht es möglich, die nötige Information im Einsatzfeld zu schätzen, um die Trägerschleifenbandbreite zu optimieren und die bestmögliche Bit-Fehlerrate zu erreichen. Diese Information kann dazu verwendet werden, die Trägerschleifenbandbreite, die den besten Kompromiss zwischen Phasenrauschen und additivem Rauschen vorsieht, auszuwählen. Die Schätzung für das Phasenrauschen beruht auf dem kleinsten mittleren quadratischen Fehler zwischen dem durch eine Symbolentscheidungsschaltung entschiedenen QAM-Symbol und dem empfangenen QAM-Symbol. Der Fehler beruht nur auf QAM-Symbolen, die die maximale Amplitude bei den I- und Q-Koordinaten oder identischen I- und Q-Koordinaten aufweisen. Die Schätzung für additives Rauschen beruht auf demselben Fehler wie bei der Schätzung für Phasenrauschen, außer dass sie nur auf QAM-Symbolen beruht, die die minimale Amplitude bei den I- und Q-Koordinaten aufweisen. Der Schätzer für additives Rauschen hängt nicht von der Phase des Signals ab.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein Blockdiagramm einer Netzwerkschnittstelleneinheit, in der der Demodulator der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
  • 2 ist ein Blockdiagramm des Demodulators der vorliegenden Erfindung.
  • 3 ist ein Blockdiagramm der ersten AGC-Einheit des in 2 gezeigten Demodulators.
  • 4 ist ein Blockdiagramm der zweiten AGC-Einheit des in 2 gezeigten Demodulators.
  • 5 ist ein Blockdiagramm eines Abschnitts des in 2 gezeigten Demodulators.
  • 6 ist ein Blockdiagramm des direkten digitalen Synthesizers des in 2 gezeigten Demodulators.
  • 7 ist ein Blockdiagramm der digitalen Taktrückgewinnungsschaltung des in 2 gezeigten Demodulators.
  • 8 ist ein Blockdiagramm eines allgemein bekannten Interpolationsmodells.
  • 9 ist ein Blockdiagramm eines Interpolationsmodells, das bei der digitalen Taktrückgewinnungsschaltung in 7 verwendet wird.
  • 10 ist ein Blockdiagramm eines Schätzers für Phasenrauschen und additives Rauschen, der in der Symboldetektionsschaltung des Demodulators von 2 verwendet wird.
  • 11 ist ein Blockdiagramm des Schätzers für die Dual-Bit-Fehlerrate, der beim Demodulator in 2 verwendet wird.
  • DIE BESTE ART UND WEISE ZUR AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG
  • Bezugnehmend auf 1 würde der QAM-Demodulator 99 der vorliegenden Erfindung typischerweise als Teil einer Netzwerkschnittstelleneinheit 92 verwendet werden. Die Netzwerkschnittstelleneinheit 92 ist definiert als Schnittstellenblock zwischen einem von einem Kabelnetzwerk empfangenen Signal 95 und einem Eingangssignal 93 eines Demultiplexers. Das Signal 95 aus dem Kabelnetzwerk wird in einen Tuner 96 eingegeben. Der Tuner empfängt Frequenzen im Bereich von 47 MHz bis 862 MHz an seinem Eingang und konvertiert die ausgewählte Frequenz auf eine Zwischenfrequenz (IF) herunter. Diese IF-Frequenz hängt, was die geographische Lage anbelangt, von der Kanalbrandbreite ab. Beispielsweise weisen NTSC in USA und JAPAN einen 6-MHz-Kanal mit einer IF von ungefähr 44 MHz auf, wohingegen PAL/SECAM und EUROPA einen 8-MHz-Kanal mit einer IF von ungefähr 36 MHz aufweisen. Das Ausgangssignal des Tuners wird in einen Oberflächenwellenfilter (SAW) 97 eingegeben, wobei die IF-Frequenz gleich der SAW-Filter-Mittenfrequenz ist. Das Ausgangssignal des SAW-Filters 97 wird einem Verstärker 98 zugeführt, welcher zur Kompensierung der SAW-Filterdämpfung verwendet wird, und dann wird das Ausgangssignal des Verstärkers 98 dem QAM-Demodulator 99 zugeführt. Der Verstärker 98 kann auch eine variable Verstärkung aufweisen, die durch ein automatisches Verstärkungssteuerungssignal 94 des QAM-Demodulators 99 gesteuert wird. Es ist ebenfalls möglich, den QAM-Demodulator 99 bei verschiedenen anderen Übertragungssystemen zu verwenden, die die digitale QAM- oder QPSK-Demodulation einsetzen, wie z.B. Funkverbindungen, drahtlose lokale Anschlussleitungen oder Heimnetzwerke.
