DE2541187A1 - Restseitenbanduebertragungssystem fuer synchrone datensignale - Google Patents
Restseitenbanduebertragungssystem fuer synchrone datensignaleInfo
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Description
PHN 77.30 WIJ/RJ
DTETER ΓΟΟ DIG 27.8.75
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Anmeldung voinj / t <^ (^? /
"Restseitenbandiibertragungssystem für synchrone Datensignale"
.
Die Erfindung bezieht sich auf ein Restseitenbandübertragungssystem
zur Übertragung synchroner Datensignale von einem Sender zu einem Empfänger über
einen Übertragungskanal beschränkter Bandbreite, welcher Sender mit einer Datensignalquelle, einer Taktsignalquelle
zur Synchronisierung der Datensignalquelle, einer Trägerquelle und einem Filter-und-Modulationskreis
versehen ist, der an die Datensignalquelle und die Trägerquelle zum Erzeugen eines
restseitenbandamplitudemmodulierten Kanalsignals
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angeschlossen ist und welcher Empfänger mit einem Se^ektionsfilter
für das übertragene Kanalsignal, einem Kreis zur Rückgewinnung eines Bezugsträgers, einem
Demodulator der an den Bezugsträgerkreis zur kohärenten Demodulation des übertragenden Kanalsignals angeschlossen
ist, einem Kreis zur Rückgewinnung eines Bezugstaktsignals und einem Regenerator, der an den
Bezugstaktsignalkreis zur Regeneration der synchronen Datensignale angeschlossen ist, versehen ist.
Derartige Restseitenbandsysteme benutzen
die verfügbare Bandbreite des Übertragungskanals besonders wirtschaftlich und werden deswegen oft zur
Übertragung synchroner Datensignale (Datensignale, deren Elemente im Takte einer Taktfrequenz auftreten)
über einen Telefoniekanal angewandt. Bei übertragung
über .einen Telefoniekanal oder über andere Kanäle mit vergleichbaren Eigenschaften ist das
Kanalsignal oft störenden FrequenzSchwankungen ausgesetzt,
deren statischer Anteil als Frequenzversetzung ("frequency offset") und deren dynamischer Anteil
als Phasenschwankung ("phase jitter") bekannt
ist.
. Die kohärente Demodulation im Empfänger erfordert einen Bezugsträger mit einer genauen
Phasenbeziehung in bezug auf den Träger, der zum übertragenen Kanalsignal gehört. In Restseitenbandsys
teraen kann dieser Bezugsträger nicht dadurch
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zurückgewonnen werden, dass aus dem Kanalsignal der Träger extrahiert wird, weil die Phase des extrahierten
Trägers infolge der Anwesenheit einer Quadraturkomponente bei der Trägerfrequenz von den Datensignalen
abhängig ist.
Eine bekannte Methode diese Schwierigkeit zu überwinden besteht in dem Abschneiden sehr niedriger
Datensignalfrequenzen im Sender, so dass es in
einem schmalen Band um die Trägerfrequenz keine Daten.-signalenergie
gibt und in der Übertragung eines Pilotsignals bei der Trägerfrequenz. Der Nachteil dieser
Methode ist, dass das Abschneiden sehr niedriger Datensignalfrequenzen zu starker Intersymbolinterferenz
führt, so dass dieses Abschneiden durch eine quantifizierte Rückkopplung im Empfänger rückgängig
gemacht werden muss.
Eine andere bekannte Methode, die diesen letzten Nachteil ausschaltet, besteht in der Über?:
tragung zweier PiIo^signale mit geeignet gewählten Frequenzen ausserhalb des Datensignalbandes und in
der Rückgewinnung des Bezugsträgers aus den selektierten Pilotsignalen. Diese Methode erfordert jedoch
nicht nur eine zusätzliche Bandbreite und Leistung, sondern weist auch den Nachteil auf, dass die
Pilotsignale an den Rändern des verfügbaren Übertragungsbandes liegen, wo die durch die Frequenzkenn-
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linien des Übertragungskanals verursachte Phasenverzerrung
am schlimmsten ist.
Die Erfindung bezweckt nun, ein Restseitenbandübertragungssystem
der eingangs erwähnten Art zu schaffen, in dem auch bei störenden Frequenz Schwankungen
im Ubertragungskanal der Bezugsträger und das
Bezugstaktsignal beide mit der richtigen Frequenz und der richtigen Phase auf sehr einfache Weise aus
dem übertragenen Kanalsignal selbst zurückgewonnen werden können.
