DE69320191T2

DE69320191T2 - System zum Kodieren/Dekodieren von QAMSignalen

Info

Publication number: DE69320191T2
Application number: DE69320191T
Authority: DE
Inventors: Allan Abraham East Windsor Nj 08520 Guida; Krishnamurthy Plainsboro Nj 08536 Jonnalagadda
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1992-05-29
Filing date: 1993-05-11
Publication date: 1999-02-11
Anticipated expiration: 2013-05-12
Also published as: KR950702079A; PL171462B1; MY108853A; US5315617A; ES2122009T3; SG86970A1; DE69320191D1; CN1080104A; JP3609085B2; JPH07507430A; CA2136615C; CN1051428C; TW221086B; FI945590A7; AU4234093A; PL171911B1; KR100282688B1; CA2136615A1; EP0643894A1; EP0643894B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Koder zum Kodieren eines Stroms von Informations-Datenbits, die einem Quadratur-Amplitudenmodulator (QAM) zugeführt werden. Insbesondere betrifft die Erfindung einen Koder und einen zugehörigen Dekoder, die in einem Fernsehsystem mit hoher Auflösung angewendet werden können.
Eine Simultan-Rundfunksendung von Fernsehsignalen mit einer Kanalbandbreite von 6 MHz in einem genormten (NTSC) analogen Format und einem digitalen Format mit hochauflösendem Fernsehen (HDTV) wurde bereits vorgeschlagen. Das HDTV-Format erfordert, daß (1) die Fernsehdaten in eine datenkomprimierte Form umgearbeitet werden, um sie in einem genormten 6 MHz-Kanal unterzubringen, und (2) daß das HDTV-Format so gewählt wird, daß eine Störung mit dem NTSC-Format, das gleichzeitig über denselben Kanal wie das Signal mit dem HDTV-Format gesendet wird, minimiert wird. Ein System mit einem HDTV-Sender und Empfänger für eine Simultansendung, das mit QAM arbeitet und beide obengenannten Anforderungen erfüllt, ist in der schwebenden US-Patentanmeldung 07/650 329, angemeldet am 4. Februar 1991 (WO 92/14343) beschrieben, die denselben Anmelder wie die vorliegende Anmeldung hat.
In einem derartigen bekannten HDTV-System wird das digitale QAM-Kanalsignal am Sender in eine analoge Form umgesetzt, bevor es über die Luft zu dem Empfänger übertragen wird, wo es dann wieder in eine digitale Form rückumgesetzt wird. Aufgrund von Übertragungsfaktoren, wie z. B. Rauschen, können Fehler auftreten, die bewirken, daß das empfangene QAM-Signal nicht genau mit dem übertragenen QAM-Signal übereinstimmt.
Im Stand der Technik ist eine Anzahl von Block-kodierten Modulationslösungen bekannt. Die EP-A-0 122 805 beschreibt eine Anordnung zum Senden eines Blocks von digitalen Datenbits über einen bandbegrenzten Kanal unter Verwendung einer Viel zahl von Modulationssignal-Punkten aus einer zweidimensionalen Konstellation von Signalen, in der die Konstellation Gruppen mit einer gleichen Anzahl von Signalen enthält. "The Philips Journal of Research", Band 45, Nr. 2, September 1990 (Seiten 127 -155) zeigt in einem Artikel von Chouly et al. ein Verfahren zur Durchführung von zwei Block-kodierten Modulationsfamilien und enthält einen umlaufenden unveränderlichen Kodeaufbau für die Demodulation des empfangenen Signals. Das US-Patent 4 562 426 betrifft übertragene digitale Symbole mit einer Kodierung von Symbolen in diskrete Signale, in der Abhängigkeiten zwischen aufeinanderfolgenden Signalen in der Reihenfolge gebildet werden, um die Störsicherheit gegenüber Rauschen und Verzerrung zu erhöhen.
Die Erfindung betrifft eine Videosignal-Vorrichtung, enthaltend:
- Mittel (10) zum Bilden eines Bitstromes von Videodaten darstellenden Symbolen, wobei jedes der Symbole mehrere Bits darstellt, und
- Modulationsmittel, die auf den Symbol-Bitstrom ansprechen und einen mit den Symbolen quadraturamplitudenmodulierten (QAM) Träger erzeugen, wobei die Symbole jeweiligen Punkten bei vorgeschriebenen Lagen einer gitterförmigen Konstellation in einer durch die orthogonalen Achsen I, Q definierten Ebene zugeordnet sind, und
- die Konstellation in erste und zweite, getrennte, derart angeordnete Abteilungen aufgeteilt ist, daß (a) Punkte, die im nächsten Abstand zu einem Punkt der ersten Abteilung liegen, zu der zweiten Abteilung gehören und (b) Punkte, die im nächsten Abstand zu einem Punkt der zweiten Abteilung liegen, zu der ersten Abteilung gehören, dadurch gekennzeichnet, daß
- ein n-Bit-Segment mit einem einzigen binären Wert jedem einzelnen Punkt der Konstellation zugeordnet ist, wobei das n-Bit-Segment folgendes enthält: Phasenbits zur Unterscheidung jedes von vier rotationssymmetrischen Sätzen von Konstellationspunkten, die jeweils in einem der vier Quadranten der Ebene liegen, und unveränderliche Bits zum Unterscheiden jedes der Konstellationspunkte in einem rotationssymmetrischen Satz und
- daß die erste und die zweite Abteilung durch das Phasenbit der geringsten Bedeutung aller zu der ersten Abteilung gehörenden n-Bit-Segmente voneinander unterscheidbar sind mit einem bestimmten Binärwert und alle n-Bit-Segmente, die zu der zweiten Abteilung gehören, einen Binärwert aufweisen, der entgegengesetzt zu dem bestimmten Binärwert ist.
Die Erfindung betrifft außerdem eine Videosignal-Sendervorrichtung, enthaltend:
- einen Quadratur-Amplitudenmodulator (QAM) und einen Koder dafür mit Mitteln zum Liefern eines Bitstroms von Symbolen, die Videodaten jedes der mehrere Bits darstellenden Symbole darstellen, und Modulationsmittel, die auf den Symbol-Bitstrom ansprechen und einen mit den Symbolen quadraturamplitudenmodulierten (QAM) Träger erzeugen, wobei die Symbole jeweiligen Punkten bei vorgeschriebenen Lagen einer gitterförmigen Konstellation in einer durch orthogonale Achsen I, Q definierten Ebene zugeordnet sind, und die Konstellation in erste und zweite, getrennte, derart angeordnete Abteilungen aufgeteilt ist, daß Punkte, die im nächsten Abstand zu einem Punkt der ersten Abteilung liegen, zu der zweiten Abteilung gehören und Punkte, die im nächsten Abstand zu einem Punkt der zweiten Abteilung liegen, zu der ersten Abteilung gehören, dadurch gekennzeichnet, daß
- der Modulator einen besonderen Punkt in einer bestimmten rotationssymmetrischen Konstellation von zwischen 2n-1 + 1 und 2n Punkten in der In-Phase (I) Quadraturebene (Q) entsprechend dem besonderen Punkt ableitet, der entsprechend einem n-Segment-Kode durch den Koder ausgewählt ist, wobei n eine ganze Zahl mit einem Wert von wenigstens 4 ist, und der Koder ein n-Bit-Segment mit einem einzigen binären Wert jedem einzelnen Punkt der Konstellation zuordnet und das n-Bit-Segment folgendes enthält: zwei Phasenbits zur Unterscheidung jedes der vier rotationssymmetrischen Sätze zwischen 2n-3 + 1 und 2n-2 Konstellationspunkten zu unterscheiden, die in Übereinstimmung mit verschiedenen der vier Binärwerte jeweils in jedem der vier Quadranten der I,Q-Ebene liegen, die durch die zwei Phasenbits bestimmt sind, und (2) n-2 unveränderliche Bits zum Unterscheiden jedes der Konstellationspunkte in einem rotationssymmetrischen Satz entsprechend verschiedenen der durch die n-2 unveränderlichen Bits bestimmten Binärwerte, wodurch eine Unempfindlichkeit gegenüber einer Drehung der Konstellation gebildet wird, und
- der Koder-Bitaufbau so ausgebildet ist, daß die Konstellationspunkte in erste und zweite, getrennte, derart angeordnete Abteilungen aufgeteilt sind, daß Konstellationspunkte, die im nächsten Abstand zu der I,Q-Ebene zu irgendwelchen Konstellationspunkten der ersten Abteilung liegen, zu der zweiten Abteilung gehören, und Konstellationspunkte, die im nächsten Abstand in der I,Q-Ebene zu einem Konstellationspunkt der zweiten Abteilung liegen, zu der ersten Abteilung gehören, daß die erste und die zweite Abteilung voneinander durch das Phasenbit geringster Bedeutung aller n-Bit-Segmente unterscheidbar sind, die zu der ersten Abteilung gehören und einen bestimmten Binärwert haben, und alle n-Bit-Segmente, die zu der zweiten Abteilung gehören, einen Binärwert haben, der entgegengesetzt ist zu dem bestimmten Binärwert.