  • Bezugnehmend auf 2 umfasst der QAM-Demodulator 99 der vorliegenden Erfindung einen Analog/Digital- (A/D) Wandler 25, der das IF-Eingangssignal 12 empfängt. Der A/D-Wandler 25 tastet das IF-Signal 12 ab und erzeugt rund um die Mittenfrequenz F0 des IF-Signals 12 ein digitales Spektrum.
  • Das Ausgangssignal 14 des A/D-Wandlers 25 wird einer Basisbandschaltung zugeführt, die einen direkten digitalen Synthesizer 30 umfasst, um das IF-Signal in ein Basisbandsignal umzuwandeln. Das Ausgangssignal 14 des A/D-Wandlers 25 wird auch der ersten Automatischen Verstärkungssteuerungsschaltung (AGC1) 10 zugeführt, um die analoge Verstärkung des Eingangssignals 12 des A/D-Wandlers zu steuern.
  • Nachdem das Signal in ein I- (gleichphasig) und Q-(Quadratur) Signalkomponenten aufweisendes Basisbandsignal umgewandelt worden ist, wird das Basisbandsignal einer Taktrückgewinnungsschaltung 35 zugeführt, die dazu verwendet wird, die Taktung der Demodulatorschaltung auf die Symbole der ankommenden Signale zu synchronisieren. Die Taktrückgewinnungsschaltung 35 verwendet zum Abtasten des Eingangssignals einen kontinuierlich variablen Interpolationsfilter, was der Schaltung ermöglicht, eine sehr große Auswahl an Zeichengeschwindigkeiten zurückzugewinnen, was nachfolgend näher erläutert wird. Dann wird das Signal einem digitalen Vervielfacher 210 zugeführt, der Teil einer zweiten Automatischen Verstärkungssteuerungs- (AGC2) Schaltung 20 ist. Dann passiert das Signal einen Empfangsfilter 40, daraufhin einen Entzerrer 45. Die AGC2-Schaltung 20 ist eine digitale AGC-Schaltung und führt eine Feineinstellung des Signalpegels beim Entzerrer- 45 Eingang durch. Die digitale AGC-Schaltung 20 berücksichtigt nur das Signal selbst, da Nachbarkanäle mittels des Empfangsfilters 40 herausgefiltert worden sind, und kompensiert demgemäß digital die analoge AGC1-Schaltung 10, die die Eingangsleistung aufgrund der Nachbarkanäle reduziert haben könnte. Der Empfangsfilter 40 ist ein quadratischer wurzelerhöhter Kosinustyp, der Roll-off-Faktoren von 0,11 bis 0,30 unterstützt, der das Ausgangssignal der Taktrückgewinnungsschaltung akzeptiert und eine Außer-Band-Unterdrückung von mehr als 43 dB gewährleistet. Diese erhebliche Unterdrückung steigert die Rückkopplungsspanne der Netzwerkschnittstelleneinheit gegenüber den Nachbarkanälen. Der Entzerrer 45 kompensiert verschiedene am Netzwerk auftretende Beeinträchtigungen, wie z.B. unerwünschte Amplitudenfrequenz- oder Phasenfrequenz-Antworten. Es können zwei Entzerrerstrukturen ausgewählt werden: Transversal- oder Entscheidungsrückführung mit auswählbarer zentraler Abgriffposition.
  • Die Ausgangssignale des Entzerrers 45 werden der Trägerrückgewinnungsschaltung 50 zugeführt, um das Trägersignal zurückzugewinnen. Die Trägerrückgewinnungsschaltung 50 ermöglicht die Akquisition und Verfolgung eines Frequenzversatzes bis hin zu 12% der Symbolrate. Der wiedergewonnene Frequenzversatz kann durch eine I2C-Schnittstelle überwacht werden. Diese Information kann für die Wiederanpassung des Tuners oder der Demodulatorfrequenz verwendet werden, um die Filterverschlechterung der Signale zu reduzieren, was dazu beiträgt, die Bit-Fehlerrate zu verbessern. Das Ausgangssignal 52 der Trägerrückgewinnungsschaltung 50 wird einer Symbolentscheidungsschaltung 55 zugeführt und wird auch einer Leistungsvergleichsschaltung 230 und einem Digitalen Schleifenfilter 220 innerhalb der digitalen AGC2-Schaltung 20 zugeführt, um ein Verstärkungssteuerungsignal 225 am Vervielfacher 210 vorzusehen. Innerhalb der Symbol-Entscheidungsschaltung 55 wird das Signal einem Symbolschwellenwertdetektor, dann einem Differenzdecodierer und letztlich einem DVB- oder DAVIC-Digitalhierarchie- Rückumsetzer (De-Mapper) zugeführt, der den zurückgewonnenen zur Vorwärtsfehlerkorrekturschaltung 60 gesandten Bitstrom 57 erzeugt. Das Ausgangssignal 57 der Symbol-Entscheidungsschaltung wird auch der Leistungsvergleichsschaltung 230 zugeführt.