Das erfindungsgemässe Restseitenbandübertragungssystem
weist das Kennzeichen auf, dass der Filter- und Modulationskreis im 'Sender zum Erzeugen
eines Restseitenbandkanalsignals eingerichtet ist, das an der Stelle der Trägerfrequenz sowie an
der Stelle einer Frequenz, die im vollständigen Seitenband um einen Abstand entsprechend der halben
Frequenz des Taktsignals von dieser Trägerfrequenz entfernt ist, ein doppelseitenbandmoduliertos Signal
ist innerhalb eines Frequenzbandes, dessen Breite um eine Grössenordnung kleiner ist als die
Frequenz des Taktsignals.
Ausführungsbeispieie der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden
näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein erfindungsgemässes Ubertragungs-
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system mit einem Sender zur Erzeugung eines Restseitenbandkanalsignals
nach der Filtermethode,
Fig. 2 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Systems nach Fig. 1,
Fig. 3 und h einen Kreis, der im System nach Fig. 1 zur Rückgewinnung des Bezugsträgers bzw.
des Bezugstak<fcsignals angewandt werden kann,
Fig. 5 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der Erzeugung eines Restseitenbandkanalsignals
nach der Phasenmethode,
Fig. 6 eine Abwandlung des Senders nach Fig. 1, in dem die in Fig. 5 erläuterte Phasenmethode
angewandt wird,
Fig. 7 eine Abwandlung der Sender nach Fig. 1 und Fig. 6,
Fig. 8 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Senders nach Fig. 7»
Fig. 9 ein Frequenzdiagramm zur Erläuterung einer anderen Betriebsart des Systems nach Fig. 1.
In Fig. 1 ist ein System dargestellt, in dem synchrone binäre Datensignale mit einer Datenrate
von 2^00 Bit/s von· einer Datensignalquelle 1
in einem Sender 2 zu· einer Datensignalsenke 3 in
einem Empfänger h über einen Übertragungskanal 5
mit beschränkter Bandbreite übertragen werden. Die-
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ser Übertragungskanal 5 ist beispielsweise ein Tele-·
foniekanal und kann eine Anzahl Fernsprechübertragungsglieder in Tandemschaltung enthalten, wie Teilnehmerleitungen,
Systeme für Trägerfrequenzkommunikation über Kabel oder Funk, sowie eine oder mehrere
Fernsprechvermittlungszentralen mit zugehörender Schaltapparatur. Der Telefoniekanal 5 hat ein Ubertragungsband
von 300 - 3300 Hz, von dem nur der zentrale Teil von 600-2700 Hz zur Datenübertragung benutzt
wird. Diese Datenübertragung erfolgt mit Hilfe von Restseitenbandamplitudenmodulation eines Trägers
mit einer Frequenz von 2100 Hz und die Übertragungsgeschwindigkeit
beträgt 2^00 Baud.
Der Sender 2 enthält eine Taktsignalquelle 6 zur Synchronisation der Datensignalquelle 1, so
dass die Elemente des binären Datensignals im Takte einer Taktfrequenz von 2h00 Hz auftreten. Dieses
synchrone binäre Datensignal wird einem Filter- und-Modulationskreis
7 zugeführt, dem zugleich ein Träger mit einer Frequenz von 2100 Hz, der von der
Trägerquelle 8 herrührt, zur Erzeugung eines restseitenbandamplitudenmodulierten
Kanalsignals zugeführt wird, das über den Telefoniekanal 5 zum Empfänger h übertragen wird.
Im Empfänger wird das übertragene Kanalsignal über ein Selektionsfilter 9 und ein Entzer-
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rungsnetzwerk 10 einem Demodulator 11 zugeführt. Weiter
enthält dieser Empfänger einen mit dem Telefoniekanal 5 gekoppelten Kreis 12 zur Rückgewinnung eines
Bezugsträgers von 2100 Hz, der dem Demodulator 11 zur kohärenten Demodulation des übertragenen Kanalsignals
zugeführt wird. An den Ausgang des Demodulators 11 ist ein Tiefpassfilter 13 zur Trennung des
gewünschten demodulierten Signals angeschlossen, aus
dem das ursprüngliche synchrone binäre Datensignal mit Hilfe eines Regenerators 14 erhalten wird. Dazu
enthält der Empfänger 4 einen mit dem Telefoniekanal 5 gekoppelten Kreis 15 zur Rückgewinnung eines Bezugstaktsignals
von 2^00 Hz, das dem Regenerator 1 ^i zugeführt
wird. Das regenerierte Datensignal wird zur Weiterverarbeitung der Datensignalsenke 3 zugeführt.