Die Erfindung betrifft außerdem eine Videosignal-Empfängervorrichtung zum Empfang eines übertragenen Signals, das mit Symbolen quadraturamplitudenmoduliert (QAM) ist, die mehrere Datenbits darstellen, die entsprechend einem bestimmten Kode kodiert sind und entsprechende Punkte von bestimmten Orten einer gitterähnlichen Konstellation einnehmen, die so kodiert ist, daß sie erste und zweite getrennte, derart angeordnete Bereiche bildet, daß Punkte, die im nächsten Abstand zu einem Punkt der ersten Abteilung liegen, zu der zweiten Abteilung gehören, und Punkte, die im nächsten Abstand zu der zweiten Abteilung liegen, zu der ersten Abteilung gehören, wobei die Vorrichtung Demodulatormittel zum Demodulieren des QAM-Signals enthält, um zueinander in Quadraturphase liegende Ausgangssignale zu bilden, Verarbeitungsmittel, die auf Ausgangssignale von dem Demodulator ansprechen und eine gewünschte Drehrichtung der Konstellation aufrechterhalten, und Dekodermittel, die auf Ausgangssignale von den Verarbeitungsmitteln ansprechen, um die Symbole von den Orten in der Konstellation zu einem Bitstrom von sequentiellen Symbolen zu entkartieren, worin jedes eines bestimmten Paares der ersten und zweiten bestimmten Punkte in einer bestimmten rotationssymmetrischen Konstellation von zwischen 2n-1 + 1 und 2n Punkten in einer durch die In-Phase (I) und die Quadraturphase (Q)-Achsen gebildeten Ebene, wobei n eine ganze Zahl mit einem Wert von wenigstens 4 ist, am Sender für aufeinanderfolgende erste und zweite Übertragungen zu dem Empfänger in Übereinstimmung mit dem gegebenen Kode ausgewählt werden, dadurch gekennzeichnet, daß
- die Dekodermittel digitale Mittel enthalten, um entsprechend der folgenden Verarbeitung zu entscheiden, ob ein erstes Paar eines Paares der ersten und zweiten Konstellationspunkte in der I,Q-Ebene, die nacheinander von dem Empfänger empfangen werden, ein Konstellationspunkt der ersten Abteilung oder ein Konstellationspunkt der zweiten Abteilung ist:
1. Speichern der I- und Q-Werte der den I- und Q-Werten des empfangenen Punktes in der I, Q-Ebene der ersten empfangenen Übertragung des bestimmten Paares nächstgelegenen Konstellationspunktes, Berechnen und Speichern des I- und Q-Abstandes und der Phasenwerte des Vektors, der den empfangenen Punkt mit dem nächstgelegenen Konstellationspunkt der ersten Abteilung verbindet,
2. Speichern der I- und Q-Werte des empfangenen Punktes in der I-Q-Ebene der ersten empfangenen Sendung des bestimmten Paares nächstgelegenen Konstellation der zweiten Abteilung, Berechenen und Speichern des I- und Q-Abstandes und der Phasenwerte des Vektors, der den empfangenen Punkt mit dem nächstgelegenen Konstellationspunkt der zweiten Abteilung verbindet.
3. Speichern der I- und Q-Werte der den I- und Q-Werten des empfangenen Punktes in der I, Q-Ebene der zweiten empfangenen Übertragung des bestimmten Paares nächstgelegenen Konstellationspunktes der ersten Abteilung, Berechnen und Speichern des I- und Q-Abstands und der Phasenwerte des Vektors, der den empfangenen Punkt mit dem nächstgelegenen Konstellationspunkt der ersten Abteilung verbindet.
4. Speichern der I- und Q- Werte der den I- und Q-Werten des empfangenen Punktes in der I,Q-Ebene der zweiten empfangenen Übertragung des bestimmten Paares nächsgelegenen Konstellationspunktes der zweiten Abteilung, Berechnen und Speichern des I- und Q-Abstands und der Phasenwerte des Vektors, der den empfangenen Punkt mit dem nächstgelegenen Konstellationspunkt der zweiten Abteilung verbindet.
5. Berechnen der in den Schritten 1 und 3 abgeleiteten Vektorsumme der Vektoren der ersten Abteilung.
6. Berechnung der Vektorsumme der in den Schritten 2 und 4 abgeleiteten Vektorsumme der Vektoren der zweiten Abteilung.
7. Vergleich der Vektorsumme der ersten Abteilung mit der Vektorsumme der zweiten Abteilung, um festzustellen, ob die Vektorsumme der ersten Abteilung kleiner ist als die Vektorsumme der zweiten Abteilung, wobei die Abteilung der ersten empfangenen Übertragung des bestimmten Paares die erste Abteilung ist, oder ob die Vektorsumme der ersten Abteilung größer ist als die Vektorsumme der zweiten Abteilung, wobei die Abteilung der ersten empfangenen Übertragung des bestimmten Paares die zweite Abteilung ist.
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Kodieren eines QAM-Signals derart, daß ein hohes Maß an Fehlerresistenz durch Inkaufnahme von Übertragungsfehlern erzielt wird, die am Empfänger ermittelt und, in den meisten Fällen, korrigiert werden. Diese Kodierlösung kann in vorteilhafter Weise in einem HDTV-System angewendet werden.
Das fehlerresistente Kodierschema gemäß der vorliegenden Erfindung liefert eine bestimmte rotationssymmetrische Konstellation von zwischen 2n-1 + 1 und 2n Punkten in einer durch die Quadraturachsen I, Q definierten Ebene, wobei n eine ganze Zahl mit einem Wert von wenigstens 4 ist. Die Konstellation ist aufgeteilt in erste und zweite, getrennte, unterscheidbare, derart angeordnete Abteilungen, daß die Konstellationspunkte, die im nächsten Abstand in der I,Q-Ebene zu einem Konstellationspunkt der ersten Abteilung liegen, zu der zweiten Abteilung gehören, und Konstellationspunkte, die im nächsten Abstand zu einem Konstellationspunkt der zweiten Abteilung liegen, zu der ersten Abteilung gehören.
Im einzelnen betrifft die vorliegende Erfindung ein verbessertes Kodierschema für den Koder einer Videosignal-Sendervorrichtung mit digitalen Mitteln, enthaltend einen Quadratur-Amplitudenmodulator (QAM) und den Koder dafür. Die QAM bildet einen besonderen Punkt in einer bestimmten rotationssymmetrischen Konstellation von zwischen 2n-1 + 1 und 2n Punkten in der I,Q-Ebene aufgrund des besonderen Punktes, der durch den Koder entsprechend einem n-Segment-Kode ausgewählt wird, wobei n eine ganze Zahl mit einem Wert von wenigstens 4 ist. Der Koder ordnet ein n-Bit- Segment mit einem einzigen Binärwert jedem einzelnen Punkt der Konstellation zu, worin das n-Bit-Segment folgendes enthält: (1) zwei Phasenbits zum Unterscheiden jedes von vier rotationssymmetrischen Sätzen von zwischen 2n-3 + 1 und 2n-2 Konstellationspunkten, die jeweils in einem der vier Quadratenten der I,Q-Ebene liegen, entsprechend verschiedenen der vier Binärbits, die durch die beiden Phasenbits bestimmt sind, und (2) n-2 unveränderliche Bits zum Unterscheiden jedes der Konstellationspunkte in einem rotationssymmetrischen Satz entsprechend verschiedenen der durch die n-2 unveränderlichen Bits bestimmten Binärwerte, wodurch eine Unempfindlichkeit gegenüber der Drehung der Konstellation gebildet wird.
Die durch das Kodierschema der vorliegenden Erfindung gebildete Bitzuordnung ist derart, daß die Konstellationspunkte in erste und zweite, getrennte, derart angeordnete Abteilungen aufgeteilt sind, daß Konstellationspunkte, die im nächsten Abstand in der I,Q-Ebene zu irgendeinem Konstellationspunkt der ersten Abteilung liegen, zu der zweiten Abteilung gehören und Konstellationspunkte, die im nächsten Abstand in der I,Q-Ebene zu einem Konstellationspunkt der zweiten Abteilung liegen, zu der ersten Abteilung gehören. Die erste und die zweite Abteilung sind voneinan der unterscheidbar durch das Phasenbit geringster Bedeutung aller n-Bit-Segmente, die zu der ersten Abteilung gehören und einen bestimmten Binärwert haben, und allen n-Bit-Segmenten, die zu der zweiten Abteilung gehören, die einen Binärwert entgegengesetzt zu dem bestimmten Binärwert aufweisen.
Ein Dekoder in einem QAM-Empfänger enthält digitale Mittel, um entsprechen einem gegebenen Programm zu entscheiden, ob ein erstes Paar eines Paares von ersten und zweiten Konstellationspunkten in der I,Q-Ebene, die durch den Empfänger nacheinander empfangen werden, ein Konstellationspunkt der ersten Abteilung oder alternativ ein Konstellationspunkt der zweiten Abteilung ist.