  • Die Vorwärtsfehlerkorrektur-(FEC)Schaltung 60 führt zuerst eine Rahmen-Synchronisierung 61 durch, bei der der Bitstrom am Ausgang in Pakete von 204 Byte zerlegt wird. Die Pakete werden dann einem Entschachtelungs- und Reed-Solomon- (RS) Decodierer 65 zugeführt, wo die Pakete entschachtelt werden und dann wird eine Korrektur mittels des RS-Decodierers mit einem Maximum von 8 Fehlern (Bytes) pro Paket durchgeführt. Der RS-Decodierer sieht auch weitere Informationen hinsichtlich der nicht korrigierten Pakete und der Position der korrigierten Bytes im Paket vor, falls es überhaupt welche gibt. Zwei Tiefen können für den Verschachteler ausgewählt werden: 12 (DVB/DAVIC) und 17. Die Tiefe 17 vergrößert zwar die Systemstärke gegenüber dem Impulsrauschen, geht jedoch davon aus, dass das Signal mit dem gleichen Wert beim Monitor verschachtelt worden ist. Nach der RS-Decodierung werden die Pakete zur Beseitigung der Energiedispersion entschlüsselt. Das Datenausgangssignal 93 der FEC-Schaltung 60 besteht aus Paketen des MPEG2-Transportsystems (TS) und ist das Ausgangssignal des Demodulators 99. Zusätzlich werden Bit-Fehlerratensignale 68, 69 an eine Dualbit-Fehlerraten-Schätzerschaltung 70 geleitet, die basierend auf einer Fehlerkorrektur und einer Rahmenstrukturerkennung die Low-Bit- und High-Bit-Fehlerraten schätzt und ein Bit-Fehlerratensignal 72 erzeugt.
  • Wie oben erläutert, sind die dualen automatischen Verstärkungssteuerungs-(AGC) Schaltungen vor und hinter den Empfangsfiltern angeordnet, um den Empfangspegel des Signals zu steuern. Die erste AGC-Schaltung 10 steuert die analoge Verstärkung des Eingangssignals des A/D-Wandlers. Bezugnehmend auf 3 wird das Ausgangssignal 14 des A/D-Wandlers 25 einer Leistungsschätzschaltung 110 der AGC1 10 zugeführt, um den Signalpegel des Empfangssignals 14 zu schätzen und es mit einem vorher festgelegten Signalpegel zu vergleichen. Die Leistungsschätzschaltung 110 umfasst ein Quadraturmodul 130, um das Signal 14 in eine Rechteckwelle umzuwandeln, die in einen Vergleicher 140 eingegeben werden soll. Der Vergleicher 140 vergleicht das Eingangssignal mit der vorher festgelegten Referenzspannung, oder Vergleicher-Schwellenspannung, und erzeugt ein Ausgangssignal, wenn der Pegel des Eingangssignals dem Pegel der Vergleicher-Schwellenspannung entspricht. Die Vergleicher-Schwellenspannung, oder Referenzspannung, kann mittels einer Modifikationsschaltung 120 angepasst werden. Die Modifikationsschaltung 120 überwacht die Anwesenheit von Signalen aus Nachbarkanälen 125 und passt die Referenzspannung entsprechend an. Zusätzlich erfasst eine Detektion des Sättigunszählers 115, ob irgendeine Sättigung im A/D-Wandler vorhanden ist, und wenn dies der Fall ist, sendet sie ein Signal zur Modifikationsschaltung 120, um die Referenzspannung anzupassen, um die Sättigung zu beseitigen. Nach dem Durchgang des Signals durch den Vergleicher 140, wird das Ausgangssignal der Leistungsschätzschaltung 110 einem digitalen Schleifenfilter 150 zugeführt, der zwar die Träger-Frequenz-Komponenten und Oberwellen vom Signal beseitigt, aber die ursprünglichen Modulationsfrequenzen des Signals durchlässt. Der digitale Schleifenfilter 150 empfängt ein Konfigurationssignal 152, das die Maximal-Verstärkungskonfiguration des Verstärkers einstellt, um Nichtlinearitäten zu begrenzen. Das Ausgangssignal 162 des digitalen Schleifenfilters 150 wird in ein Pulsweitenmoduliertes (PWM) Signal 160 umgewandelt, das einem RC-Filter 170 zugeführt wird, der ein Signal 167 erzeugt, das die analoge Verstärkung des Verstärkers des A/D-Wandlers steuert. Ein weiterer Ausgang des digitalen Schleifenfilters liefert ein Signal 155 zur Überwachung des Verstärkungswertes des digitalen Schleifenfilters. Da die Leistungsschätzung durch die digitalen Schleifensteuerung geschätzt wird, erzeugt das PWM-Signal, das die analoge Verstärkung steuert, eine sehr stabile Steuerung.