Die Kreise 12 und 15 zur Rückgewinnung des Bezugsträgers und des Bezugstaktsignals können auf mehrere
bekannte Weisen ausgebildet werden; nähere Einzelheiten werden in diesem Zusammenhang nicht gegeben,
diese lassen sich jedoch beispielsweise in W.R. Bennett and J.R. Davey, "Data Transmission",
New York, McGraw-Hill, I965 finden.
Es gibt mehrere Verfahren zum Erzeugen eines restseitenbandamplitudenmodulierten Signals, Im
Sender nach Fig. 1 wird eine sehr übliche Methode angewandt, die daraus tresteht, dass zunächst ein
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doppelseitenbandamplitudenmoduliertes Signal mit unterdrücktem Träger erzeugt wird, wonach dann das unerwünschte
Seitenband in einem Filter mit einer geeignet gewählten Übertragungsfunktion entfernt wird.
Der Filter- und- Modulationskreis 7 in Fig. 1 enthält
dazu ein an die Datensignalquelle 1 angeschlossenes Vormodulationsfilter 16 in Form eines Tiefpassfilters
mit einer Grenzfrequenz entsprechend etwa der halben Taktfrequenz (1200 Hz), einen doppelt abgeglichenen
Amplitudenmodulator 17 (Produktmodulator), der das Ausgangssignal des AVprmodulationsfliters l6
dem von der Trägerquelle 8 herrührenden Träger aufmoduliert·, und ein Nachmodulationsfilter 18 in Form
eines Tiefpassfilters mit einer Grenzfrequenz entsprechend der Trägerfrequenz (2100 Hz). Dieses Nachmodula-tionsfilter
18 entfernt das obere Seitenband von dem im Amplitudenmoduiator 17 erzeugten Doppeleeitenbandsignal
und liefert dem Telefoniekanal 5
das gewünschte Restseitenbandkanalsignal.
Die Gesamtübertragungskennlinie des Über·*
tragungssystems nach Fig. 1 einschliesslich der Filter
16, 18, 9» 13i des Entzerrers 10 und des TeIefoniekanals
5 muss dem ersten Nyquist-Kriterium entsprechen, so dass zu den nominellen Regenerationszeitpunirfcen
keine Intersymbolinterferenz auftritt. Meistens werden die Filter im Empfänger derart aus-
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gelegt, dass sie eine optimale Rauschunterdrückung
ergeben, - wahrend die Filter ie Sender· derart ausgelegt verdent dass sie hu ι—ι u Hit diesen Filtern im
Empfänger die gewünschte Gesaaitfibertragungskennlinie
ergeben» Der Einfachheit halber wird jedoch in Fig.
vorübergehend vorausgesetzt, dass bereits das Rest— seitenbandkanalsignal am Ausgang des Senders Z dee
ersten Byquist—Kriterium entspricht.
Nach der Erfindung wird ein Itestseitenbandübertragungssvstem verwirklicht, in de» der Besmgstrager sowie das Bezugstaktsignal Mit Attx- richtigen
Frequenz' und Phase auf* einfache Weise aus de« übertragenen Kanal signal seihst dadurch zurückgewonnen
werden können, dass A&c Filter—und—Modulationskreis
7 i» Sender 2 zum Erzeugen eines Restseitenhandkanalsignals eingerichtet -ist, das an der Stelle der Trägerfrequenz sowie an der SteXXe einer Frequenz, die
im vollständigen Seitenband um «»-»y»*»»» Abstand entsprechend der halben Frequenz des Taktsignal s von
dieser Trägerfrequenz entfernt ist, ein doppelseitenbandModuliertes Signal ist innerhalb eines Frequenzbandes, dessen Breite m eine GrSssenordnung
kleiner ist als die Frequenz des Taktsignals.
In Fig» 2 zeigt das Freqnenzdiacr imm— a
ein Beispiel des Spektrums C(f) des auf diese «eise erhaltenen Bestseitentwwwikanai signals am Jnsgang des
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Senders 2 in Fig« 1. Bei der· Trägerfrequenz von 2100
Hz sowie bei der Frequenz von jKK>
Hz, die im vollständigen unteren Seitenband um die halbe Taktfrequenz
(12OO Hz) von dieser Trägerfrequenz entfernt ist, zeigt dieses SpeJttrcaa C(f) einen flachen Teil innerball)
eines Frequenzbandes zur1 Breite von beispielsweise 12O Sz. Übrigens weist dieses Spektrum C(f)
im Frequenzbereielt von I5OO—2YOO Hz eine radiale
Symmetrie gegenüber dem Wert C{21OO) bei der· Trägerfrequenz
von 21OO Hz und ebenfalls ira Frequenzbereich
von 6OO—12OO Hz eine radiale Symmetrie gegenüber
dem Wert C(9OO) bei der Frequenz von 9O0 Hz auf.