Kurzbeschreibung der Zeichnung

Fig. 1 zeigt das Spektrum eines Kanals mit einer Bandbreite von 6 MHz eines HDTV- Systems.
Fig. 2 ist ein Blockschaltbild des bei einem HDTV-System angewendeten QAM-Senders.
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild des bei dem HDTV-System angewendeten QAM-Empfängers.
Fig. 4a zeigt die Bit-Zuordnung einer bei dem Koder des in Fig. 2 angewendeten QAM- Senders angewendeten 16-Punkt-Konstellation.
Fig. 4b zeigt die Art, in der ein laufender Strom von Informations-Datenbits, der als Eingangssignal dem Koder des in Fig. 2 dargestellten QAM-Senders zugeführt wird, in aufeinanderfolgende 4-Bit-Pakete aufgeteilt wird, um die besonderen Punkte der 16-Punkt-Konstellation von Fig. 4a, die nacheinander übertragen werden sollen, auszuwählen.
Fig. 5a und 5b zeigen die Art, in der die Bit-Zuordnung einer 32-Punkt-QAM-Konstellation, die in einem modifizierten Koder des in Fig. 2 dargestellten QAM-Senders angewendet wird, in getrennten ersten und zweiten Abteilungen von 16 Konstellationspunkten je Punkt entsprechend den Kodier-Prinzipien der vorliegenden Erfindung an geordnet werden.
Fig. 5c zeigt die Art, in der der Strom von Informations-Datenbits, die als ein Eingangssignal dem modifizierten Koder des in Fig. 2 dargestellten QAM-Senders zugeführt werden, in aufeinanderfolgende 9-Bit-Pakete aufgeteilt werden, um ein Paar von aufeinanderfolgen Punkten der 32-Punkt-Konstellation der Fig. 5a und 5b auszuwählen, die nacheinander entsprechend den Kodiergrundsätzen der vorliegenden Erfindung übertragen werden sollen.
Fig. 1 zeigt das Spektrum eines Fernsehkanals mit einer Bandbreite von 6 MHz, bezogen auf eine Referenzfrequenz außerhalb des Bandes, wie es bei dem vorgeschlagenen, in der vorgenannten US-Patentanmeldung Serial-Nr. 07/650 329 gezeigten HDTV-System angewendet wird. Wie dargestellt, enthält die 6 MHz-Bandbreite eine abgesenkte schmalbandige QAM-Komponente relativ großer Amplitude bei 0,96 MHz oberhalb der Referenzfrequenz, die dazu dient, die niederfrequente Video-, Audio- und Synchroninformation (d. h. eine Information hoher Priorität) zu übertragen. Eine abgesenkte Breitband-QAM-Komponente mit relativ geringer Amplitude bei 3,84 MHz oberhalb der Referenzfrequenz dient dazu, ein hochfrequentes Videosignal (d. h. eine Information mit niedriger Priorität) zu übertragen. Wie im folgenden noch detaillierter erläutert wird, wird jedes von aufeinanderfolgenden 4-Bit-Paketen eines laufenden Datenstroms mit 3,84 MBit je Sekunde (Mbps) dazu benutzt, eines aus einer Konstellation von 16 vorbestimmten Punkten in einer ersten In-Phase (I), Quadratur (Q)-Ebene zur Anwendung bei der Schmalband-QAM-Komponente auszuwählen. Auf ähnliche Weise wird jedes von aufeinanderfolgenden 4-Bit-Paketen eines laufenden Datenstroms mit 15,36 MBit je Sekunde (Mbps) dazu benutzt, einen aus einer Konstellation von 16 vorbestimmten Punkten in einer zweiten In-Phase (I), Quadratur (Q)-Ebene für die Anwendung bei der Breitband-QAM-Komponente auszuwählen.
Fig. 2 ist ein Blockschaltbild des Senders, der bei dem vorgeschlagenen, in der vorgenannten Patentanmeldung 07/650329 beschriebenen HDTV-System angewendet wird. Fig. 2 zeigt eine Fernsehsender-Vorrichtung zur Bildung eines Doppel-QAM- Singals mit dem in Fig. 1 dargestellten Amplituden/Frequenz-Spektrum. HDTV-Daten mit hoher Prioriät und niedriger Priorität werden von Quellen 10 und 30 in zeitkomprimierter digitaler Form geliefert, um kompatibel zu sein mit der Bandbreite von 6 MHz eines genormten NTSC-Kanals. Zu diesem Zweck enthalten die Quellen 10 und 30 eine Vorrichtung zum Komprimieren und Kodieren digitaler Daten, z. B. mit Huffman-Kodierung, Lauflängen (run-length)-Kodierung, Netzwerken für Quantisierung und eine diskrete Cosinustransformation.
Das Ausgangssignal von der Quelle 10 wird einem Koder 12 zugeführt, der als Bit- Kartierer für das von der Quelle 10 empfangene kontinuierliche Bitstrom-Signal wirkt. Der Koder 12 spaltet das Signal von der Quelle 10 in sequentielle 4-Bit-(Symbol)-Pakete auf. Ein 4-Bit-Paket mit 16 Werten wird in eine Signalkonstellation mit vier Quadranten unter Verwendung einer Tabelle kartiert, wobei vier 4-Bit-Werte zugeordnete Bereiche in jedem Quadranten einnehmen. Fig. 4a zeigt eine Bit-Zuordnung für eine 16-Bit-QAM-Signalkonstellation bezüglich eines Gitters mit vier Quadranten mit einer realen Achse (I) und einer imaginären (Q)-Quadraturachse. Das kartierte Bitsegment erscheint an den Ausgängen I und Q des Koders 12 (z. B. erscheinen die ersten zwei Bits an dem Ausgang I und die beiden nächsten Bits an dem Ausgang Q). Der nächste Wert des 4-Bit-Pakets wird ähnlich kartiert. Damit ein Empfänger unanfällig sein kann gegenüber einer Phasendrehung der Konstellation des empfangenen Signals, wird beim Sender eine Form einer Differentialkodierung benutzt, wobei die ersten zwei Bits jedes vier-Bit-Segments Phasenbits sind, die den Konstellations-Quadranten auswählen, in dem ein bestimmtes 4-Bit-Segment liegt, und die letzten zwei Bits unveränderliche Bits sind, die dieselben sind für jeden der vier Quadranten und dazu benutzt werden, den besonderen Punkt in dem durch die Phasenbits ausgewählten Quadranten auszuwählen. Der Koder 32 arbeitet in derselben Weise für die von der Datenquelle 30 niedriger Priorität empfangenen Signale.
Die Ausgangssignale von den Kadern 12 und 32 werden jeweils QAM-Modulatoren 14 und 34 mit bekanntem Aufbau zugeführt. Ein schmalbandiges QAM-Ausgangssignal von dem Modulator 14 wird durch einen Digital/Analog-Wandler in analoge Form umgesetzt, bevor es über ein horizontales Tiefpaßfilter 16 mit 1,5 MHz einem Eingang einer additiven Kombinierstufe 18 zugeführt wird. Das Filter 16 enfernt unerwünschte hochfrequenzte Kompontenten einschließlich Harmonische, die durch die vorangehende digitale Verarbeitung und die Digital/Analog-Umsetzschaltungen in dem schmalbandigen Weg erzeugt werden. Ein breitbandiges QAM-Ausgangssignal von dem Modulator 34 wird durch einen Digital/Analog-Wandler 35 in analoge Form umgesetzt, bevor es über ein horizontales Tiefpaßfilter 36 mit 6,0 MHz und ein Dämpfungglied 38 einem anderen Eingang der Kombiniertstufe 18 zugeführt wird. Ein Filter 36 erfüllt etwa denselben Zweck wie das Filter 16. Die Dämpfungsstufe 38 skaliert die Amplitude der Breitband-QAM-Komponente so, daß sie um -6 db geinger ist als die Amplitude der schmalbandigen QAM-Komponente hoher Priorität, wie in Fig. 1 dargestellt ist. Ein kombiniertes Zwillings-QAM-Signal wird am Ausgang der Kombinierstufe 18 erzeugt. Das Zwillings-QAM-Signal wird in einem Modulator (Mischer) 20 mit einem Referenzsignal REF multipliziert, um am Ausgang des Modulators 20 ein Zweiseitenband-moduliertes Signal REF mit einem oberen und einem unteren Zwillings-QAM-Seitenband zu erzeugen. Ein 6 MHz-Fernsehkanal-Bandpaßfilter 22 unterdrückt das untere Seitenband, läßt jedoch das obere Seitenband (Fig. 1) für eine Übertragung über eine eine Antenne enthaltende Vorrichtung 25 durch.
Der QAM-Modulator 14 enthält identische Quadratwurzel-Cosinus-digitale Filter 41 und 42 mit begrenztem Ansprechen auf einen Impuls, die das I- bzw. das Q-Ausgangssignal von dem Koder 12 empfangen. Das Filter 41 liegt in einem nominellen In-Phase-Weg und ist als "I"-Phasenfilter bezeichnet, während das Filter 42 in einem nominellen Quadraturphasen-Weg liegt und als "Q"-Phasenfilter bezeichnet wird. Die Filter 41 und 42 formen die nichtlinearen Übergangsbereiche an der Bandkante der in Fig. 1 dargestellten Schmalband- und Breitband-QAM-Komponenten. Die Ausgangssignale der Filter 41 und 42 werden jeweils in Multiplikatoren 44 und 45 mit COSINUS- und SINUS-Referenzsignalen moduliert. Diese Signalse kommen von einer Quelle 46, die z. B. eine Tabelle enthält, die Sinuswerte und Cosinuswerte bei vier 90º-Zeitpunkten je Periode, nämlich 90º, 180º, 270º und 360º, erzeugt. Das SINUS- und das COSINUS-Referenzsignal entsprechen dem schmalbandigen unterdrücktem Träger QAM-Quadraturträger bei einer Frequenz von 0,96 MHz, das sind 3,84 Mbps/4. Die quadraturphasenmodulierten Ausgangssignale von den Multiplikatoren 44 und 45 werden in einer Addierstufe 48 kombiniert, um das schmalbandige QAM- Signal mit hoher Priorität zu erzeugen. Der breitbandige QAM-Modulator 34 ist in Aufbau und Wirkungsweise ähnlich dem Modulator 14, ausgenommen, daß die Frequenz der zugehörigen SINUS- und COSINUS-Quadraturträgersignale 3,84 MHz beträgt.
Der zeitliche Ablauf des in Fig. 2 dargestellten Systems, das eine zweifache komplementäre 8-Bit-Digitalsignal-Verarbeitung enthält, wird durch digitale Datentaktsignale gesteuert, die in Abhängigkeit von einem durch einen Systemtaktgenerator 55 gebildeten Mutter-Taktsignal von Synthesizern 52 und 54 geliefert werden. Ein Taktsignal CLK mit 15,36 MHz von dem Synthesizer 52 wirkt als Datentakt für die Datenquelle 30, den Koder 32 und den Breitband-QAM-Modulator 34. Der Takt CLK dient auch als Datentakt für die Datenquelle 10, den Koder 12 und den Schmalband-QAM-Modulator 14, nachdem er durch einen Frequenzteiler 58 mit dem Teilerfaktor 4 auf 3,84 MHz geteilt wurde, da die Datenrate der schmalbandigen Daten (3,84 Mbps) ein Viertel derjenigen der Breitbanddaten (15,36 Mbps) beträgt. Der Synthesizer 54 liefert ein Referenzsingal REF zur Umsetzung des zusammengesetzten Zwillings-QAM-Signals zu dem Fernsehfrequenzband über den Mischer 20.
