DE69127828T2

DE69127828T2 - Sender und empfänger für kompatibles hochauflösendes fernsehsystem

Info

Publication number: DE69127828T2
Application number: DE69127828T
Authority: DE
Inventors: Hugh White
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1991-02-04
Filing date: 1991-12-27
Publication date: 1998-03-05
Anticipated expiration: 2011-12-28
Also published as: DE69131995D1; KR100255719B1; HUT65171A; BR9107276A; RU2127493C1; ES2142010T3; CA2101644A1; ES2106856T3; AU662126B2; MY109495A; SG90697A1; WO1992014343A1; DE69127828D1; FI933457A0; DK0771123T3; PT100085B; EP0570464A1; EG19708A; HU9302245D0; PL167627B1

Description

Die Erfindung betrifft ein hochauflösendes Fernsehsystem, das mit der Bandbreite eines bereits existierenden normalauflösenden Fernsehkanals kompatibel ist. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Modulationstechnik zur Reduzierung gegenseitiger Störungen zwischen gleichzeitig gesendeten hochauflösenden Fernsehsignalen und normalauflösenden Fernsehsignalen.
Unter einem hochauflösenden Fernsehsystem (HDTV) versteht man allgemein ein System zur Verarbeitung eines Fernsehsignals etwa doppelter horizontaler und vertikaler Bildauflösung verglichen mit einem normalen Fernsehsignal, z.B. einem NTSC-Signal, oder auch mit noch höherer Auflösung. Ein HDTV-Signal kann auch ein größeres Seitenverhältnis von beispielsweise 16:9 haben verglichen mit dem Seitenverhältnis von 4:3 eines normalen NTSC- Fernsehbildes.
Bei einem nachfolgend als Simulcast bezeichneten Fernseh-Rundfunk-System werden zwei Versionen desselben Programmaterials gleichzeitig über getrennte 6 MHz-Standardkanäle gesendet. Eine der beiden Programmversionen enthält normalaufgelöste NTSC- Information, die über einen Kanal gesendet wird, während die andere Version hochaufgelöste Information enthält, die über den anderen 6 MHz-Kanal gesendet wird. In der Praxis kann ein Simulcast-System zwei benachbarte 6 MHz-NTSC-Kanäle benutzen, beispielsweise die VHF-Kanäle 3 und 4, um die Standardinformation bzw. die HDTV-Information zu übertragen. Die hochaufgelöste Version eines Simulcast-Systems kann in einem einzigen 6 MHz-Kanal realisiert werden, wenn man Signalcodier und Zeitkompressionstechniken benutzt. Die Standard-NTSC-Information und die HDTV-Information werden unabhängig von entsprechenden Standard-NTSC- und HDTV-Empfängern empfangen. Wenn Standard- NTSC-Empfänger gelegentlich durch HDTV-Empfänger oder 2-Normen- Empfänger ersetzt werden, vielleicht in 15 bis 20 Jahren, dann werden die für Standard-NTSC-Fernsehsignale benutzten Kanäle zur Verfügung stehen. Durch das Simulcast-Konzept wird verhindert, daß die riesige Anzahl vorhandener Standard-NTSC-Empfänger veraltet sind, sobald das HDTV-Rundfunksystem eingeführt wird, und es werden erweiterte Rundfunkdienste in Zukunft möglich, wenn die durch die Standard-NTSC-Signale besetzten Kanäle frei werden.
Ein Simulcast-System unterscheidet sich von einem sogenannten Erweiterungs- oder Augmentationssystem darin, daß letzteres die ständige Benutzung zweier Kanäle erfordert. Ein Kanal überträgt die Standard-NTSC-Information, während der andere Kanal eine vorbestimmte Erweiterungsinformation enthält, die bei Kombination mit der Standard-NTSC-Information aus dem ersten Kanal in einem HDTV-Empfänger ein hochauflösendes Fernsehsignal ergibt.
Es ist wichtig, Störungen zwischen Standardsignalen und HDTV- Signalen in gemeinsamen Kanälen, die von verschiedenen Stellen über denselben Kanal gesendet werden, erheblich zu reduzieren oder auszuschalten. Ein durch die Erfindung geschaffenes System befaßt sich hiermit.
Die europäische Patentanmeldung EP-A-0 279 625 zeigt ein System, welches zwei getrennte Standardkanäle zur Übertragung regulärer und zusätzlicher Fernsehsignalinformatjon verwendet. In dem Artikel "An Evolutionary Approach to Advanced Television Services von Baron et al, auf den Seiten 195 bis 211 der "Proceedings of the Third International Workshop on HDTV, II" CSELT, Turin, vom 30. August bis 1. September 1989, werden Möglichkeiten diskutiert, wie man erweiterte Fernsehsignalinforma tion in einem einzigen Standardkanal unterbringen kann.
Die Erfindung ist in ihren weitesten Aspekten in den Ansprüchen 1 und 8 definiert.
Bei einer offenbarten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung hat die Information hoher Priorität eine schmale Bandbreite verglichen mit der Information niedriger Priorität und enthält beibeispielsweise niedrigfrequente Bild-, Ton- und Synchronisierinformation. Die Information niedriger Priorität enthält hochfrequente Videoinformation. Die Informationen hoher und niedriger Priorität werden mit Hilfe einer Mehrfach-Quadratur-Amplitudenmodulationstechnik (QAM) übertragen. Die schmalbandige Information hoher Priorität hat eine wesentlich größere Amplitude als die breitbandige Information niedriger Priorität, und die Quadraturamplitude moduliert einen ersten unterdrückten Träger im niedrigerfrequenten Teil des Videofrequenzspektrums. Der modulierte erste Träger wird in einem Standard-Fernsehempfänger durch ein Nyquist-Flankenfilter wesentlich gedämpft. Die breitbandige Information niedriger Priorität moduliert einen zweiten unterdrückten Träger im Videofrequenzspektrum mit Amplitudenmodulation, so daß ein Mehrfach-QAM-Signal erzeugt wird. Das Frequenzspektrum des Mehrfach-QAM-Signals weist eine Signaldämpfung bei Frequenzen auf, bei denen Information hoher Energie in der Nähe der NTSC-Bild- und Tonträger auftritt.