Dadurch wird man den Anforderungen des ersten Nyquist—
Kriteriums gerecht, wie dies auch aus dem Spektrum
S(f) des Basisbandsignals hervorgeht, das durch kohärente
Demodulation dieses Restseitenbandkanalsignals
mit Hilfe eines Trägers von 21OÖ Hz mit der richtigen
Phase erhalte» wird, welches Spektrum B(f) is Frequenzdiagranam
b nach Fig. 2 dargestellt ist. Durch die Symmetrie -rest C(f) im Bereich von I5OO-27OO Bz
wird bei der kohärenten Demodulation die partielle
Unterdrückung des unteren Seitenbandes im Bereich
von 15O€l-2tOO Hz durch die partielle Übertragung
des entsprechenden Teils des oberen Seitenbandes
im Bereich von 2-iÖÖ-27©Q Hz ausgeglichen, so dass"
B(f) ±m Bereich von O-6OQ Hz flach ist (die gestrichelten
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Linien im Frequenzdiagramm t>
zeigen die Beiträge des unteren und oberen Seitenbandes), während die Symmetrie
von C(f) im Bereich von 600-1200 Hz sich im Bereich von 900-1500 Hz zurückfinden lässt, so dass
B(f) gegenüber dem Wert B(12OO) bei der Frequenz von 1200 Hz die gerade der halben Taktfrequenz der synchronen
Datensignale entspricht, eine radiale Symmetrie aufweist.
Damit das Restseitenbandkanalsignal mit diesem Spektrum C(f) im Filter-und-Modulationskreis
7 nach Fig. 1 erhalten wird, wird dem Vormodulationsfilter 16 eine 'derartige Übertragungsfunktion erteilt,
dass das Spektrum seines Ausgangssignals dem Spektrum
B(f) ±m Frequenzdiagramm b nach Fig. 2 entspricht. Wenn die Elemente des binären Datensignals aus
Rechteckimpulsen mit einer Dauer T entsprechend der Periode der Taktfrequenz von 2400 Hz bestehen, wird
die Amplitudenkennlinie H1(f) dieses Vormodulationsfilters
16 dem Wert B(f)/s(f) gleichgemacht, wobei S(f) = SdLn {/ff fT)/-Jf fT das Spektrum eines Rechteckimpulses
mit einer Dauer T ist. Im Amplitudenmodulator 17 wird dann edLn Doppelseitenbandsignal erzeugt mit
einem Spektrum M(f),.wie dies im Frequenzdiagramm c_
nach Fig. 2 dargestellt ist. Aus diesem Spektrum M(f) wird das gewünschte Spektrum C(f) dadurch erhalten,
dass dem Nachmodula.tionsfilter 18 eine Amplituden.
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kennlinie H?(f) gegeben wird mit der im Frequenzdiagramm
dL nach Fig. 2 dargestellten Form, wobei H?(f)
im Bereich von 1500-2700 Hz dieselbe Form hat wie C(f) In den obenstehenden Betrachtungen über ein System,
in dem bereits im Sender 2 den Anforderungen des ersten Nyquist-Kriteriums gerecht geworden ist, ist
stillschweigend vorausgesetzt, dass die Phasenkennlin;Len
der Vor-und Nachmodulationsrilt er 16 und 18 im ganzen einschlägigen Frequenzbereich linear sind.
Beim praktischen Entwurf dieser Filter 16 und 18 muss diese Tatsache berücksichtigt werden. Etwaige Abweichungen
gegenüber den gewünschten linearen Phasenkennlinien dieser Filter 16 und 18 im Sender 2 können
in der Praxis auch im Empfänger k mit Hilfe des Entzerrers
10 korrigiert werden.