  • Die zweite AGC-Schaltung 20 ist hinter dem Empfangsfilter 40 angeordnet, weswegen nur die empfangene Leistung des QAM-Signals an sich berücksichtigt werden muss, und passt vor der Schwellenentscheidung den internen Verstärkerpegel an den korrekten Pegel an. Die zweite AGC-Schaltung 20 kompensiert die Dämpfung der ersten AGC-Schaltung 10, die durch das Vorhandensein der Nachbarkanäle verursacht wird, und passt auch den Signalpegel exakt an die Entscheidungsschwellenpegel des QAM-Signals an. Bezugnehmend auf 4 wird das Ausgangssignal 42 der Taktrückgewinnungsschaltung dem digitalen Vervielfacher 210 der zweiten AGC-Schaltung 20 zugeführt. Der digitale Vervielfacher 210 vervielfacht das Signal, das dann wie oben erläutert dem Empfangsfilter 40, dem Entzerrer 45 und den Trägerrückgewinnungsschaltungen 50 zugeführt wird. Das Ausgangssignal der Trägerrückgewinnungsschaltung 50 wird in eine Leistungsvergleichsschaltung 230 der zweiten AGC-Schaltung 20 rückgeführt, die das Ausgangssignal 52 der Trägerrückgewinnungsschaltung mit einer Reihe von QAM- Werten vergleicht. Ein digitaler Schleifenfilter 220 filtert jedes Fehlersignal heraus und liefert dem digitalen Vervielfacher 210 ein Verstärkungssteuerungssignal 225. Zusätzlich kann vom digitalen Schleifenfilter ein Signal 227 geliefert werden, um den Verstärkungswert zu überwachen.
  • Bezugnehmend auf die 5 und 6 stimmt der oben erwähnte Direkte Digitale Synthesizer (DDS) 30 das Signal 14 vom A/D-Wandler digital so ab, dass es selbst im Falle eines großen Frequenzversatzes des Empfängers innerhalb der Bandbreite des Empfangsfilters 40 liegt, und sieht mehr Flexibilität für die durch das Eingangssignal verwendeten Frequenzwerte vor. Die Zwischenfrequenz-(IF) zu-Basisbandsignal-Konversion wird durchgeführt durch Verwendung einer Kombination eines ersten DDS 30 vor dem Empfangsfilter 40, um das Signal innerhalb der Empfangsfilterbandbreite digital abzustimmen, und eines zweiten DDS 545 innerhalb der Trägerrückgewinnungsschaltung 50, um die Signalphase nach der Taktrückgewinnungs- 35 und den Entzerrer- 45 Schaltungen fein abzustimmen.
  • Bezugnehmend auf 6 wird nach dem Durchgang des IF-Signals 12 durch den A/D-Wandler 25 das digitale Ausgangssignal 14 des A/D-Wandlers einem Vervielfacher 304 zugeführt, der Teil eines DDS1 30 ist. Der Vervielfacher 304 wandelt das digitale Signal 14 in zwei parallele Komponenten I (gleichphasig) und Q (Quadratur) um, die ein QAM-Symbol bilden. Wie oben erläutert, begeben sich diese Signalkomponenten durch den Empfangsfilter 40, den Entzerrer 45 und die Trägerrückgewinnungsschaltungen 50. Bezugnehmend auf 5 umfasst die Trägerrückgewinnungsschaltung 50 eine Frequenzversatzerfassungsschaltung 525 und eine Phasenversatzerfassungsschaltung 535, um die Trägersignale wiederzugewinnen, die zu der digitalen AGC2-Schaltung 20 und der Symboldetektionsschaltung 55 gesendet werden sollen. Der wiedergewonnene Frequenzversatz kann mittels einer I2C-Schnittstelle überwacht werden und die Information kann zur Nachjustierung der Tunerfrequenz verwendet werden, um die Filterverschlechterung beim Signal zu reduzieren und demgemäß die Bitfehlerrate zu verbessern. Diese Information kann auch als ein Signal 527 zur DDS1-Schaltung 30 gesendet werden, um die Frequenz mit absoluter Genauigkeit vor dem Empfangsfilter 40 wiederzugewinnen. Die Phasenerfassungsschaltung 535 sendet ein Signal 537 an die DDS2-Schaltung 545. Die Verwendung einer dualen DDS-Struktur zur Steuerung der Abwärtskonversion des IF-Signals zu einem Basisbandsignal ist darin vorteilhaft, dass die lange Schleifenfrequenz-Abwärtskonversion für die Frequenzwiedergewinnung optimal ist, da es vor dem Empfangsfilter 40 getan wird, um die maximale Signalenergie vor der Entzerrung und der Trägerfrequenzschätzung aufrechtzuerhalten, während die kurze Schleifenträgerphasenwiedergewinnung optimal für die Phasenverfolgung ist, vor allem im Falle von Phasenrauschen beim Signal.