Kurze Erläuterung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt das Basisband-Videofrequenzspektrum eines Standard-NTSC-Fernsehsignals;
Fig. 2 zeigt das Videofrequenzspektrum eines hochaufgelösten Mehrfach-QAM-Fernsehsignals gemäß der Erfindung;
Fig. 3 und 4 veranschaulichen Sender- bzw. Empfängerschaltungen zur Verarbeitung eines hochaufgelösten Mehrfach-QAM- Signals, gemäß der Erfindung;
Fig. 5 ist ein Diagramm zum Verständnis der Signalverarbeitung in dem offenbarten System.
Figur 1 veranschaulicht das Basisband-videofrequenzspektrum eines Standard-NTSC-Fernsehsignals, welches einen 6 MHz-Kanal einnimmt. Nach üblicher Praxis sind die eingezeichneten Frequenzen auf 0,0 MHz bezogen, um welchen Wert ein HF-Bildträger mit der Videoinformation in Restseitenband-Amplitudenmodulation moduliert ist. Das modulierte Signal hat ein unteres Restseitenband (VSB) mit einer Bandbreite von 1,25 MHz und ein oberes Seitenband, welches die das Bild darstellende Leuchtdichte und Farbinformation enthält. Die Farbinformation ist in Quadraturmodulation auf einen unterdrückten 3,58 MHz-Farbträger aufmoduliert. Der meiste Teil der Information hoher Energie tritt in der Nähe der Bildträgerfrequenz und in der Nähe der frequenzmodulierten 4,5 MHz-Tonträgerfrequenz auf.
Figur 2 zeigt das Videofreguenzspektrum eines hochauflösenden Fernsehsignals, das mit der 6 MHz-Bandbreite eines Standard- NTSC-Fernsehsignalkanals kompatibel ist und das als Simulcast- Signal benutzt werden kann. Um den Vergleich mit dem in Fig. 1 dargestellten Standard-NTSC-Videofrequenzspektrum zu erleichtern, sind die Frequenzen längs des Frequenzmaßstabes in Fig. 2 (-1,25 MHz bis 4,5 MHz) auf die Frequenzlage 0,0 MHz des HF- Bildträgers in einem NTSC-System bezogen.
Das HDTV-Fernsehsignal ist ein zeitlich komprimiertes Signal, welches in Informationskomponenten hoher und niedriger Priorität unterteilt ist. Im dargestellten Beispiel ist den Komponenten der Toninformation, der Synchroninformation und der niedrigfrequenten Videomformation, welche mit hoher Zuverlässigkeit empfangen werden sollen, eine höhere Priorität zugeordnet. Die Synchroninformation kann beispielsweise in Form eines Anweisungssignals vorliegen, welches eine eindeutige Bezeichnung oder Codierung zur Erleichterung der Signalwiedergewinnung und Verarbeitung in einem Empfänger enthält und beispielsweise eine halbbildfrequente Abtastinformation enthalten kann (beispielsweise Halbbild-Startmarkierungen). Andere weniger kritische Komponenten, wie hochfrequente Videomformation haben eine niedrigere Priorität. Die Information hoher Priorität hat eine schmale Bandbreite gegenüber der Information niedriger Priorität und moduliert einen ersten unterdrückten Träger von 0,96 MHz in Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM), der auf ein Signal REF bezogen ist, wie nachstehend noch erörtert werden wird. Die Information niedriger Priorität moduliert einen zweiten unterdrückten Träger von 3,84 MHz in Quadratur-Amplitudenmodulation, der ebenfalls auf das Signal REF bezogen ist. Das resultierende Signalgemisch hat die Form eines Mehrfach-QAM-Signals, also im vorliegenden Falle eines Doppel-QAM-Signals. Dieses Doppel-QAM- Signalgemisch wird mit Hilfe des Außerband-Bezugssignals REF in das 6 MHz-Standard-Fernsehband umgesetzt. Die Frequenz des Signals REF ist so gewählt, daß bei seiner Modulierung durch das QAM-Signalgemisch eine der resultierenden Summen oder Differenzkomponenten in das einem gewünschten Hochfrequenz-Fernsehkanal zugeordnete Frequenzband fällt, wie etwa den Simulcast- VHF-Kanal 3. Das Signal REF wird durch das Doppel-QAM-Signalgemisch moduliert, und dabei entsteht ein zweiseitenbandmoduliertes Signal, dessen unteres Seitenband unterdrückt wird und dessen oberes Seitenband erhalten bleibt, wie dies Fig. 2 veranschaulicht.