Der schmalbandige und der breitbandige QAM-Träger müssen nicht unterdrückt werden, wenngleich die Anwendung von unterdrückten Trägern eine Leistungseinsparung bewirkt und bestimmte Arten von Störungen in einem wiedergegebenen Bild vermeidet. Nicht-unterdrückte Träger mit geringer Amplitude können benutzt werden, um eine verbesserte Wiedergewinnung des Symbolratentaktes zu erzielen. Modulierte QAM-Träger mit unsymmetrischen Seitenbändern sind ebenfalls möglich.
Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild des Empfängers, der bei dem vorgeschlagenen, in der vorgenannten US-Patentanmeldung 07/650.329 beschriebenen HDTV-System angewendet wird. Wie dargestellt, zeigt Fig. 3 eine Vorrichtung für einen Fernsehempfänger, in der ein durch eine Antenne 110 empfangenes Rundfunk-Zwillings-QAM-Signal zusammen mit einem Referenzsignal REF nominell mit der Frequenz des beim Sender benutzten Signals REF einer Mischstufe 112 zugeführt wird. Ein Ausgangssignal von der Mischstufe 112 enthält Summen- und Differenz-Komponenten. Die höherfrequente Summen-Komponente wird durch ein Tiefpaßfilter 114 unterdrückt, das die Differenz-Komponente einem Analog/Digital-Wandler 116 zuführt. Die durchgelassene Differenz-Komponente weist das in Fig. 1 dargestellte Frequenzspektrum der kombinierten Modulation auf, wobei das Spektrum der schmalbandigen QAM-Modulation um 0,96 MHz zentriert ist und das Spektrum der breitbandigen QAM-Modulation um 3,84 MHz zentriert ist. Das digitale, getastete Ausgangssignal von der Einheit 116 wird einem Demodulator 118 zugeführt, der zusammen mit den darauffolgenden Bauteilen 120, 122, 124, 126 und 128 einen schmalbandigen QAM-Signalprozessor bildet.
Der Demodulator 118 enthält eine Vielzahl von Eingangs-FIR-Filtern zum selektiven Durchlassen der schmalbandigen QAM-Komponente, während die breitbandige QAM- Komponente unterdrückt wird. Im einzelnen enthält der schmalbandige QAM-Demodulator 118 ein Filter mit einer Durchlaßkennlinie, Amplitude über der Frequenz, die im wesentlichen übereinstimmt mit der Form der Durchlaßkennlinie, Amplitude über der Frequenz, der modulierten schmalbandigen QAM-Komponente, wie in Fig. 2 dargestellt ist. Ein Demodulator 119 in einem breitbandigen QAM-Signal-Verarbeitungsnetzwerk mit den Bauteilen 119, 121, 123, 125, 127 und 129 läßt die breitbandige QAM-Komponente selektiv durch, während die schmalbandige QAM-Komponente unterdrückt wird. Der breitbandige QAM-Demodulator 119 enthält ein Filter mit einer Kennlinie, die im wesentlichen übereinstimmt mit der Form der Kennlinie, Amplitude über der Frequenz, der modulierten breitbandigen QAM-Komponente, wie in Fig. 1 dargestellt ist. Auf diese Weise bildet das Empfängersystem das Signal dämpfende Fallen bei Frequenzen, die zu Informationen hoher Energie in einem Fernsehsignal mit Standardauflösung gehören. Die Bauteile des breitbandigen QAM-Prozessors sind ähnlich zu den entsprechend bezeichneten Bauteilen des schmalbandigen Prozessors, der im folgenden beschrieben wird, ausgenommen, daß die Kennlinien der Demodulatoren 118 und 119 in der oben beschriebenen Weise abweichen. Die Demodulatoren 118 und 119 führen eine Funktion aus, die invers ist zu der Funktion der Modulatoren 14 und 34 am Sender (Fig. 2).
Ein adaptiver Entzerrer 120 mit bekanntem Aufbau empfängt die demodulierte n, quadraturphasigen Komponenten I und Q von dem Demodulator 18.
Ein Entzerrer 120 verwendet ein adaptives digitales FIR-Filter, um Amplituden- und Phasen-Unregelmäßigkeiten, z. B. enthaltend durch den Übertragungskanal hervorgerufene Geisterbilder, zu kompensieren. Die Entzerrer I- und Q- Ausgangssignale von der Einheit 120 werden einem Schätznetzwerk 126 zugeführt, das Ausgangskomponenten I, Q erzeugt, die eine sehr wahrscheinliche Schätzung der Werte der I- und Q-Komponenten, so wie sie übertragen werden, darstellen. Zum Beispiel wurden die Werte der I- und Q-Komponente am Ausgang des Schätznetzwerks 126 so eingestellt, wie es notwendig ist, um einen Störeffekt durch im Laufe der Übertragung auftretendes Rauschen zu kompensieren. Das Schätznetzwerk 126 bewirkt im wesentlichen eine interpretierende Funktion von Zuordnungswerten zu Abtastwerten, die aufgrund von Effekten wie Rauschen nicht genau in die zugeordneten Lagen in der 16-Punkt-Vier-Quadranten-Signalkonstellation passen. Die Ausgangssignale von dem Schätznetzwerk 126 werden einem Dekoder 122 zugeführt, der im wesentlichen die inverse Wirkung der durch den Koder am Sender durchgeführten Kartierungswirkung ausführt. Tabellen werden verwendet, um die Vier-Quadranten-Signalkonstellation in binärer Digitalform in die sequentiellen Vier-Bit(Symbol)-Abteilungen zu "entkartieren" (unmap), die am Sender existierten, bevor sie am Sender durch die Einheit 12 (Fig. 2) kodiert wurden.
Ein Fehlerdetektor 124 verwertet die Eingangs- und Ausgangssignale I, Q des Schätznetzwerks 126 zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit einer Größe, die proportional ist zu dem Phasenfehler zwischen dem Eingangssignal I, Q und den Ausgangssignalen des Schätznetzwerks 126. Der Phasenfehler kann auf Rauscheffekten beruhen. In diesem Falle wäre der Phasenfehler zufallsbedingt. Der Phasenfehler kann auch auf der Frequenz des Signals REF beruhen, die im wesentlichen nicht gleich ist der Frequenz des entsprechenden, am Sender verwendeten Signals REF. In diesem Falle wäre der Phasenfehler nicht zufallsbedingt. Ein Ausgangssignal FEHLER von dem Fehlerdetektor 124 wird schließlich dazu benutzt, eine Abweichung der Frequenz des Signals REF von einem gewünschten Wert, d. h. dem Wert der Frequenz des entsprechenden Signals REF am Sender, zu kompensieren. Im einzelnen wird das Signal FEHLER einem Netzwerk mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zugeführt, das auch ein Tiefpaßfilter enthält, um die Werte der dem Quadraturdemodulator zugeführten quadraturphasigen Sinus- und Cosinus-Referenzsignale zu ändern. Die geänderten Sinus- und Cosinus-Referenzsignale ändern den Demodulationsvorgang, bis die Größe des den Fehler darstellenden Ausgangssignals von dem Detektor 124 anzeigt, daß jede Abweichung der Frequenz des Signals REF von einem gewünschten Wert kompensiert worden ist. Das der Einheit 128 zugeordnete Tiefpaßfilter filtert das Signal FEHLER derart, daß die Werte der Referenzsingale von dem VCO 128 und dadurch die Wirkung des Demodulators 118 entsprechend nichtzufallsbedingten Fehlern geändert werden, so wie die beschriebene Frequenzabweichung, und von Zufallseffekten wie Rauschen unbeeinflußt bleiben. Die Steuerschleife mit den Einheiten 119, 121, 127, 123, und 129 des breitbandigen QAM-Prozessors arbeiten in derselben Weise wie die Einheiten 118, 120, 126, 124 und 128 des oben beschriebenen schmalbandigen QAM-Prozessors. Zusätzliche Informationen betreffend die Arbeitsweise einer Regelschleife mit dem Schätznetzwerk 126, dem Detektor 124, dem VCO 128 und dem Demodulator 118 sind zu entnehmen dem Text "Digital Communication", Lee und Messerschmitt, (Kluwer Academic Publishers, Boston, MA, USA, 1988).
Ein direkter digitaler Frequenzsynthesizer 126 erzeugt ein Taktsignal CLK aufgrund eines Mutter-Taktsignals von einem Systemtaktgenerator 130, der ebenfalls ein Taktsignal zu einem Frequenzsynthesizer 135 liefert, um das Referenzsingal REF für die Mischstufe zu bilden. Die Frequenz des Signals REF entspricht nominell der des am Sender verwendeten Signals REF. Jede Abweichung der Frequenz des Signals REF von einer gewünschten Frequenz wird, wie oben beschrieben, kompensiert. Das Signal CLK von der Quelle 126 ist das Taktsignal für die Bauteile 119, 121, 125 und 127 des Breitband-Prozessors. Der Schmalband-Prozessor verarbeitet ein Signal mit einer Bandbreite, die ein Viertel derjenigen des breitbandigen Signals beträgt. Die Bauteile des Schmalband-Prozessors sprechen somit auf ein Taktsignal CLK/4 mit einer Frequenz von einem Viertel der des Signals CLK an, wie es durch einen Frequenzteiler 136 geliefert wird. Die Frequenz des Taktsignals CLK am Empfänger entspricht der Frequenz des am Sender (Fig. 2) verwendeten Taktsignals CLK. Die Bildung der richtigen Taktfrequenz beim Empfänger wird dadurch vereinfacht, daß das Tatksignal am Empfänger aus Informationen abgeleitet wird, die in der mit größerer Zuverlässigkeit empfangenen leistungsstarken schmalbandigen QAM-Komponente enthalten sind. Im einzelnen wird das zusammengesetzte QAM-Signal vom Ausgang des Tiefpaßfilters 114 einem nichtlinearen Signalgenerator 133 zugeführt, z. B. einem Leistungs-N-Generator, wobei N 2 oder 4 betragen kann. Die Einheit 133 erzeugt eine singuläre Frequenzkomponente mit der Symbolrate der schmalbandigen QAM-Komponente. In diesem Fall beträgt die Symbolrate 0,96 MHz, ein Viertel der Bitrate. Die Einheit 133 erzeugt außerdem ein stark gedämpftes Ausgangssignal mit der Symbolrate der leistungsarmen breitbandigen QAM-Komponente. Diese Ausgangsspannung wird durch die darauffolgenden Signalverarbeitungseinheiten ignoriert. Ein Phasendetektor 137 spricht auf die Ausgangskomponente mit 0,96 MHz von der Einheit 133 an und bildet zusammen mit einem Tiefpaßfilter 138, dem Synthesizer 126 und einem Frequenzteiler 139 mit dem Teilerfaktor 16 eine phasenverkoppelte Schleife. Das Filter 138 beseitigt Rauschen enthaltende Störfrequenzen, die durch die Wirkung des nichtlinearen Signalgenerators 133 erzeugt werden. Der Frequenzteiler 139 empfängt ein Singal mit 15,36 MHz von dem Synthesizer 126 und liefert ein Ausgangssignal mit 0,96 MHz an einen Steuereingang des Phasendetektors 137. Der Synthesizer 126 enthält ein Register, das Phasenerhöhungen akkumuliert, die durch das Signal bestimmt sind, das bei einer durch die Frequenz des Signals vom Taktgenerator 130 einem Steuereingang der Einheit 126 von dem Filter 138 zugeführt wird. Die akkumulierten Phasenwerte adressieren ein ROM, das sinusförmige Werte enthält, die das Ausgangssignal von der Einheit 126 synthetisieren. Die Funktion der Einheit 126 kann durch eine integrierte Schaltung vom Typ Q2334 bewerkstelligt weiden, die handelsüblich von Qualcom Corporation of San Diego, California verfügbar ist.