  • Bezugnehmend auf 6 wird das Trägerrückgewinnungs-Frequenzrückführungssignal 527 einer Addierschaltung 306 innerhalb der DDS1-Schaltung 30 zugeführt. Die Addierschaltung 306 addiert das Frequenzrückführungssignal 527 zur konfigurierten IF-Frequenz 27 und das sich ergebende Signal wird einer Phasenakkumulationsschaltung 305 zugeführt, die die durch das Frequenzrückführungssignal 527 bestimmten Frequenzelemente akkumuliert. Das Signal wird einer Konstanten-Tabelle 303 zugeführt, die Sinuswerte zum Synthetisieren des Signals enthält. Das synthetisierte Signal 316 wird in den Vervielfacher 304 zurückgeführt.
  • Nochmals bezugnehmend auf 5 funktioniert die zweite DDS2-Schaltung 545 auf die gleiche Weise, außer dass sie das Ausgangssignal 537 der Phasenerfassungsschaltung 535 synthetisiert. Die rein digitale Trägerrückgewinnung eliminiert den Bedarf an der Verwendung eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) und sieht eine bessere Trägerrückgewinnung hinsichtlich der Genauigkeit und des Restphasenrauschens des Signals vor.
  • Bezugnehmend auf 7 verwendet die Taktrückgewinnungsschaltung 35 einen kontinuierlich anpassungsfähigen Symbolraten-Interpolationsfilter 352, um das Eingangssignal erneut abzutasten. Im Gegensatz zu herkömmlichen Interpolationsverfahren, die Interpolationsfunktionen verwenden, die als Funktionen von t/Ts (Zeit/Abtast-Intervall) definiert sind, ist das bei der Taktrückgewinnungsschaltung 35 verwendete Interpolationsverfahren als Funktion von t/Ti (Zeit/Interpolations-Intervall) definiert. Dies ermöglicht ein von der Symbolrate hinsichtlich Leistung und Komplexität völlig unabhängiges Interpolationsfiltern und liefert eine bessere Unterdrückung benachbarter Kanäle, da der Interpolator die meisten außerhalb der Bandbreite des empfangenen Kanals liegenden Signale unterdrückt.
  • Bei Modemanwendungen ist das Ziel der Interpolation, digitale Abtastwerte x(kTs) 325, die durch einen Analog/Digital-Wandler bei einem Wert von 1/TS erzeugt werden, zu verarbeiten, um "Interpolanien" y(kTi) 365 bei einem Wert von 1/Ti zu erzeugen, wobei 1/Ti ein Vielfaches der Übertragungs-Baud-Rate 1/T ist.
  • Im Folgenden wird die Interpolation mit einem zeitkontinuierlichen Filter beschrieben. Das mathematische Modell ist bezugnehmend auf 8 beschrieben. Es umfasst einen fiktiven Digital/Analog-Wandler 802, der analoge Impulse 814 erzeugt, gefolgt von einem zeitkontinuierlichen Filter h(t) 804, und einem Wiederabtaster 806 zum Zeitpunkt t = kTi. Die Ausgangsinterpolanten 820 sind dargestellt durch
    Figure 00180001
  • Nochmals bezugnehmend auf 7 werden die Wiederabtastwert-Momente t = kTi durch einen numerisch gesteuerten Oszillator 358 übertragen. Der numerisch gesteuerte Oszillator 358 erzeugt zu jedem Zeitpunkt mTs zwei Signale. Das erste Signal 361 ist ein Überlaufsignal ζ, das anzeigt, dass ein Wiederabtastwert-Moment (t = kTi) während der letzten Ts-Periode aufgetreten ist. Das zweite Signal 362 ist ein Ti-Teilsignal η, so dass ηTi die Zeit seit dem letzten Wiederabtastwert-Moment darstellt.