Die Amplitude der schmalbandigen QAM-Komponente ist erheblich größer als diejenige der breitbandigen QAM-Komponente, und zwar im vorliegenden Beispiel zweimal so groß. Die -6dB-Bandbreite der schmalbandigen QAM-Komponente beträgt 0,96 MHz, und die -6dB-Bandbreite der breitbandigen QAM-Komponente beträgt 3,84 MHz, also das Vierfache der Bandbreite der schmalbandigen QAM- Komponente. Die nichtlinearen Bandkanten-Übergangsbereiche der schmalbandigen und der breitbandigen QAM-Komponenten werden durch FIR-Filter geformt, das eine "square root of a raised cosine"-Charakteristik hat, um weiche Übergangsbereiche zu ergeben, die unerwünschte Hochfrequenzeffekte vermeiden, die durch scharfe Übergangsbereiche hervorgerufen werden. Die Amplituden/Frequenz-Charakteristik der breitbandigen Komponente an den Bandkantenübergangsbereichen (die hier nicht maßstäblich gezeichnet sind) haben nur ein Viertel der Neigung der steileren schmalbandigen Komponente.
Die Schmalband- und die Breitband-QAM-Komponenten enthalten jeweils eine gleichphasige Komponente I und eine quadraturphasige Komponente Q. Wie im Zusammenhang mit Figur 3 noch erläutert werden wird, moduliert die I-Phasenkomponente einen unterdrückten Cosinusträger und die Q-Phasenkomponente einen unterdrückten Sinusträger. Ein Datensymbol wird sowohl durch die I-Komponente als auch durch die Q-Komponente dargestellt. Das QAM-Signalgemisch ist im vorliegenden Beispiel ein 16-QAM- Signal. Jede der 16 QAM-I-Komponenten und -Q-Komponenten hat vier diskrete Amplitudenpegel, so daß sich insgesamt 4 × 4 oder 16 mögliche Amplitudenpegel oder Werte für jedes der Schmalband- und Breitband-QAM-Signale ergeben, daher die Bezeichnung "16" QAM. Zwei Bits werden benötigt zur Definierung der vier Pegel jeder I- und Q-Komponente, wobei jedes Datensymbol vier Bits erfordert, um die sechzehn Pegel für eine I-, Q-Kombination anzugeben. Damit beträgt die Bitrate des mit 3,84 MHz (-6 dB) breitbandigen QAM-Signals 15,36 Mbps (3,84 MHz × 4 Bit), und die Bitrate des mit 0,96 MHz (-6 dB) schmalbandigen QAM- Signals beträgt 3,84 Mbps (0,96 MHz × 4 Bit). In einem 64-QAM- System würden die Bitraten der schmalbandigen und der breitbandigen Komponente um einen Faktor von 1,5 ansteigen.
Das beschriebene Mehrfach(Doppel)-QAM-System zeichnet sich durch eine erhebliche Gleichkanalunempfindlichkeit gegenüber Storungen durch ein Standard-NTSC-Fernsehsignal aus, also ein NTSC-Signal, welches von einer anderen Stelle im selben Kanal wie das Doppel-QAM-Signal gesendet wird. Dies geht auf die Dämpfungseinbrüche im QAM-Spektrum in der Nähe des NTSC-HF- Bildträgers und Tonträgers zurück, wo Information hoher Energie übertragen wird. Umgekehrt sind Gleichkanalstörungen vom Doppel-QAM-Signal in einem NTSC-Signal signifikant reduziert, weil das Schmalband-QAM-Signal hoher Amplitude durch ein Nyquist-Flankenfilter in einem Standard-NTSC-Fernsehempfänger signifikant gedämpft wird.
In Fig. 2 ist die Wirkung des Nyquist-Flankenfilters in einem Standard-NTSC-Empfänger durch eine gestrichelte Linie angedeutet, welche dem unteren Bandteil des QAM-Spektrums von -0,75 MHz bis 0.75 MHz überlagert ist. Es hat sich gezeigt, daß die gegenüber dem breitbandigen QAM-Signal um 6 dB größere Amplitude des schmalbandigen QAM-Signals, also die vierfache Leistung, etwa dasselbe Ausmaß tolerierbarer kleiner Störungen erzeugt wie das Breitband-QAM-Signal niedrigerer Leistung. Die Kombination der um 6 dB größeren Amplitude der schmalbandigen QAM-Komponente mit ihrer viertel Bandbreite gegenüber der Breitband-QAM-Komponente ergibt eine Leistungsdichte, die um 12 dB größer als diejenige der Breitband-QAM-Komponente ist. Das veranschaulichte schmalbandige QAM-Signal höherer Priorität hat daher ein um 12 dB besseres Signal/Rausch-Verhältnis und eine niedrigere Fehlerrate gegenüber dem breitbandigen QAM-Signal niedrigerer Priorität. Die relativen Bandbreiten und Amplituden der breitbandigen und der schmalbandigen QAM-Signale können so bemessen werden, daß sie den Erfordernissen eines speziellen Systems, einschließlich NTSC- und PAL-Fernsehsystemen, entsprechen.
Die hohe Spitzenamplitude der schmalbandigen Komponente enthält Videoinformation, welche zur Erzeugung eines Wiedergabebildes genügt, dessen Auflösung an diejenige eines normalaufgelösten Fernsehbildes herankommt. Daher wird es einen Fernsehbetrachter nicht sonderlich stören, wenn beispielsweise die hochaufgelöste Übertragung momentan durch eine Flugzeugstörung unterbrochen wird. Wenn also die breitbandige Komponente niedriger Leistung, welche die Hochauflösungsinformation enthält, momentan verschwindet, kann die schmalbandige Komponente hoher Leistung unbeeinflußt bleiben, wobei vorübergehend ein geringer aufgelöstes aber akzeptables Bild wiedergegeben wird.