Ein Signalprozessor 140 kombiniert das Datensignal hoher Priorität von dem Dekoder 122 und das demodulierte Datensignal niedriger Priorität von dem Dekoder 125. Der Prozessor 140 kann Netzwerke zur Datendekomprimierung enthalten, wie z. B. Huffman-Dekoder und inverse Quantisierer, Netzwerke zur Fehlerkorrektur und Netzwerke für ein Demultiplexing und eine Signalkombination, um dadurch getrennte Audio- und Video-Fernsehsignal-Komponenten zu liefern. Die Audiokomponente wird durch einen Audiosignalprozessor 142 verarbeitet, bevor sie einem Tonwiedergabegerät 146 zugeführt wird. Die Videokomponente wird von einer Einheit 144 verarbeitet, um ein ein Bild darstellendes Signal zu erzeugen, das einer Bildwiedergabeeinheit 148 zugeführt wird.
Der QAM-Koder des mit der vorliegenden Erfindung versehenen HDTV-Senders verwendet eine 32-Punkte-Konstellation (dargestellt in Fig. 5a) und nicht die 16-Punkte- Konstellation (dargestellt in Fig. 4a), die von dem QAM-Koder 12 des in Fig. 2 dargestellten HDTV-Senders verwendet wird, um die Fähigkeit des Empfängers, Übertragungsfehler zu ermitteln und zu korrigieren, nennenswert zu erhöhen. In anderer Hinsicht ist der die vorliegende Erfindung enthaltende Sender im wesentlichen ähnlich zu dem oben beschriebenen, in Fig. 2 dargestellten Sender. Jedoch sind die Grundsätze in der Herstellung der Bit-Zuordnungen für die 32-Punkte-Konstellation (dargestellt in Fig. 5a) gänzlich unterschiedlich von den Grundsätzen in der Herstellung der Bit-Zuordnungen für die 16-Punkte-Konstellation (dargestellt in Fig. 4a).
Wie oben beschrieben, ermöglichen es die bei der 16-Punkte-Konstellation der Fig. 4a angewendeten Grundsätze einem Empfänger, gegenüber einer Phasendrehung der empfangenen Signalkonstellation unempfindlich zu sein. Im einzelnen bestimmt jeder der vier Binärwerte, die durch die zwei Bits höchster Bedeutung (Phasenbits) jedes der 16-Punkt-bestimmenden vier-Bit-Segmente, dargestellt in Fig. 4a, einen anderen der vier Quadratenten der I,Q-Ebene. Daher wird eine Drehung der I,Q-Ebene um 90º, 180º oder 270º die Lage der vier Quadranten entsprechend ändern. Jedoch bestimmt jeder der vier Binärwerte, die durch die zwei Bits geringster Bedeutung (unveränderliche Bits) jeder der 16 Punkte-bestimmenden 4-Bit-Segmente, dargestellt in Fig. 4a, einen anderen eines Satzes von vier Konstellationspunkten, die dieselben sind für jeden der vier Quadranten. Weiterhin sind die Binärwerte der unveränderlichen Bits jedes der vier Sätze symmetrisch angeordnet, so daß sie sich in ihrer relativen Lage innerhalb eines Quadranten aufgrund einer Drehung der I,Q-Ebene um 90º, 180º oder 270º nicht ändern. Daher ist es die Bit-Zuordnung der Phasenbits, die für die Unterscheidung der vier Quadranten dienen, das dazu verwendet wird, die Konstellation des empfangenen Signals gegenüber einer Phasendrehung um 90º, 180º oder 270º unempfindlich zu machen.
Es ist offensichtlich, daß die angewendeten Bit-Zuordnungs-Grundsätze auf eine 32- Punkte-Konstellation ausgedehnt werden können, indem 5-Bit-Segmente mit zwei Phasenbits und drei unveränderlichen Bits verwendet werden. In diesem Fall würden die zwei Phasenbits ebenso benutzt, um jeden der vier Quadranten zu unterscheiden, und jeder der acht Binärwerte der drei unveränderlichen Bits würde einen anderen eines Satzes von acht Konstellationspunkten bestimmen, die dieselben sind für jeden der vier Quadranten.
Übertragungsrauschen und andere Erscheinungen können verursachen, daß die I- und Q-Werte eines empfangenen Konstellationspunktes in der I,Q-Ebene etwas von den I- und Q-Werten des entsprechenden übertragenen Konstellationspunktes in der I,Q-Ebene abweichen und dadurch Fehler einführen. Dies ist der Grund, daß der oben beschriebene, in Fig. 3 dargestellte HDTV-Empfänger Fehlerkorrekturbauteile 120, 124, 126 und 128 für den Demodulator 118 enthält. Derartige Fehlerkorrekturbauteile in dem Empfänger arbeiten auf der Annahme, daß der besondere Punkt der 16 Konstellationspunkte, der I- und Q-Werte in der I,Q-Ebene im nächsten Abstand zu dem empfangenen Konstellationspunkt derjenige ist, der dem übertragenen Konstellationspunkt entspricht. Wenn jedoch das Übertragungsrauschen ausreicht, die I- und Q-Werte eines empfangenen Konstellationspunktes der 16 Konstellationspunkte von Fig. 4a zu veranlassen, in nächster Nähe zu denen eines neben dem richtigen ensprechenden übertragenen Konstellationspunktes zu liegen, und nicht zu dem richtigen entsprechenden übertragenen Konstellationspunkt selbst, sind die Fehlerkorrekturmittel wie die Bauteile 120, 124, 126 und 128 für den Demodulator 118 nicht in der Lage, diesen Fehlertyp zu korrigieren.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht durch Anwendung der neuen Bit-Zuordnung für eine in den Fig. 5a und 5b dargestellte 32-Punkte-Konstellation eine Korrektur von Fehlern durch Übertragungsrauschen, die ausreichend ist, zu bewirken, daß die I- und Q-Werte eines empfangenen Konstellationspunktes in der I,Q-Ebene in nächster Nähe zu denen eines Konstellationspunktes liegen, der neben dem entsprechenden übertragenen Konstellationspunkt liegt.
Fig. 5a und 5b zeigen eine Konstellation mit 32 Punkten in der I,Q-Ebene, angeordnet in einem 6 · 6 quadratischen Gitter, das durch eine Reihe von I- Werten zwischen -3 und +3 und Q-Werten zwischen -3 und +3 gebildet ist. Keine Konstellationspunkte nehmen die vier Eckpunkte I, Q +3, +3; +3, -3; -3, -3; und -3, +3 des Quadratgitters ein. Die 32-Punkte-Konstellation der Fig. 5a und 5b ist aufgeteilt in 16 Konstellationspunkte der Abteilung A (angedeutet durch die weiß-gefüllten "offenen" Kreise in Fig. 5a) und 16 Konstellationspunkte der Abteilung B (angedeutet durch die schwarz ausgefüllten Kreise in Fig. 5a). Jeder der getrennten Punkte der 32-Punkte-Konstella tion wird bestimmt durch ein einziges 5-Bit-Segment mit zwei Phasenbits und drei unveränderlichen Bits, in dem das Phasenbit mit der geringeren Bedeutung (das zweite Bit von links jedes 5-Bit-Segmentes) aller 16 Konstellationspunkte, das zu der Abteilung A gehört, einen Binärwert NULL hat und das Phasenbit geringerer Bedeutung aller zu der Abteilung B gehörenden 16 Konstellationspunkte einen Binärwert EINS hat. Wie in Fig. 5b gezeigt, liegen die jeweiligen Konstellationspunkte der Abteilungen A und B auf ineinandergeschachtelten diagonalen Linien, so daß Konstellationspunkte, die im nächsten Abstand in der I,Q-Ebene zu einem Konstellationspunkt der Abteilung A liegen, zu der Abteilung B gehören und Konstellationspunkte, die im nächsten Abstand in der I,Q-Ebene zu einem Konstellationspunkt der Abteilung B liegen, zu der Abteilung A gehören. Auf diese Weise werden sowohl der Abstand in der I,Q-Ebene zwischen zwei nebeneinanderliegenden Kostellationspunkten der Abteilung A und der Abstand in der I,Q-Ebene zwischen zwei nebeneinanderliegenden Konstellationspunkten der Abteilung B maximiert.
Nunmehr wird Bezug genommen auf die Fig. 4b. Diese zeigt die Art, in der jedes der aufeinanderfolgenden 4-Bit-Pakete eines laufenden Datenstroms an Informationsbits nacheinander einem Eingang zu dem Senderkoder 12 von Fig. 2 zugeführt wird. Fig. 5c zeigt die Art, in der jedes der aufeinanderfolgenden 9-Bit-Pakete eines laufenden Datenstroms an Informationsbits nacheinander einem Eingang zu einem Senderkoder zugeführt wird, der das Kodierschema der vorliegenden Erfindung anwendet.
In Fig. 4b ist ein Paar von aufeinanderfolgenden Paketen eines laufenden Datenbitstroms gezeigt, jeweils bezeichnet mit 4-Bit-Paket 1 und 4-Bit-Paket 2. Der Koder 12 von Fig. 2, der eine differentielle Kodierung anwendet, spricht an auf die zwei Δ- Phasenbits und die zwei unveränderlichen Bits, enthaltend jedes der Pakete 1 und 2 zur Auswahl desjenigen der 4-Bit-Segemente der 16-Punkte-Konstellation von Fig. 4a, das zu dem durch die QAM zu übertragenden Konstellationpunkt gehört. Im einzelnen bestimmt die zu jedem 4-Bit-Paket gehörende Information den Abstand des I,Q-Vektors in der I,Q-Ebene zwischen den 4-Bit-Segmenten, die zu dem voran gehenden übertragenen Konstellationspunkt gehören, und dem durch die QAM zu übertragenden laufenden Konstellationspunkt. Der Koder 12 enthält geeignete Speichermittel, Tabellen und Modulo-4-Addiermittel, um in der Lage zu sein, die 2 Δ- Phasenbits und die zwei unveränderlichen Bits des Pakets, das zu dem laufenden, zu übertragenden Konstellationspunkt gehört, zu dem gespeicherten 4-Bit-Segment, das dem vorangehenden übertragenen Konstellationspunkt zugeordnet ist, zu addieren und dadurch das 4-Bit-Segment auszuwählen, das dem zu übertragenden Konstellationspunkt zugeordnet ist. Der Dekoder 122 am Empfänger von Fig. 3 verwendet Modulo-4-Subtrahiermittel zum Subtrahieren des gespeicherten 4-Bit-Segments, das zu dem vorangehenden empfangenen Konstellationspunkt gehört, von dem 4-Bit-Segment, das zu dem laufenden empfangenen Konstellationspunkt gehört, um die zwei Δ-Phasenbits und die zwei unveränderlichen Bits des laufenden Datenbitstroms im Empfänger wiederherzustellen.