Untenstehend wird nun dargelegt, dass das auf diese Weise erhaltene Restseitenbandkanalsignal
tatsächlich ein doppelsextenbandmoduliertes Signal ist innerhalb eines Frequenzbandes zur Breite von
120 Hz "bei der Trägerfrequenz von 2100 Hz und auch bei der um 1200 Hz niedrigeren Frequenz von 900 Hz.
Für das Band bei der Trägerfrequenz von 2100 Hz wird dazu eine Komponente des Datensignals
mit einer Frequenz f kleiner als 6θ Hz betrachtet. Diese Komponente ergibt im Ausgangssignal des Amplitudenmodulators
17 zwei Seitenbandkomponenten bei
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den Frequenzen 2100-f und 2100+f, welche Seitenbandkomponenten
gleiche Amplituden und gleiche jedoch entgegengesetzte Phasenverschiebungen gegenüber dem
Träger von 2100 Hz aufweisen. Da das Nachmodulationsfilter 18 eine lineare Phasenkennlinie aufweist und
innerhalb eines Bandes mit der Breite von 120 Hz bei der Frequenz von 2100 Hz ausserdem eine flache Amplitudenkennlinie
(vergleiche H„(f) in Fig. 2), treten die Seitenbandkomponenten bei den Frequenzen 2100-f
und 2100+f im Restseitenbandkanalsignal ebenfalls mit gleichen Amplituden und gleichen jedich entgegengesetzten
Phasenverschiebungen gegenüber dem Träger von 2100 Hz auf. Innerhalb eines Bandes mit einer Breite
von 120 Hz bei der Trägerfrequenz von 2100 Hz ist das Restseitenbandkanalsignal also tatsächlich ein doppelseitenbandmoduliertes
Signal.
Für das Band bei der Frequenz von 900 Hz wird dagegen eine Komponente des Datensignals mit
einer Frequenz 1200-f betrachtet, wobei f wieder kleiner ist als 60 Hz. Nun ist es bekannt, dass im
Spektrum eines synchronen Datensignals mit einer Taktfrequenz von 2400 Hz eine Komponente mit einer
Frequenz f' niemals allein auftritt, sondern immer mit Komponenten mit einer Frequenz von 2400-f·,
2400+f, 4800-f, ^8Q0+f, usw. einhergeht. Die
Amplituden und Phasen dieser gleichzeitig auftre-
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tenden Komponenten sind von der Impulsform abhängig, die für die Datensignalelemente verwendet wird, wobei
die Phasen im allgemeinen entweder gleich oder um 18O° verschieden sind, aber im Bereich von O-2400Hz
immer gleich sind. Im vorliegenden Fall bedeutet dies, dass die betrachtete Komponente mit einer Frequenz
1200-f immer mit einer Komponente mit einer Frequenz 1200+f xond derselben Phase einhergeht. Da das Vormodulationsfilter
16 eine lineare Phasenkennlinie aufweist und innerhalb eines Bandes mit einer Breite
von 120 Hz bei der Frequenz von 1200 Hz ausserdem eine derartige Amplitudenkennlinie hat, dass das
Ausgangsspektrum an dieser Stelle flach ist (vergleiche B(f) in Fig. 2), haben die immer paarweise
auftretenden Komponenten bei den Frequenzen 1200-f und 1200+f gleiche Amplituden und gleiche jedoch entgegengesetzte
Phasenverschiebungen gegenüber einem imaginären Träger von 1200 Hz. Innerhalb eines Bandes mit
einer Breite von 1<0 Hz bei der Frequenz von 1200 Hz ist das Basisbandsignal am Ausgang des Vormodulationsfilters
16 also tatsächlich ein doppelseitenbandmoduliertes Signal. Dasselbe gilt für das Restseitenbandkanalsignal
innerhalb eines Bandes mit einer Breite von 120 Hz bei der Frequenz von 900 Hz, da der Amplitudenmddulator
17 das Band bei der Frequenz von 1200 Hz im Basisbandsignal nur frequenzinvers zu
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einem Band bei der Frequenz von 900 Hz umwandelt und weiter das Nachmodulationsfilter 18 dort eine lineare
Phasenkennlinie sowie eine flache Amplitudenkennlinie (vergleich Hp(f) in Fig. 2) aufweist.
Durch die Tatsache, dass das Restseitenband-r
kanalsignal bei der Trägerfrequenz von 2100 Hz und bei der um 1200 Hz (die halbe Taktfrequenz) niedrigeren
Frequenz von 900 Hz örtlich ein doppeltseitenbandmoduliertes Signal ist, können der Bezugsträger für
die kohärente Demodulation und das Bezugstaktsignal für die Regeneration beide mit der richtigen Frequenz
und Phase aus dem übertragenen Kanalsignal selbst zurückgewonnen werden mit Hilfe der bekannten verhältnismässig
einfachen Methoden zur Rückgewinnung des Bezugsträgers aus einem Doppelseitenbandsxgnal.