Die Bitraten der Breitband- und Schmalband-QAM-Signale, 15,36 Mbps bzw. 3,84 Mbps, die als Beispiel möglicher Alternativen hier angegeben sind, stehen vorzugsweise in einem ganzzahligen Verhältnis von 4:1. Diese Beziehung vereinfacht die Wiedergewinnung der Schmalband- und der Breitband-QAM-Information im Empfänger, da derselbe abgeleitete Datentakt leicht zur Zeitsteuerung des Datenwiedergewinnungsvorgangs beider QAM-Komponenten benutzt werden kann. Die erforderlichen Datentaktraten für das Empfängersystem lassen sich leicht aus dem einfach wiedergewonnenen Schmalband-QAM-Signal hoher Leistung wiedergewinnen, wie noch erörtert wird.
Figur 3 zeigt einen Fernsehsender zur Ableitung eines Doppel- QAM-Signals mit dem in Fig. 2 veranschaulichten Amplituden/Frequenz-Spektrum. HDTV-Daten hoher und niedriger Priorität werden von den Quellen 10 und 30 in zeitlich komprimierter digitaler Form geliefert, die mit der 6 MHz-Bandbreite eines Standard- NTSC-Kanals kompatibel ist. Zu diesem Zweck enthalten die Quellen 10 und 30 digitale Zeitkompressions- und Codierungseinheiten mit Schaltungen für beispielsweise Huffman-Codierung, Laufzeit-Codierung, Quantisierung und diskrete Cosinustransformation.
Das Ausgangssignal von der Quelle 10 gelangt zu einem Codierer 12, der für das kontinuierliche Bitstromsignal von der Quelle 10 als Bit-Mapper wirkt. Der Codierer 12 teilt das Signal von der Quelle 10 in sequentielle 4-Bit(Symbol)-Segmente. Ein 16-wertiges 4-Bit-Segment wird in eine gitterartige 4-Quadranten-Signalkonstellation unter Verwendung einer Nachschlagetabelle gebracht (mapping), wobei vier 4-Bit-Werte in jedem Quadrant zugeordnete Bereiche besetzen, wie dies bekannt ist. Figur 5 zeigt eine solche Bitzuordnung für eine 16-Bit-QAM- Signalkonstellation für ein 4-Quadranten-Gitter mit realen und imaginären Achsen I bzw. Q. Dieses konfigurierte (mapped) Bitsegment erscheint an den I- und Q-Ausgängen des Codierers 12 (wobei die ersten beiden Bit am I-Ausgang und die nächsten zwei Bit am Q-Ausgang erscheinen). Das nächste 16-wertige 4-Bit- Segment ist in gleicher Weise konfiguriert. Damit der Empfänger unempfindlich gegen eine Phasendrehung der empfangenen Signalkonstellation ist, wird senderseitig eine Art Differentialcodierung angewandt, bei welcher die ersten beiden Bit jedes 4-Bit-Segmentes denjenigen Konstellationsquadranten definieren, in welchem das 4-Bit-Segment liegt, und die letzten beiden Bit einen bestimmten Punkt innerhalb des Quadranten definieren. Der Codierer 32 arbeitet in gleicher Weise bezüglich der von der Datenquelle 33 niedriger Priorität erhaltenen Signale.
Die Ausgangssignale von den Codierern 12 und 32 werden entsprechenden QAM-Modulatoren 14 und 34 üblicher Bauart zugeführt. Ein schmalbandiges QAM-Ausgangssignal vom Modulator 14 wird von einem Digital/Analog-Wandler 15 in analoge Form umgewandelt, ehe es über ein 1,5 MHz Horizontal-Tiefpaßfilter 16 einem Eingang einer additiven Kombinierschaltung 18 zugeführt wird. Das Filter 16 entfernt unerwünschte hochfrequente Komponenten einschließlich Oberwellen, welche durch vorangehende Digitalverarbeitungsschaltungen und D/A-Wandler-Schaltungen im Schmalbandweg hervorgerufen worden sind. Ein breitbandiges QAM-Ausgangssignal vom Modulator 34 wird durch einen Digital/Analog-Wandler 35 in analoge Form gebracht, ehe es über ein 6,0 MHz Horizontal-Tiefpaßfilter 36 und eine Dämpfungsschaltung 38 einem anderen Eingang der Kombinierschaltung 18 zugeführt wird. Das Filter 36 dient im wesentlichen dem gleichen Zweck wie das Filter 16. Die Dämpfungsschaltung 38 skaliert die Amplitude der breitbandigen QAM-Komponente, so daß sie um -6 dB niedriger liegt als die Amplitude der schmalbandigen QAM-Komponente hoher Priorität, wie dies in Fig. 2 veranschaulicht ist. Am Ausgang der Kombinationsschaltung 18 entsteht ein Doppel-QAM-Signalgemisch. Dieses Doppel-QAM-Signal wird in einem Modulator (Mischer) 20 mit einem Referenzsignal REF multipliziert, wobei am Ausgang des Modulators 20 ein mit den oberen und unteren Doppel-QAM-Seitenbändern doppelseitenbandmoduliertes Signal REF entsteht. Ein 6 MHz-TV-Kanal-Bandpaßfilter 22 unterdrückt das untere Seitenband, läßt aber das obere Seitenband (Fig. 2) für die Übertragung mit Hilfe einer eine Antenne 25 enthaltenden Anordnung passieren.