  • Der numerisch gesteuerte Oszillator 358 wird durch ein Signal W(m) gesteuert, das das Verhältnis Ts/Ti schätzt. Bei praktischen Modemanwendungen wird W(m) durch einen Schleifenfilter 356 bereitgestellt, der durch einen Phasenfehlerschätzer oder einen Taktfehlerdetektor 354 angetrieben wird.
  • Mathematisch kann dies mit folgender Formel beschrieben werden: η(m) = [η(m-1) – W(m)]mod-1 ζ(m) = 1 if η(m-1) – W(m) < 0 ζ(m) = 0 if η(m-1) – W(m) ≥ 0 (2)
  • Frühere Interpolationsverfahren, die einen durch die Abtastperiode Ts normierten Filter h(t) verwenden, führen einen Ts-Basispunktindex und ein Ts-Teilintervall ein. Bei dem durch vorliegenden Demodulator verwendeten Interpolationsverfahren ist die oben genannte Formel (1) umgeschrieben, wobei h eine Funktion einer Variablen η·Ti ist. Diese Eigenschaft der Funktion h ermöglicht, dass die Takt- und Frequenzantwort der Interpolation hinsichtlich der Interpolantenrate invariant ist, und demgemäß hinsichtlich der Baud-Rate. Um dies zu erreichen, ist zuerst zu beachten, dass die Abtastmomente mTs wie folgt geschrieben werden können: mTs = lmTi-η(m)Ti,wobei η(m) das direkte Ausgangssignal von nco und (lm-1) die Anzahl der Überläufe (ζ=1) seit t=0 bis zum Zeitpunkt t=mTs darstellt. Durch Einführen des Integerintervalls I1, das alle m enthält, so dass lm=1 ist, kann die Formel (1) jetzt wie folgt geschrieben werden:
    Figure 00190001
  • Unter der Annahme, dass h(t) eine endliche Längenimpulsantwort im Intervall [I1Ti, I2Ti] ist, wird Formel (3) mit dem Index j=k-1 neu aufgestellt:
    Figure 00200001
    mit:
  • Figure 00200002
  • Die letzte Formel zeigt, dass die Interpolanten durch Summieren und Verzögern (I1+I2+1) der Terme aj(lTi) berechnet werden, wobei aj(lTi) die Akkumulation über das Zeitintervall [1-1)Ti, lTi] der Multiplikation der Eingangsabtastwerte x(mTs) durch Koeffizienten h[(j+n(m))Ti] ist .
  • Bezugnehmend auf 9 ist aj praktisch mit einem Multiplikator-Akkumulator-Operator 908 implementiert, der zurückgesetzt wird, wenn das Überlaufsignal ζ(m)=1 ist. Ein Koeffizient h[(j+η(m))Ti] wird geliefert durch einen Koeffizienten-Berechnungsblock 909 mit einem durch den numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) 910 ausgegebenen Eingangssignal η(m).
  • Es wird angemerkt, dass die Vervielfacher-Akkumulatoren bei einer Frequenz von 1/Ts arbeiten und dass die Summe der aj mit einer Frequenz von 1/Ti berechnet wird. Für ein niedriges Verhältnis Ts/Ti wird während einer langen Ti-Periode eine hohe Anzahl von Multiplikations-Akkumulationen verarbeitet. Dies ermöglicht, dass der Ti-Interpolator eine Impulsantwort über eine längere Zeit hinsichtlich Ts und eine engere Frequenzbandbreite hinsichtlich der Abtastfrequenz aufweist.
  • Aus praktischen Gründen kann h[(j+η)Ti] eine Polynomfunktion von η im Intervall [0,1] sein, und h[(j+η)Ti]=pj(η). Für eine praktische Implementierung wurden Polynome dritten Grades ausgewählt, da dies eine verringerte Berechnungskomplexität bedeutet und mit nur wenigen Intervallen Ti(typischerweise 4 bis 8) sehr gute Leistungen für die Impulsantwort h(t) ermöglicht. Eine spezielle Form von Polynomen kann auch verwendet werden, um die Berechnungskomplexität weiter zu verringern. Wenn der Grad, die Form und die Anzahl (I1+I2+1) von Polynomen ausgewählt ist, werden die Parameter der Polynome durch Minimierung einer Kostenfunktion berechnet, die spektrale Einschränkungen für die Impulsantwort h(t) darstellt.
  • Es wird auch angemerkt, dass die zur Berechnung des Koeffizienten h((j+η(m))Ti] verwendete Variable η keine zusätzliche Berechnung und Annäherung benötigt, wie es für herkömmliche Ts-Interpolationsverfahren der Fall ist.