Es ist aus der obigen Beschreibung des differentiellen Kodierschemas von Fig. 4b offensichtlich, daß die Informationen, die jedem sequentiellen Paket in dem Datenbitstrom zugeordnet sind, völlig voneinander unabhängig sind. Daher bildet dieses Kodierschema im Empfänger keinen Weg, einen Übertragungsfehler zu ermitteln und zu korrigieren, bei dem das Rauschen bewirkt, daß ein empfangener I,Q-Punkt in der I,Q-Ebene näher zu einem Punkt in der 16-Punkte-Konstellation anliegend an den übertragenen Konstellationspunkt liegt, als es zu dem übertragenen Konstellationspunkt selbst der Fall ist.
Ein Sender-Koder der vorliegenden Erfindung spricht auf jedes aufeinanderfolgende Paar von 9-Bit-Paketen an, jeweils bezeichnet mit 9-Bit A1 & A2 Paket und 9-Bit B1 & B2 Paket eines laufenden Datenbitstroms. Dieser Koder, der auch mit einer differentiellen Kodierung arbeitet, ist im allgemeinen ähnlich zu den Kodern 12 und 32 von Fig. 2, unterscheidet sich jedoch davon in bestimmten Einzelheiten. Im einzelnen verwendet der Koder der vorliegenden Erfindung die drei unveränderlichen Bits A1, zusammen mit dem ersten und dritten der drei Δ-Phasenbits, um das 5-Bit-Seg ment auszuwählen, das zu dem besonderen Konstellationspunkt der Abteilung A gehört, der als erster zu übertragen ist, wie in Fig. 5a dargestellt ist. Der Koder verwendet dann die drei unveränderlichen Bits A2 zusammen mit dem zweiten und dritten der drei Δ-Phasenbits, um das besondere 5-Bit-Segment auszuwählen, das zu dem besonderen Konstellationspunkt der Abteilung A gehört, der als zweiter zu übertragen ist. Das erste und das zweite der drei Δ-Phasenbits entsprechen jeweils dem Phasenbit höherer Bedeutung der 5-Bit-Segmente, die zu den ersten und zweiten übertragenen Konstellationspunkten der Abteilung A gehören, während der dritte der drei Δ-Phasenbits dem Phasenbit der 5-Bit-Segmente geringerer Bedeutung entspricht, die sowohl zu den ersten als auch zu den zweiten übertragenen Konstellationspunkten der Abteilung A gehören. Somit hat der dritte der drei Δ- Phasenbits, die zu den ersten und den zweiten übertragenen Konstellationspunkten der Abteilung A gehören, einen Binärwert NULL.
Auf ähnliche Weise verwendet der Koder gemäß der vorliegenden Erfindung die drei unveränderlichen Bits B1 zusammen mit dem ersten und dritten der drei Δ- Phasenbits, um dasjenige 5-Bit-Segment auszuwählen, das dem besonderen Konstellationspunkt der Abteilung B zugeordnet ist, der als dritter übertragen werden soll. Der Koder verwendet dann die drei unveränderlichen Bits B2 zusammen mit den zweiten und dritten der drei Δ-Phasenbits, um das besondere, zu dem Konstellationspunkt der Abteilung B gehörende 5-Bit-Segment auszuwählen, das als viertes übertragen werden soll. Das erste und zweite der drei Δ-Phasenbits entsprechen jeweils dem Phasenbit höherer Bedeutung der 5-Bit-Segmente, die zu den dritten und vierten übertragenen Konstellationspunkten der Abteilung B gehören, während das dritte der drei 4-Phasenbits dem Phasenbit geringerer Bedeutung der 5-Bit- Segmente entspricht, die den dritten und vierten Konstellationspunkten der Abteilung B zugeordnet sind. Auf diese Weise hat der dritte der drei Δ-Phasenbits, die den dritten und vierten Konstellationspunkten der Abteilung B zugeordnet sind, einen Binärwert EINS.
Es ist aus der vorangehenden Beschreibung der Fig. 5c offensichtlich, daß die redundante Reihenfolge der laufenden Übertragung von ausgewählten Konstellationspunkten der Abteilung A und der Abteilung B der in den Fig. 5a und 5b dargestellten 32- Punkte-Konstellation die Reihen ..... A, A, B, B, A, A, B, B, A, A, B .... ist. Diese redundante Reihenfolge der laufenden Übertragung, die von Anfang an am Empfänger bekannt ist, macht es möglich, daß der QAM-Dekoder am Empfänger (1) zunächst den Empfänger mit dem Sender synchronisiert und (2) Übertragungsfehler, die danach entstehen können, ermittelt und korrigiert.
Es sei angenommen, daß der Empfänger zunächst keine Möglichkeit hat, zu wissen, ob jede empfangene Sendung von nacheinander empfangenen Sendungen eine erste, zweite, dritte oder vierte übertragene Sendung ist, und es sei ferner angenommen, daß aufgrund von Übertragungsrauschen die Werte der empfangenen Sendung in der I,Q-Ebene sich von allen 32 Konstellationspunkten unterscheiden. Das Problem ist dann, am Empfänger zu entscheiden, ob eine erste Sendung eines bestimmten Paares von zwei aufeinanderfolgenden Sendungen mit größerer Wahrscheinlichkeit eine Sendung der Abteilung A oder mit größerer Wahrscheinlichkeit eine Sendung der Abteilung B ist. Der Dekoder am Empfänger trifft diese Entscheidung mit dem folgenden schrittweisen Vorgehen, das in Form eines Mikroprozessor-Programms ausgeführt sein kann.
1. Auffinden und Speichern der I- und Q-Werte des Konstellationspunktes der Abteilung A, der den I- und Q-Werten des empfangenen Punktes in der I,Q-Ebene der ersten empfangenen Sendung des bestimmten Paares am nächsten liegt. Dann Berechnen und Speichern des I- und Q-Abstands und der Phasenwerte des Vektors, der den empfangenen Punkt mit dem nächstgelegenen Konstellationspunkt der Abteilung A verbindet.
2. Auffinden und Speichern der I- und Q-Werte des Konstellationspunktes der Abteilung B, der den I- und Q-Werten des empfangenen Punktes in der I,Q-Ebene der ersten empfangenen Sendung des bestimmten Paares am nächsten liegt. Dann Berechnen und Speichern des I- und Q-Abstands und der Phasenwerte des Vektros, der den empfangenen Punkt mit dem nächstgelegenen Konstellationspunkt der Abeilung B verbindet.
3. Auffinden und Speichern der I- und Q-Werte des Konstellationspunktes der Abteilung A, der den I- und Q-Werten des empfangenen Punktes in der I,Q-Ebene der zweiten empfangenen Sendung des bestimmten Paares am nächsten kommt. Dann Berechnen und Speichern des I- und Q-Abstands und der Phasenwerte des Vektors, der den empfangenen Punkt mit dem nächstgelegenen Konstellationspunkt der Abteilung A verbindet.
4. Auffinden und Speichern der I- und Q-Werte des Konstellationspunktes der Abteilung B, der den I- und Q-Werten des empfangenen Punktes in der I,Q-Ebene der zweiten empfangenen Sendung des bestimmten Paares am nächsten kommt. Dann Berechnen und Speichern des I- und Q-Abstands und der Phasenwerte des Vektors, der den empfangenen Punkt mit dem nächstgelegenen Konstellationspunkt der Abteilung B verbindet.
5. Berechnen der Vektorsumme der in den Schritten 1 und 3 abgeleiteten Vektoren der Abteilung A.
6. Berechnen der Vektorsumme der in den Schritten 2 und 4 abgeleiteten Vektoren der Abteilung B.
7. Wenn die Vektorsumme der Abteilung A kleiner ist als die Vektorsumme der Abteilung B, ist die Abteilung der ersten empfangenen Sendung des bestimmten Paares die Abteilung A; wenn mehr als die Vektorsumme der Abteilung B, ist die Abteilung der ersten empfangengen Sendung des bestimmten Paares die Abeilung B.
Durch Anwendung dieses Programms auf jedes aufeinanderfolgende Paar von aufeinanderfolgenden ersten Sendungen wird festgestellt, ob die empfangenen Reihen von Sendungen eine Reihe von sich wiederholenden AABB-Paketen, von sich wiederholenden ABBA-Paketen, von sich wiederholenden BBAA-Paketen oder von sich wiederholenden BAAB-Paketen darstellt. Wenn die sich wiederholenden Pakete andere sind als AABB-Pakete (was eine Anzeige für eine richtige Synchronisierung darstellt), können die empfangenen Reihen entsprechend verschoben werden, um eine richtige Synchronisierung zu erzielen (oder, wenn die Synchronisierung verlorengegangen ist, diese wiederherzustellen). Es ist ersichtlich, daß jeder Bruch in der von Anfang an bekannten Reihenfolge der Reihen von empfangenen Sendungen eine Anzeige ist für einen Übertragungsfehler in einer bestimmten Sendung, die in der Bestimmung des besonderen in der gegebenen Sendung übertragenen Konstellationspunktes weggelassen werden sollte.
Die Gesamtanzahl von verschiedenen Paaren von Konstellationspunkten, die übertragen werden können, unter Anwendung von zwei aufeinanderfolgen 4-Bit-Paketen (d. h. eine Gesamtzahl von 8 Bits), dargestellt in Fig. 4b, ist 28 oder 256. Die Gesamtanzahl von verschiedenen Paaren von Konstellationspunkten, die unter Anwendung entweder eines einzigen 9-Bit A1 & A2 Pakets oder eines einzigen 9-Bit B1 & B2-Pakets, dagestellt in Fig. 5c, beträgt ebenfalls 28 oder 256. Jedoch bewirkt die Anwendung dieses einen besonderen Bit in dem Kodierschema der vorliegenden Erfindung ein System mit einem QAM-Sender und Empfänger mit einem großen Betrag an Widerstandsfähigkeit gegenüber Übertragungsfehlern.
Die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung sind nicht beschränkt auf die Übertragung einer sich wiederholenden Reihe von zwei Konstellationspunkten der Abteilung A, gefolgt von zwei Konstellationspunkten der Abteilung B, sondern können auch auf eine sich wiederholende Reihe von drei oder mehr Konstellationspunkten der Abteilung A ausgedehnt werden, gefolgt von drei oder mehr Konstellationspunkten der Abteilung B. Ferner sind die Grundgedanken der vorliegenden Erfindung nicht beschränkt auf die in den Fig. 5a und 5b dargestellte 32-Punkte-Konstellation, sondern können auf andere rotationssymmetrische Konstellationen ausgedehnt werden, die zwischen 2n-1 + 1 und 2n Konstellationspunkte enthalten, wobei n eine ganze Zahl mit einem Wert von wenigstens 4 ist. Jedoch wird in allen Fällen der Binärwert des Phasenbit mit der geringsten Bedeutung dazu benutzt, zwischen einem zu einer Abteilung A gehörenden Konstellationspunkt und einem zu einer Abteilung B gehörenden Konstellationspunkt zu unterscheiden.