Der QAM-Modulator 14 enthält identische FIR-Digitalfilter 41 und 42 mit einer "square root of a raised cosine"- Charakteristik, dem die Ausgangssignale 1 bzw. Q vom Codierer 12 zugeführt werden. Das Filter 41 liegt in einem Nominell-Gleichphasensignalweg und ist als 1-Phasenfilter bezeichnet, während das Filter 42 in einem Nominell-Quadratur-Phasensignalweg liegt und als Q-Phasenfilter bezeichnet ist. Die Filter 41 und 42 formen die nichtlinearen Bandkanten-Übergangsbereiche der schmalbandigen und breitbandigen QAM-Komponenten, wie es im Zusammenhang mit Fig. 2 erläutert wurde.
Die Ausgangssignale der Filter 41 und 42 werden in jeweiligen Multiplizierern 44 und 45 mit Sinus- bzw. Cosinus-Referenzsignalen moduliert. Diese Signale stammen von einer Quelle 46, welche beispielsweise eine Nachschlagetabelle enthält, die Sinus- und Cosinuswerte bei vier 90º-Intervallen pro Periode erzeugt, nämlich bei 90º, 180º, 270º und 360º. Die Sinus- und Cosinus-Bezugssignale entsprechen dem unterdrückten Schmalband- QAM-Quadraturträger bei einer Frequenz von 0,96 MHz, also 3,84 Mbps/4. Die quadraturphasenmodulierten Ausgangssignale der Multiplizierer 44 und 45 werden in einer Addierschaltung 48 zum schmalbandigen QAM-Signal hoher Priorität zusammengefaßt. Der Breitband-QAM-Modulator 34 gleicht in Aufbau und Betriebsweise dem Modulator 14 mit der Ausnahme, daß die Frequenz der zugehörigen Sinus- und Cosinus-Quadratur-Trägersignale 3,84 MHz beträgt.
Das in Figur 3 gezeigte System benutzt eine Zweierkomplement-8-Bit-Digitalsignalverarbeitung. Frequenzsynthetisierer 52 und 54 liefern digitale Datentaktsignale unter Steuerung durch ein Haupttaktsignal, welches ein Systemtaktgenerator 55 erzeugt. Ein Taktsignal CLK von 15,36 MHz vom Synthetisierer 52 liefert den Datentakt für die Datenquelle 30, den Codierer 32 und den Breitband-QAM-Modulator 34. Der Takt CLK dient auch als Datentakt für die Datenguelle 10, den Codierer 12 und den Schmalband- QAM-Modulator 14, nach Frequenzteilung durch einen durch 4 dividierenden Frequenzteiler 58 auf 3,84 MHz, weil die Datenrate der schmalbandigen Daten (3,84 Mbps) ein Viertel derjenigen der Breitbanddaten (15,36 Mbps) beträgt. Der Synthesizer 54 liefert das Bezugssignal REF für die Umsetzung des Doppel-QAM- Signalgemisches in das Fernseh-Frequenzband mit Hilfe des Mischers 20.
Die Schmalband- und Breitband-QAM-Träger brauchen nicht unterdrückt zu werden, obwohl bei unterdrückten Trägern Leistung eingespart wird und bestimmte Typen von Fehlern im Wiedergabebild vermieden werden. Nicht unterdrückte Träger kleiner Amplitude lassen sich verwenden zur besseren Wiedergewinnung des Symbolratentaktes. Modulierte QAM-Träger mit unsymmetrischen Seitenbändern sind ebenfalls möglich.
Bei dem in Figur 4 veranschaulichten Empfänger wird ein von einer Antenne 110 empfangenes Funk-Doppel-QAM-Signal einem Mischer 112 zusammen mit einem Referenzsignal REF zugeführt, welches nominell die Frequenz des senderseitig benutzten Signals REF hat. Das Ausgangssignal des Mischers 112 enthält Summen- und Differenzkomponenten. Die höhere Frequenz-Summenkomponente wird durch ein Tiefpaßfilter 114 unterdrückt, welches die Differenzkomponente zu einem Analog/Digital-Wandler 116 gelangen läßt. Diese durchgelassene Differenzkomponente enthält das gesamte Modulationsfrequenzspektrum gemäß Fig. 2, bei welchem das schmalbandige QAM-Modulationsspektrum um 0,96 MHz zentriert ist und das breitbandige QAM-Modulationsspektrum um 3,84 MHz.
Das digitale Abtast-Ausgangssignal von der Schaltung 116 wird einem Demodulator 118 zugeführt, der zusammen mit nachfolgenden Elementen 120, 122, 124, 126 und 128 eine schmalbandige QAM- Signalverarbeitungsschaltung bildet. Der Demodulator 118 enthält eine Mehrzahl von Eingangs-FIR-Filtern, welche selektiv die Schmalband-QAM-Komponente passieren lassen, die Breitband- QAM-Komponente dagegen sperren. Speziell enthält der Schmalband- QAM-Demodulator 118 ein Filter mit einer Amplituden/Frequenzkennlinie, die im wesentlichen mit der Form der Amplituden/Frequenz-Kennlinie der modulierten Schmalband-QAM-Komponente gemäß Fig. 2 übereinstimmt. Ein Demodulator 119 in einer Breitband- QAM-Signalverarbeitungsschaltung