  • Bezugnehmend auf 10 umfasst die bereits beschriebene Trägerrückgewinnungsschaltung 50 eine Schätzschaltung 506 für Phasenrauschen und eine Schätzschaltung 507 für additives Rauschen, die eine vom QAM-Demodulator aus gesehene Schätzung des restlichen Phasenrauschens und additiven Rauschens erzeugt. Diese Schätzung ermöglicht dem Anwender, die Trägerschleifenbandbreite zu optimieren, um den besten Kompromiss zwischen Phasenrauschen und additivem Rauschen zu erreichen. Das empfangene QAM-Symbol 504 wird einem Symboldetektions- oder Entscheidungsblock 508 zugeführt. Das empfangene QAM-Symbol 504 ist ein Punkt in I/Q-Koordinaten, der sich hinsichtlich der Distanz nahe an einem möglichen übertragenen QAM-Symbol befindet, sich aber aufgrund des Rauschens unterscheidet. Der Symboldetektionsblock 508 entscheidet über das am wahrscheinlichsten übertragene QAM-Symbol, indem er nach der minimalen Distanz zwischen dem empfangenen QAM-Symbol und möglichen übertragenen QAM-Symbolen (Schwellenwertsymbole) sucht. Auf diese Weise bestimmt der Symboldetektionsblock 508, welches QAM-Symbol übertragen wurde. Der kleinste mittlere quadratische (Least Mean Square LMS) Fehler zwischen entschiedenem QAM-Symbol 509 und empfangenem QAM-Symbol 504 wird – wie im Fachgebiet bekannt – durch das LMS-Fehlerverfahren 505 festgelegt und das LMS-Fehlersignal 512 wird mit dem entschiedenen QAM-Signal jedem Schätzer 506 für Phasenrauschen und Schätzer 507 für additives Rauschen zugeführt.
  • Die Schätzung für Phasenrauschen beruht auf dem kleinsten mittleren quadratischen Fehler (dx+jdy), wobei dx+jdy=(empfangener Punkt – entschiedenes QAM-Symbol). Dieser Fehler wird nur für QAM-Symbole berücksichtigt, die das Maximum und dieselbe Amplitude bei I und Q (|a|+j|a|) aufweisen. Das mittlere Phasenrauschen ist dann durch E[dx·dy] = – |a|2E(ph2) bestimmt, wobei E das mittlere und ph das restliche Phasenrauschen darstellt. Das Ergebnis 518 des Schätzers für Phasenrauschen hängt nicht vom additiven Rauschen ab.
  • Die Schätzung für additives Rauschen beruht auf demselben Fehlersignal 512 wie bei der Schätzung für Phasenrauschen, jedoch beruht der Fehler im Falle der Schätzung für Rauschen nur auf QAM-Symbolen, die eine minimale Amplitude (|a|=1) bei I und Q aufweisen. Das mittlere additive Rauschen ist durch E[dx·sgn(I)·I+dy·sgn(Q)·Q)2] = E[n2] gegeben, wobei n das komplexe additive Rauschen kennzeichnet. Das Ergebnis des Schätzers für additives Rauschen hängt nicht von der Phase des Signals ab.
  • Bezugnehmend auf 11 wird der wiedergewonnene Bitstrom 57 von der vorher erwähnten Symboldetektionsschaltung innerhalb des Vorwärtsfehlerkorrektur-(FEC)-Decoders 60 einer Rahmen-Synchronisierungs-Wiederrückgewinnungs-(FSR)-Schaltung 61 zugeführt. Die FSR-Schaltung 61 zerlegt den Bitstrom am Ausgang in Pakete von 204 Bytes. Dann werden die Pakete einem Rahmenstrukturzähler 62 zugeführt, der den Zählerstand erkennbarer Strukturen des Rahmens über eine genügend große Anzahl von Rahmen verwaltet, um zusätzliche Informationen zu erhalten, wie z.B. Synchronisationsstrukturen, was nicht durch den FEC-Codierer codiert wird. Diese Information wird in einen ersten Bitfehlerraten-Schätzer 715 der dualen BER-Einheit 70 eingegeben. Dann werden die Bitstrompakete der Entschachtelungs- und FEC-Decodiereinheit 65 zugeführt, die das MPEG-TS-Datentausgangssignal 93 auf die oben beschriebene Weise erzeugt. Die korrigierbaren Fehler 69 werden einem Zähler 705 innerhalb der dualen BER-Einheit 70 und dann einem zweiten Bitfehlerraten-Schätzer 716 zugeführt. Die Ausgangssignale der ersten BER-Schätzer-Einheit 715 und der zweiten BER-Schätzer-Einheit 716 gelangen zu einer Software-Bearbeitungs-Einheit 710, die die zwei BER-Ausgangssignale vergleicht. Dies gibt zusätzliche Informationen über den Rauschtyp, wie z.B. ob er durch einen Burst- oder einen Verteilungsfehler verursacht wurde. Bei niedrigen Bitfehlerraten, wie z.B. weniger als 10–3, wird der zweite Bitfehlerraten-Schätzer 716 den akkurateren Wert erzeugen. Bei einer hohen BER, oder im Falle von Burstfehlern, ist der zweite BER-Schätzer 716 nicht präzise, da die Korrekturkapazität des Codes überschritten ist. In diesem Fall wäre der erste BER-Schätzer 715 präziser.