Claims

1. Videosignal-Kodiervorrichtung, enthaltend:

Mittel (10) zum Liefern eines Bitstroms von Videodaten darstellenden Symbolen, wobei jedes der Symbole mehrere Bits darstellt, und

Mittel (14), die auf den Symbol-Bitstrom ansprechen und einen mit den Symbolen quadraturamplitudenmodulierten (QAM) Träger erzeugen, wobei die Symbole jeweiligen Punkten bei vorgeschriebenen Lagen einer gitterförmigen Konstellation in einer durch orthogonale Achsen I, Q definierten Ebene zugeordnet sind, wobei die Konstellation in erste und zweite, getrennte, derart angeordnete Abteilungen aufgeteilt ist (12), daß (a) Punkte, die im nächsten Abstand zu einem Punkt der ersten Abteilung liegen, zu der zweiten Abteilung gehören und (b) Punkte, die im nächsten Abstand zu einem Punkt der zweiten Abteilung liegen, zu der ersten Abteilung gehören, dadurch gekennzeichnet, daß

ein n-Bit-Segment mit einem einzigen binären Wert jedem einzelnen Punkt der Konstellation zugeordnet ist, wobei das n-Bit-Segment folgendes enthält: (1) Phasenbits zum Unterscheiden jedes von vier rotationssymmetrischen Sätzen von Konstellationspunkten, die jeweils in einem der vier Quadranten der Ebene liegen, und (2) unveränderliche Bits zum Unterscheiden jedes der Konstellationspunkte in einem rotationssymmetrischen Satz, und

daß die erste und die zweite Abteilung durch das Phasenbit der geringsten Bedeutung aller zu der ersten Abteilung gehörenden n-Bit-Segmente voneinander mit einem bestimmten Binärwert unterscheidbar sind und alle n-Bit-Segmente, die zu der zweiten Abteilung gehören, einen Binärwert aufweisen, der entgegengesetzt zu dem bestimmten Binärwert ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin jedes Bit-Segment zwei Phasenbits und n-2 unveränderliche Bits enthält.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, worin n eine ganze Zahl mit wenigstens dem Wert 4 ist.

4. Videosignal-Sendervorrichtung, enthaltend: einen Quadratur-Amplitudenmodulator (QAM) und einen Koder dafür mit Mitteln (10) zum Liefern eines Bitstroms von Symbolen, die Videodaten jedes der mehrere Bits darstellenden Symbole darstellen, und Modulationsmittel (14), die auf den Symbol-Bitstrom ansprechen und einen mit den Symbolen quadratur-amplitudenmodufierten (QAM) Träger erzeugen, wobei die Symbole jeweiligen Punkten bei vorgeschriebenen Lagen einer gitterförmigen Konstellation in einer durch orthogonale Achsen I, Q definierten Ebene zugeordnet sind und die Konstellation in erste und zweite, getrennte, derart angeordnete Abteilungen aufgeteilt ist, daß (a) Punkte, die im nächsten Abstand zu einem Punkt der ersten Abteilung liegen, zu der zweiten Abteilung gehören und (b) Punkte, die im nächsten Abstand zu einem Punkt der zweiten Abteilung liegen, zu der ersten Abteilung gehören, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator jeden einzelnen Punkt in einer bestimmten rotationssymmetrischen Konstellation von zwischen 2n-1 + 1 und 2n Punkten in der In-Phase (I), Quadraturebene (Q) entsprechend dem besonderen Punkt ableitet, der entsprechend einem n- Segment-Kode durch den Koder ausgewählt ist, wobei n eine ganze Zahl mit einem Wert von wenigstens 4 ist, und wobei der Koder ein n-Bit-Segment mit einem einzigen binären Wert jedem einzelnen Punkt der Konstellation zuordnet und das n-Bit- Segment folgendes enthält: (1) zwei Phasenbits zum Unterscheiden jedes der vier rotationssymmetrischen Sätze zwischen 2n-3 + 1 Und 2n-2 Konstellationspunkten zu, die jeweils in jedem der vier Quadranten der I,Q-Ebene liegen in Übereinstimmung mit verschiedenen der vier Binärwerte, die durch die zwei Phasenbits bestimmt sind, und (2) n-2 unveränderliche Bits zum Unterscheiden jedes der Konstellationspunkte in einem rotationssymmetrischen Satz in Übereinstimmung mit verschiedenen der durch die n-2 unveränderlichen Bits bestimmten Binärwerte, wodurch eine Unempfindlichkeit gegenüber einer Drehung der Konstellation gebildet wird, und der Koder-Bitaufbau so ausgebildet ist, daß die Konstellationspunkte in erste und zweite, getrennte, derart angeordnete Abteilungen aufgeteilt sind, daß Konstellationspunkte, die im nächsten Abstand in der I,Q-Ebene zu irgendwelchen Konstellationspunkten der ersten Abteilung liegen, zu der zweiten Abteilung gehören, und Konstellationspunkte, die im nächsten Abstand in der I,Q-Ebene zu einem Konstellationspunkt der zweiten Abteilung liegen, zu der ersten Abteilung gehören, daß die erste und die zweite Abteilung durch das Phasenbit geringster Bedeutung aller n- Bit-Segmente, die zu der ersten Abteilung gehören und einen bestimmten Binärwert haben, und alle n-Bit-Segmente voneinander unterscheidbar sind, die zu der zweiten Abteilung gehören, einen Binärwert haben, der entgegengesetzt ist zu dem bestimmten Binärwert.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, worin n einen Wert von 5 hat und die Konstellation 32 Punkte in der I,Q-Ebene aufweist, die in einem 6 · 6-Quadratgitter angeordnet sind, das durch eine Reihe von I-Werten zwischen -3 und +3 und Q-Werten zwischen -3 und +3 gebildet ist, wobei keine Konstellationspunkte die vier I,Q-Eckpunkte +3, +3; +3, -3; -3, -3 und -3, +3 des Quadratgitters einnehmen und die erste Abteilung 16 Konstellationspunkte enthält und die zweite Abteilung ebenfalls 16 Konstellationspunkte enthält.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, worin die Koder-Bit-Zuordnung so gewählt ist, daß alle 5-Bit-Segmente, die zu einer der ersten oder zweiten Abteilungen gehören, in einer Diagonalen des Quadratgitters liegen, wobei die Diagonalen der ersten Abteilung zwischen den entsprechenden Diagonalen der zweiten Abteilung liegen.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, worin der Koder einen Datenstrom von ihm Zugeführten Informationsbits in aufeinanderfolgende 9-Bit-Pakete an Informationsbits aufteilt, in denen jedes 9-Bit-Paket ein einzelnes Phasenbit geringster Bedeutung enthält,