mit Elementen 119, 121, 123, 125, 127 und 129 läßt selektiv die breitbandige QAM-Komponente passieren und hält die Schmalband-QAM-Komponente zurück. Der Breitband-QAM-Demodulator 119 enthält ein Filter mit einer Kennlinie, die im wesentlichen mit der Form des Amplituden/Frequenz- Verlaufs der modulierten Breitband-QAM-Komponente gemäß Fig. 2 übereinstimmt. Auf diese Weise zeigt das Empfängersystem Signaldämpfungseinbrüche bei Frequenzen, bei denen in einem normalauflösenden Fernsehsignal Information hoher Energie liegt. Diese Elemente der Breitband-QAM-Signalverarbeitungsschaltung sind ähnlich den entsprechend bezeichneten Elementen der Schmalband- Signalverarbeitung, wie noch erörtert werden wird, mit der Ausnahme, daß die Kennlinien der Demodulatoren 118 und 119 wie oben erwähnt anders sind. Die Demodulatoren 118 und 119 arbeiten invers zu den Modulatoren 14 und 34 im Sender (Fig. 3).
Die demodulierten quadraturphasigen Komponenten I und Q vom Demodulator 118 werden einem adaptiven Equalizer 120 üblicher Bauart zugeführt, welcher ein adaptives Digital-FIR-Filter zur Kompensation von Amplituden- und Phasenunregelmäßigkeiten benutzt, wie beispielsweise Geistersignalen, die im Übertragungskanal entstehen. Die entzerrten Ausgangssignale I und Q der Schaltung 120 werden einer Schätzschaltung 126 zugeführt, die I- und Q-Ausgangskomponenten erzeugt, welche einen wahrscheinlichsten Schätzwert für die Werte der I- und Q-Komponenten, wie sie gesendet worden sind, darstellen. Beispielsweise sind die Werte der I- und Q-Komponenten am Ausgang der Schätzschaltung 26 so eingestellt, wie es notwendig ist, um Störeffekte von im Lauf der Übertragung aufgetretenen Rauschen zu kompensieren. Die Schätzschaltung 126 übt im wesentlichen eine Interpretierfunktion der Wertezuordnung zu Abtastwerten aus, welche infolge von Effekten wie Rauschen nicht genau in die zugeordneten Stellen der 16-Punkt-4-Quadranten-Signalkonstellation passen. Die Ausgangssignale der Schätzschaltung 126 werden einem Decoder 122 zugeführt, der im wesentlichen invers zu dem Orientierungsbetrieb (mapping operation) des senderseitigen Codierers arbeitet. Mit Hilfe von Nachschlagetabellen wird die 4-Quadranten- Signalkonstellation in sequentielle 4-Bit(Symbol)-Segmente in binäre digitale Form rückorientiert (unmapping), wie sie senderseitig vor der Codierung durch die dortige Einheit 12 (Fig. 3) vorgelegen hat.
Ein Fehlerdetektor 124 überwacht die I- und Q-Eingangs- und -Ausgangssignale der Schätzschaltung 126 und liefert ein Ausgangssignal, dessen Größe proportional zum Phasenfehler zwischen I- und Q-Eingangs- und -Ausgangssignalen der Schätzschaltung 126 ist. Der Phasenfehler kann aufgrund von Rausch- oder Störeffekten auftreten und hätte dann Zufallscharakter. Der Phasenfehler kann aber auch darauf beruhen, daß die Frequenz des Signals REF nicht praktisch gleich der Frequenz des entsprechenden, senderseitig benutzten Signals REF ist, und in diesem Fall wäre der Phasenfehler nicht zufällig. Ein Ausgangssignal ERROR vom Fehlerdetektor 124 wird schließlich zur Kompensation von Frequenzabweichungen des Signals REF von einem gewünschten Wert, nämlich dem Wert der Frequenz des entsprechenden senderseitigen Signals REF, benutzt.
Das Signal ERROR wird speziell einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 128 zugeführt, der auch ein Tiefpaßfilter enthält zur Modifizierung der Werte der quadraturphasigen Sinus- und Cosinus-Referenzsignale, welche dem Quadratur- Demodulator 118 zugeführt werden. Die modifizierten Sinus- und Cosinus-Referenzsignale verändern den Demodulationsprozeß, bis die Größe des für Fehler repräsentativen Ausgangssignals des Detektors 124 anzeigt, daß jegliche Frequenzabweichung des Signals REF von einem gewünschten Wert kompensiert worden ist. Das zur Schaltung 128 gehörige Tiefpaßfilter filtert das Signal ERROR so, daß die Werte der Referenzsignale vom VCO 128 und damit der Betrieb des Demodulators 118 bei Fehlern nicht zufälligen Charakters, wie etwa die erwähnte Frequenzabweichung, modifiziert wird, dagegen bei Zufallseffekten wie Rauschen unbeeinflußt bleibt. Die Regelschleife mit den Einheiten 119, 121, 127, 123 und 129 der Breitband-QAM-Signalverarbeitungsschaltung arbeitet in gleicher Weise wie die Einheiten 118, 120, 126, 124 und 128 der oben erläuterten Schmalband-QAM- Signalverarbeitungsschaltung. Weitere Informationen bezüglich des Betriebs einer Regelschleife mit Schätzschaltung 126, Detektor 124, VCO 128 und Demodulator 118 finden sich in dem Buch "Digital Communication" von Lee und Messerschmitt (Kluwer Academic Publishers, Boston, MA, USA, 1988).