Fig. 3 zeigt ein Beispiel eines sehr einfachen Kreises 12, der im Restseitenbandübertragungssystem
nach Fig. 1 zur Rückgewinnung des Bezugsträgers
von 2100 Hz angewandt werden kann. Dieser Kreis 12 enthält ein Bandfilter 19» das auf die Trägerfrequenz
von 2100 Hz zur Selektion des Doppelseitenbandteils des Kanalsignals bei dieser Frequenz abgestimmt ist.
Da das Doppelseitenbandsxgnal keine Quadratur-Komponente bei der Trägerfrequenz enthält, kann das Ausgangssignal
a(t) des Bandfilters 19 durch die untenstehende Gleichung dargestellt werden
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a(t) = x(t) cos {UJ t + θ)
wobei x(t) für die Komponenten des Datensignals mit Frequenzen kleiner als 6θ Hz repreäsentativ ist,
U/ =2 "Tf.2100 die Trägerradialfrequenz und θ die
Trägerpl^SieiTi^-t·, D,as Signal a(t) wird in einem Quadrierkreip
20 quadriert, dessen Ausgangssignal b(t) wie
folgt geschrieben werden kann:
b(t) =i (1/2) £x2(t) + x2(t) cos (2ii/ct * 2 Q)J
Der niederfrequente Teil dieses Signals b(t) wird mit Hilfe eines Hochpassfilters 21 eliminiert und das
auf diese Weiser erhaltene Signal wird auf ideale Weise in einem Begrenzer 22 begrenzt, damit ein Ausgangssignal
c(t) mit der folgenden Form erhalten wird:
c(t) = A cos ('Z(M t +2 9)
wobei A eine Konstante ist. Dieses Signal c(t), das der doppelten Trägerfrequenz entspricht, wird einem
Frequenzteiler 23 zugeführt, damit der Bezugs träger mit der richtigen Frequenz entsprechend 2100 Hz erhalten
wird und abgesehen von einer Phasendoppeldeutigkeit von 18O° mit der richtigen Phase. Die durch
diese Zweideutigkeit verursachten Probleme bei der kohärenten Demodulation können auf bekannte Weise
dadurch vermieden werden, dass eine differentielle Kodierung der Datensignalquelle 1 des Senders 2 an-
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gewandt wird.
Bei der praktischen Ausbildung des Kreises 12 in Fig. 3 wird der Quadrierkreis 20 meistens durch
einen Zweiweggleichrichter gebildet, an den ein Schmalbandfilter, das auf die doppelte Trägerfrequenz abgestimmt
ist, statt des Hochpassfilters 21 angeschlossen wird. In vielen Anwendungsbereichen wird dieses
letztere Schmalbandfilter durch einen phasenverriegelten Oszillator gebildet, der einen Eingangskreis
enthält zur Unterdrückung von Amplitudenschwankungen; der Frequenzteiler 23 wird dann ohne Zwischenschaltung
des Begrenzers 22 an den Oszillator angeschlossen. Venn das übertragene Kanalsignal einem stören-■
den FrequenzVersetzung ("frequency offset") und
Phasenschwankungen ("phase jitter") ausgesetzt ist, bietet die Verwendung eines phasenverriegelten Oözillators
den Vorteil^ dass trotz dieser störenden Frequenzschwankungen
der Bezugsträger immer die richtige Frequenz und praktisch die richtige Phase aufweist.
Um den Einfluss der störenden PhasenSchwankung, die als eine Zwischenfall-Frequenzmodulation mit niedrigem
Modulationsindex aller Signalkomponenten betrachtet werden kann, auf das demodulierte Basisbandsignal
gering zu halten, muss bei der Verwirklichung dieses Kreises 12 zur Rückgewinnung des Bezugs trägers dafür
gesorgt werden, dass die lineare Phasenverschiebung,
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die dieser Kreis in die Seitenbandkomponenten der Phasenschwankung
einführt, möglichst klein bleibt.
Zur Rückgewinnung des Bezugstaktsignals kann*
ein ähnlicher Kreis wie in Fig. 3 verwendet werden (der Frequenzteiler 23 fehlt nun) um aus dem Doppelseitenbandteil
des Kanalsignals bei der Frequenz von 900 Hz ein Bezugssignal entsprechend dieser doppelten
Frequenz (also 1800 Hz) zurückzugewinnen, dieses Bezugssignal mit dem Signal der doppelten Trägerfrequenz
(also 4200 Hz) am Ausgang des Begrenzers 22 in Fig.
3 zu mischen und zum Schluss aus den Mischprodukten
der Anteil der Differenzfrequenz zu selektieren,
welcher Anteil dem Bezugstaktsignal von 2400 Hz in
der richtigen Phase entspricht.