  • Die duale Bitfehlerraten-Schätzer-Schaltung macht es möglich, die Qualität einer Übertragungsverbindung sogar im Falle eines stark verzerrten oder rauschenden Kanals auszuwerten, was helfen kann, die Ursache des schlechten Empfangs zu identifizieren. Im speziellen gibt der FEC-Decodierer 65 eine sehr genaue Information darüber, wann die Verschachtelerstärke genügend Fehlerstreuung vorsieht, um die Fehler einheitlich über den Rahmen und unter die Korrekturkapazität des Fehlerkorrekturcodes zu verteilen, aber er gibt sehr ungenaue Informationen im Falle von langen Burstfehlern.
  • Ein Vergleich zwischen den beiden Informationstypen sieht einen Weg vor, um die Rauschfehlerart zu erfassen, die beim Netzwerk auftreten kann. Dies ermöglicht z.B. eine Detektion, ob ein schlechter Empfang aufgrund von Burstrauschen oder anderen Problemen wie z.B. Phasenrauschen, Fading, etc. vorliegt. In einigen Fällen von sehr hohem Burstrauschen kann der FEC-Decodierer eine relativ niedrige Bitfehlerrate anzeigen, obwohl alle Fehler vielleicht in einem speziellen Moment der Übertragung aufgetreten sind, der vielleicht den durch die Übertragungsverbindung, z.B. TV-Bilder, Audiogeräusch, etc., übertragenen Informationsinhalt komplett geändert hat. Die duale BER-Schätzer-Schaltung macht es einfacher, die Ursache der schlechten Übertragung zu bestimmen und demgemäß das Problem zu lösen.

Claims (4)

  1. Demodulator für quadraturamplitudenmodulierte Signale, der folgendes aufweist: einen Analog-Digital-Wandler (25), der ein Eingangssignal (12, IF Eingang) empfängt und ein erstes Signal (14) erzeugt; eine Konversionsschaltung (30), die das erste Signal (14) empfängt und es in ein Basisbandsignal (I, Q) umwandelt; eine Trägerrückgewinnungsschaltung (50), die das Basisbandsignal (I, Q) empfängt und ein QAM-Signal (I, Q) ausgibt; eine Symbol-Entscheidungsschaltung (55), die das QAM-Signal (I, Q) empfängt und demodulierte Daten ausgibt; wobei die Trägerrückgewinnungsschaltung (50) Schaltungen (506, 507) umfasst, die Schätzungen des Phasenrauschens und additiven Rauschens erzeugen; dadurch gekennzeichnet, dass die Schätzung des Phasenrauschens eine kleinste mittlere quadratische Schätzung ist, die nur unter Verwendung jener QAM-Symbole erstellt ist, die eine maximale Amplitude aufweisen oder identische I- und Q-Koordinaten aufweisen; die Schätzung des additiven Rauschens eine kleinste mittlere quadratische Schätzung ist, die nur unter Verwendung jener QAM-Symbole erstellt ist, die eine minimale Amplitude aufweisen.
  2. Demodulator wie in Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten kleinsten mittlere quadratische Fehlersignale als eine Differenz zwischen einem Punkt in I/Q-Koordinaten des empfangenen QAM-Signals und einem Punkt in I/Q-Koordinaten eines entschiedenen QAM-Signals definiert sind, wobei das entschiedene QAM-Signal durch die Symbol-Entscheidungsschaltung festgelegt ist.
  3. Demodulator wie in Anspruch 1, wobei das geschätzte Phasenrauschsignal unabhängig vom geschätzten additiven Rauschsignal ist.
  4. Demodulator wie in Anspruch 1, der weiterhin einen Empfangsfilter umfasst, das elektrisch an einen Ausgang der Basisbandwandlungsschaltung und an einen Eingang der Trägerrückgewinnungsschaltung gekoppelt ist.
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