Ein direkter digitaler Frequenzsynthesizer 141 erzeugt ein Taktsignal CLK in Abhängigkeit von einem Haupttaktsignal vom Systemtaktgenerator 130, der auch ein Taktsignal an einen Frequenzsynthesizer 135 zur Ableitung des Mischer-Referenzsignals REF liefert. Die Frequenz des Signals REF entspricht nominell derjenigen des senderseitigen Signals REF. Jegliche Abweichung der Frequenz des Signals REF vom gewünschten Wert wird in der oben beschriebenen Weise kompensiert. Das Signal CLK von der Quelle 141 ist das Taktsignal für die Elemente 119, 121, 125 und 127 der breitbandigen Signalverarbeitungsschaltung. Die schmalbandige Signalverarbeitungsschaltung verarbeitet ein Signal mit einer Bandbreite, welche ein Viertel derjenigen des breitbandigen Signals ist. Daher arbeiten die Elemente der schmalbandigen Signalverarbeitungsschaltung mit einem Taktsignal CLK/4, dessen Frequenz ein Viertel derjenigen des Signals CLK beträgt und von einem Frequenzteiler 136 geliefert wird.
Die Frequenz des empfängerseitigen Taktsignals CLK entspricht der Frequenz des auf der Senderseite (Fig. 3) benutzten Taktsignals CLK. Die Einstellung der wichtigen Empfängertaktfrequenz erfolgt durch Ableitung des Empfängertaktsignals aus Information, die in der zuverlässigeren schmalbandigen Empfangs- QAM-Komponente höherer Leistung enthalten ist. Speziell wird das QAM-Signalgemisch vom Ausgang des Tiefpaßfilters 114 einem nichtlinearen Signalgenerator 133 zugeführt, beispielsweise einem Generator mit einer Exponentialkennlinie, deren Exponent N 2 oder 4 sein kann. Die Schaltung 133 erzeugt eine einzige Frequenzkomponente mit der Symbolrate der schmalbandigen QAM- Komponente. In diesem Fall beträgt die Symbolrate oder Frequenz 0,96 MHz, ein Viertel der Bit-Rate. Die Schaltung 133 erzeugt auch ein stark gedämpf tes Ausgangssignal mit der Symbolrate der breitbandigen QAM-Komponente niedriger Leistung, wobei dieses Ausgangssignal von den nachfolgenden Signalverarbeitungsschaltungen ignoriert wird.
Ein Phasendetektor 137, der auf die 0,96 MHz-Ausgangskomponente der Schaltung 33 reagiert, bildet zusammen mit einem Tiefpaßfilter 138, dem Synthesizer 141 und einem durch 16 dividierenden Frequenzteiler 139 eine Phasenverriegelungsschleife. Das Filter 138 entfernt Störfrequenzen einschließlich Rauschen, welches beim Betrieb des nichtlinearen Signalgenerators 133 entsteht. Der Frequenzteiler 139 erhält ein 15,36 MHz-Signal vom Synthesizer 141 und liefert ein Ausgangssignal von 0,96 MHz an einen Steuereingang des Phasendetektors 137. Der Synthesizer 141 enthält ein Register, welches Phaseninkremente akkumuliert, welche durch das Signal bestimmt werden, das einem Steuereingang der Schaltung 141 vom Filter 138 mit einer Rate zugeführt wird, die durch die Frequenz des Signals vom Taktgenerator 130 bestimmt wird. Mit dem akkumulierten Phasenwert wird ein ROM- Speicher adressiert, der Sinuswerte enthält, welche das Ausgangssignal der Schaltung 131 synthetisieren. Die Funktion der Schaltung 131 kann durch eine integrierte Schaltung vom Typ Q2334 ausgeübt werden, der handelsüblich von der Qualcomm Corporation, San Diego, Kalifornien, erhältlich ist.
Eine Signalverarbeitungsschaltung 140 kombiniert das Datensignal hoher Priorität vom Decoder 122 mit dem Demodulierten Signal niedriger Priorität vom Decoder 120. Die Signalverarbeitungsschaltung 140 kann Daten-Dekompressionsschaltungen enthalten, wie etwa Huffman-Decoder und inverse Quantisierer, Fehlerkorrekturschaltungen und Demultiplex- und Signalkombinationsschaltungen, um getrennte Ton- und Bild-TV-Signalkomponenten zu liefern. Die Tonkomponente wird in einer Tonsignal-Verarbeitungsschaltung 122 verarbeitet, ehe sie einer Tonwiedergabeeinrichtung 146 zugeführt wird. Die Videokomponente wird von einer Einheit 144 verarbeitet, die ein Bild darstellendes Signal liefert, das einer Bild-Wiedergabeeinrichtung 148 zugeführt wird.