Das Bezugstaktsignal kann ebenfalls aus
dem Basisbandsignal zurückgewonnen werden, das durch kohärente Demodulation des übertragenen Kanalsignals
erhalten worden ist. Im System nach Fig. 1 wird diese Möglichkeit angewandt und Fig. h zeigt ein Beispiel
eines sehr einfachen Kreises 15» der dazu verwendet
werden kann. Was den Ausbau und die Wirkungsweise anbelangt weicht dieser Kreis 15 nur darin vom Kreis
12 in Fig. 3 ab, dass der Frequenzteiler 23 in Fig. h fehlt. Insbesondere enthält dieser Kreis 15 ein
Bandfilter 2k, das auf die Frequenz von 1200 Hz zur Selektion des Doppelseitenbandteils des demodulierten
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Basisbandsignals bei der halben Taktfrequenz abgestimmt ist (vergleiche B(f ) in Fig. Z). Dieser selektierte
Doppelseitenbandteil wird in einem Quadrierkreis 25 quadriert, der niederfrequente Teil des
quadrierten Signals wird mit Hilfe eines Hochpassfilters 2.6 eliminiert, wonach das Bezugstaktsignal
mit der richtigen Frequenz von ZhOO Hz und der richtigen Phase mit Hilfe eines idealen Begrenzers 27
erhalten wird. In bezug auf die praktische Ausbildung des Kreises 15 in Fig. h gelten dieselben Erwägungen,
wie diese beim Kreis 12 in Fig. 3 gelten, nur brauchen hier durch die kohärente Demodulation die störenden
FrequenzSchwankungen praktisch nicht berücksichtigt
zu werden.
Zur eigentlichen Rückgewinnung des Bezugsträgers und des Bezugstaktsignals brauchen also keine
Pilotsignale verwendet zu.werden. Vährend der Datenübertragung
können jedoch Umstände auftreten, unter denen vorübergehend im Restseitenbandkanalsignal innerhalb
der Frequenzbänder zur Breite von 120 Hz bei den Frequenzen von 900 Hz und 2100 Hz wenig Energie
vorhanden ist, wodurch der zurückgewonnen Bezugsträger und das Bezugs taktsignal vorübergehend eine
geringe Schwankung aufweisen können. Zur Gewährleistung davon, dass unter allen Umständen zur Rückgewinnung
ohne nennenswerte "Schwankung genügend Energie
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vorhanden ist, werden in Fig. 1 zwei Pilotsignale verheil
tnismässig niedrigen Pegels mit einer Frequenz von 900 Hz und 2100 Hz in richtiger Phase dem Kanalsignal
zugefügt. Der Pegel der Pilot signale gegenüber dem Kanalsignal ist beispielsweise -12 dB. Dazu wird in
Fig. 1 ein Pilotsignal von 1200 Hz der Taktsignalquelle 6 mit Hilfe eines Frequenzteilers 28 und eines Abschwächers
29 entnommen, welches Pilotsignal mit dem Basisbandsignal am Ausgang des Vormodulationsfilters
i6im Kombinationskreis 30 kombiniert wird. Weiter
wird mit Hilfe eines Abschwächers 31 ein Pilotsignal
von 2100 Hz der Trägerquelle 8 entnommen und mit dem Kanalsignal am Ausgang des Filter-und-Modulationskreises
7 im Kombihationskreis 32 kombiniert. Dieses
Pilotsignal bei der Frequenz von 2100 Hz kann auch dadurch erhalten werden, dass ein Gleichspannungssignal
geeigneten Wertes dem Kombinationskreis 30 zugeführt
wird. Eine andere bekannte Möglichkeit zur Gewährleistung davon, dass immer genügend Energie vorhanden
ist innerhalb der Frequenzbänder, aus denen der Bezugsträger und das Bezugstaktsignal rückgewonnen
werden, besteht in der Anwendung einer für manche Datenübertragungsarten vom CCITT empfohlenen "Datascrambling"
(Datenverschlüsselung) in der Datensig-
des"Ewpfängersvr4:,muss!donni, die entsprechende^ ;,...,; ,.cult
"Data-descrambling (Datenentschlüsselung) angewandt 60981 3/0808
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werden.