der Koder aufgrund jedes ihm zugeführten aufeinanderfolgenden 9-Bit-Pakets das 9-Bit-Paket in jedes der zwei zugeordneten 5-Bit-Segmente auflistet, die bestimmte Konstellationspunkte auswählen, die durch jedes der zwei zugeordneten 5-Bit-Segmente in Übereinstimmung mit den jeweiligen Binärwerten aller der 9-Bits der zugeführten 9-Bit-Pakete bestimmt sind, und die Bit-Zuordnung so gewählt ist, daß das Bit geringster Bedeutung aller der zugeordneten 5-Bit-Segmente der ersten Abteilung einen bestimmten Binärwert aufweisen und alle der zugeordneten 5-Bit-Segmente der zweiten Abteilung einen Binärwert aufweisen, der entgegengesetzt ist zu dem bestimmten Binärwert,

wobei beide der zwei ausgewählten Konstellationspunkte zu derjenigen der ersten und der zweiten Abteilung gehören, die durch den Binärwert des einzigen Phasenbits geringster Bedeutung bestimmt ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, worin der Koder eine Differentialkodierung in der Kartierung des zugeführten 9-Bit-Pakets an Informationsbits in jedem der zwei zugeordneten 5-Bit-Segmente anwendet.

9. Vorrichtung nach Anspruch 7, worin jeweilige Binärwerte des Phasenbits geringster Bedeutung jedes zugeführten 9-Bit-Pakets jedes aufeinanderfolgenden Paares der aufeinanderfolgenden 9-Bit-Pakete entgegengesetzt zueinander sind.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, worin der Koder mit einer Differentialkodierung in der Kartierung jedes zugeführten 9-Bit-Pakets jedes aufeinanderfolgenden Paares an aufeinanderfolgen 9-Bit-Paketen von Informationsbits in jedem der beiden zugeordneten 5-Bit-Segmente des zugeführten 9-Bit-Pakets arbeitet.

11. Videosignal-Empfängervorrichtung zum Empfangen eines übertragenen Signals, das mit Symbolden quadraturamplitudenmoduliert (QAM) ist, die mehrere Datenbits darstellen, die entsprechend einem bestimmten Kode kodiert sind und entsprechende Punkte von bestimmten Orten einer gitterähnlichen Konstellation einnehmen, die so kodiert ist, daß sie erste und zweite getrennte, derart angeordnete Bereiche bildet, daß (a) Punkte, die im nächsten Abstand zu einem Punkt der ersten Abtei lung liegen, zu der zweiten Abteilung gehören und (b) Punkte, die im nächsten Abstand zu der zweiten Abteilung liegen, zu der ersten Abteilung gehören, wobei die Vorrichtung digitale Demodulatormittel (118) zum Demodulieren des QAM-Signals enthält, um zueinander in Quadraturphase liegende Ausgangssignale zu bilden, Verarbeitungsmittel (124-128), die auf Ausgangssignale von dem Demodulator ansprechen und eine gewünschte Drehorientierung der Konstellation aufrechterhalten, und Dekodermittel (122), die auf Ausgangssignale von den Orten in der Konstellation zu einem Bitstrom von sequentiellen Symbolen ansprechen, worin jedes eines bestimmten Paares der ersten und zweiten bestimmten Punkte in einer bestimmten rotationssymmetrischen Konstellation von zwischen 2n-1 + 1 und 2n Punkten in einer durch die In-Phase (1) und die Quadraturphase (Q)-Achsen gebildeten Ebene, wobei n eine ganze Zahl mit einem Wert von wenigstens 4 ist, am Sender für aufeinanderfolgende erste und zweite Übertragungen zu dem Empfänger entsprechend dem gegebenen Kode ausgewählt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Dekodermittel digitale Mittel enthalten, um entsprechend der folgenden Verarbeitung zu entscheiden, ob ein erstes Paar eines Paares der ersten und zweiten Konstellationspunkte in der I,Q-Ebene, die nacheinander von dem Empfänger empfangen werden, ein Konstellationspunkt der ersten Abteilung oder ein Konstellationspunkt der zweiten Abteilung ist:

i. Speichern der I- und Q-Werte des den I- und Q-Werten des empfangenen Punktes in der I,Q-Ebene der ersten empfangenen Übertragung des bestimmten Paares nächstgelegenen Konstellationspunktes, Berechnen und Speichern des I- und Q-Abstandes und der Phasenwerte des Vektors, der den empfangenen Punkt mit dem nächstgelegenen Konstellationspunkt der ersten Abteilung verbindet,

ii. Speichern der den I- und Q-Werten des empfangenen Punktes in der I-Q-Ebene der ersten empfangenen Übertragung des bestimmten Paares nächstgelegenen Konstellation der zweiten Abteilung, Berechnen und Speichern des I- und Q-Abstandes und der Phasenwerte des Vektors, der den empfangenen Punkt mit dem nächstgelegenen Konstellationspunkt der zweiten Abteilung verbindet.

iii. Speichern der I- und Q-Werte der den I- und Q-Werten des empfangenen Punktes in der I,Q-Ebene der zweiten empfangenen Übertragung des bestimmten Paares nächstgelegenen Konstellationspunktes der ersten Abteilung, Berechnen und Speichern des I- und Q-Abstands und der Phasenwerte des Vektors, der den empfangenen Punkt mit dem nächstgelegenen Konstellationspunkt der ersten Abteilung verbindet.

iv. Speichern der I- und Q-Werte der den I- und Q-Werten des empfangenen Punktes in der I,Q-Ebene der zweiten empfangenen Übertragung des bestimmten Paares nächsgefegenen Konstellationspunktes der zweiten Abteilung, Berechnen und Speichern des I- und Q-Abstands und der Phasenwerte des Vektors, der den empfangenen Punkt mit dem nächstgelegenen Konstellationspunkt der zweiten Abteilung verbindet.

v. Berechnen der in den Schritten i. und iii. abgeleiteten Vektorsumme der Vektoren der ersten Abteilung.

vi. Berechnen der Vektorsumme der in den Schritten ii. und iv. abgeleiteten Vektorsumme der Vektoren der zweiten Abteilung.

vii. Vergleichen der Vektorsumme der ersten Abteilung mit der Vektorsumme der zweiten Abteilung, um festzustellen, ob (A) die Vektorsumme der ersten Abteilung kleiner ist als die Vektorsumme der zweiten Abteilung, wobei die Abteilung der ersten empfangenen Sendung des bestimmten Paares die erste Abteilung ist, oder ob (B) die Vektorsumme der ersten Abteilung größer ist als die Vektorsumme der zweiten Abteilung, wobei die Abteilung der ersten empfangenen Sendung des bestimmten Paares die zweite Abteilung ist.

12. Empfänger nach Anspruch 11, worin:

der bestimmte Kode aufeinanderfolgende Sendungen von dem Sender in sich wiederholenden Reihen einer bestimmten Vielzahl von Konstellationspunkten der ersten Abteilung aufteilt, auf die die gegebene Vielzahl von zweiten Konstellationspunkten der zweiten Abteilung folgt, und

der Dekoder am Empfänger digitale Mittei enthält, die auf die Reihenfolge von Konstellationspunkten der ersten Abteilung und der zweiten Abteilung ansprechen, wie es durch die Verarbeitung bestimmt wird, von aufeinanderfolgenden empfangenen Sendungen von dem Sender ansprechen, um dadurch Übertragungsfehler in den empfangenen, sich wiederholenden Reihen festzustellen.

13. Empfänger nach Anspruch 12, worin: der Dekoder am Empfänger digitale Mittel enthält, die auf die Ermittlung von empfangenen Übertragungsfehler in den sich wiederholenden Reihen ansprechen, um die die Übertragungsfehler zu korrigieren.

14. Empfängervorrichtung nach Anspruch 12 oder 13, worin die bestimmte Anzahl gleich zwei ist.