Claims

1. System zur Verarbeitung eines hochauflösenden Fernsehsignals, welches eine höhere Bildauflösung als ein Fernsehsignal mit Standardauflösung ergibt, mit

einer Einrichtung (12,14) zur Modulierung eines ersten Trägers mit einer ersten Fernsehsignalinformation zur Erzeugung eines ersten modulierten Trägers,

einer Einrichtung (32,34) zur Modulierung eines zweiten Trägers mit einer zweiten Fernsehsignalinformation zur Erzeugung eines modulierten zweiten Trägers,

einer Einrichtung (18,20,22) zur Kombinierung der modulierten ersten und zweiten Träger zur Erzeugung eines modulierten Signalgemisches, welches die hochauflösende Fernsehinformation enthält, dadurch gekennzeichnet,

daß der erste und der zweite Träger mit der ersten bzw. zweiten Fernsehsignalinformation in Quadratur amplitudenmoduliert sind,

daß der mit der ersten Information modulierte erste Träger gegenüber dem mit der zweiten Modulation modulierten zweiten Träger eine relativ schmale Bandbreite aufweist,

daß der mit der ersten Information modulierte erste Träger gegenüber dem mit der zweiten Information modulierten zweiten Träger eine relativ große Amplitude hat,

und daß das Signalgemisch eine Bandbreite aufweist, welche mit der Bandbreite eines Kanals für ein normalauflösendes Fernsehsignal kompatibel ist, und ein Modulationsfrequenzspektrum hat, welches bei Frequenzen, die den Bild- und Tonträgern des normalauflösenden Fernsehsignals zugeordnet sind, eine Signaldämpfung aufweist.

2. System nach Anspruch 1, bei welchem der modulierte erste Träger in einem niedrigen Teil des Frequenzspektrums des modulierten Signalgemisches liegt, welcher von dem modulierten zweiten Träger durch ein Band amplitudengedämpfter Frequenzen getrennt ist, welches Information hoher Energie im normalauflösenden Fernsehsignal zugeordnet ist.

3. System nach Anspruch 1, bei welchem die erste Information eine Information hoher Priorität gegenüber der zweiten Information ist.

4. System nach Anspruch 3, bei welchem die erste Information Videoinformation mit hauptsächlich niedrigfrequenter Videoinformation aufweist und die zweite Information hochfrequente Videomformation enthält.

5. System nach Anspruch 4, bei welchem die erste Information zusätzlich Ton- und Synchronisationsinformation enthält.

6. System nach Anspruch 1, bei welchem die erste Information und die zweite Information komprimierte digitale Informationen sind.

7. System nach Anspruch 1, bei welchem der zweite Träger eine Datenrate hat, welche ein ganzzahliges Vielfaches der Datenrate des ersten Trägers ist.

8. Empfänger mit

einer Einrichtung (11,112) zum Empfang eines hochauflösenden Fernsehsignals, welches ein moduliertes Signalgemisch aufweist, dessen Bandbreite kompatibel mit der Bandbreite eines Kanals für ein normalauflösendes Fernsehsignal ist,

daß das modulierte Signal einen mit erster Information quadraturamplitudenmodulierten ersten Träger und einen mit zweiter Information quadraturamplitudenmodulierten zweiten Träger enthält,

daß der erste modulierte Träger eine größere Amplitude und geringere Bandbreite als der zweite modulierte Träger hat,

daß das modulierte Signalgemisch ein Modulationsfrequenzspektrum hat, das bei Frequenzen, die zu den Bild/Tonträgern eines normalauflösenden Fernsehsignals gehören, eine Signaldämpfung aufweist,

daß eine Einrichtung (114,116), die bei zuführung des modulierten Signalgemisches den modulierten ersten Träger und den modulierten zweiten Träger trennt,

eine erste Signalverarbeitungsschaltung (120-128;121- 129), welche einen Quadraturamplitudendemodulator (118;119) zur Demodulierung des modulierten ersten und zweiten Trägers zur Rückgewinnung der ersten und zweiten Information enthält,

und eine zweite Signalverarbeitungsschaltung (140-148) welche bei Zuführung der wiedergewonnenen ersten und zweiten Information von dem Demodulator ein bilddarstellendes Ausgangssignal liefert,

vorgesehen sind.

9. Gerät nach Anspruch 8, bei welchem der erste modulierte Träger einen niedrigeren Teil des Frequenzspektrums des modulierten Signalgemisches und der zweite modulierte Träger einen oberen Teil des Frequenzspektrums des modulierten Signalgemisches einnimmt.

10. Gerät nach Anspruch 8, bei welchem die wiedergewonnene erste Information Videomformation aufweist, die primär niedrigfrequente Videomformation enthält und bei welcher die wiedergewonnene zweite Information hochfrequente Videomformation enthält.

11. Gerät nach Anspruch 8, bei welchem die wiedergewonnene erste Information außerdem Toninformation enthält und die zweite Signalverarbeitungsschaltung eine Tonverarbeitungsschaltung (142,146) enthält.

12. Gerät nach Anspruch 8, bei welchem die erste Information und die zweite Information komprimierte digitale Informationen sind und außerdem eine Einrichtung (122,125) zur Dekomprimierung der ersten und zweiten Information vorgesehen ist.

13. Gerät nach Anspruch 8, weiterhin enthaltend einen Taktsignalgenerator (114,133), der bei zuführung eines aus der ersten Information abgeleiteten Signals ein erstes Taktsignal erzeugt.

14. Gerät nach Anspruch 13, bei welcher der Taktsignalgenerator eine Schaltung (137-139,141) zur Ableitung eines zweiten Taktsignals aus dem ersten Taktsignal enthält.