Durch Anwendung der erfindungsgemässen Massnahmen
ist auf diese Weise ein Restseitenbandübertragungssystem erhalten worden, in dem auf besonders einfache
Weise der Bezugsträger und das Bezugstaktsignal mit der richtigen Frequenz und der richtigen Phase aus
dem übertragenen Restsextenbandkanalsignal selbst zurückgewonnen werden können und wobei die Nachteile
der bekannte verwickeiteren Verfahren zur Rückgewinnung des Bezugs trägers und der Bezugstaktsignale vermieden
werden, während weiter die Marge für Verschlechterungen des Übertragungskanals wie störende Frequenzschwankungen
vergrössert wird.
Die im Semder 2 nach Fig. 1 verwendeten Vor- und Nachmodulationsfilter 16 und 18 können in analogen
Techniken verwirklicht werden, aber insbesondere die Bevorzugung einer linearen Phasenkennlinie macht den
Entwurf und Verwirklichung äusserst verwickelt. Aus diesem Grunde ist es viel interessanter, das Vormodulationsfilter
18 als binäres Transversalfilter auszubilden, wie dies in der U.S. Patentschrift
3.500.215 beschrieben worden ist und das Nachmodulationsfilter
18 als Analog-Kodefiltei auszubilden,
wie dies in der U.S. Patentschrift 3.521.170 beschrieben worden ist, da denn die gewünschte Amplitudenkennlinie
und die lineare Phasenkennlinie auf sehr
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• - 22 -
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einfache Weise und mit einer grossen gegenseitigen Freiheit verwirklicht werden können und diese beiden
Typen von Filtern sich ausserdem durchaus eignen für eine monolitische Integration. Nähere Einzelheiten in
bezug auf den Entwurf und die Ausbildung der beiden Typen von Filtern lassen sich ausser in den obengenannten
Patentschriften auch finden in: P.Leuthold,
"Filternetzwerke mit digitalen Schieberegistern", Philips Research Reports Supplement No. 5» 19^7 und
H.B. Voelcker, "Generation of digital signaling waveforms", I.E.E.E. Trans, on Communication Technology,
Heft COM-16, Seiten 81-93, Februar I968.
Im Übertragungssystem nach Fig. 1 wird das Restseitenbandkanalsignal entsprechend einem Modulationsverfahren
erzeugt, das in den Einseitenbandtechniken als Filtermethode bekannt ist. Die aus diesen
Techniken unter dem Namen,Phasenmethode und Weaver-Methode
bekannten Modulationsmethoden können jedoch ebenfalls zum Erzeugen des gewünschten Restseitenbandkanalsignal
s angewandt werden.
Für die Phasenmethode wird dies an Hand'der
Fig. 5 näher erläutert. Das Frequenzdiagramm «a nach
Fig. 5 zeigt wieder das Spektrum C(f) des Restseitenbandkanalsignal
s (vergleiche FrequenzddLagramm a in Fig. 2). Dieses Spektrum C(f) kann als die Summe eines
Teils C (f) mit ebe'ner Symmetrie bezüglich der
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Trägerfrequenz von 2100 Hz wie dies im Frequenzdiagramm Jb dargestellt ist, und eines Teils C (f) mit
einer ungeraden Symmetrie bezüglich dieser Trägerfrequenz von 2100 Hz, wie dies im Frequenzdiagramm
£ dargestellt ist, betrachtet werden. Dieses Spektren
C (f) und C (f) können nach der Phasenmethode erhaleN
ο
ten werden. Dabei vertritt C (f) das Spektrum am Ausgang
des Produktmodulators, der durch einen Träger von 2100 Hz gespeist wird und ein Basisbandsignal
mit einem Spektrum B (f) = C (f+2100), während C (f) das Spektrum am Ausgang eines Produktmodulators
vertritt, der durch einen um 90° phasenverschobenen Träger von 2100 Hz und ein ebenfalls um 90°
phasenverschobenen Basisbandsignal mit einem Spektruip
B (f) = -C (f+2100) gespeist wird.
Fig. 6 zeigt eine einfache Abwandlung des Senders 2 in Fig. 1, wobei das Restseitenbandkanalsignal
nach der obenstehend beschriebenen Phasenmethode erzeugt wird und weiter die bereits erwähnten
binären Transversalfilter als Vormodulationsfilter zum Erhalten der gewünschten Basisbandsignale
verwendet werden.
Im FiIter-und-Modulationskreis 7 nach Fig.
6 wird das synchrone binäre Datensignal der Datenquelle 1 einem Schieberegister 33 zugeführt, dessen
Inhalt mit einer Schiebefrequenz entsprechend einem
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- Zk ■■
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ganzen Vielfachen der Taktfrequenz von 2^00 Hz weitergeschoben
wird, welche Schiebefrequenz mit Hilfe eines Frequenzvervxelfachers ^k, der an die Taktsignalquelle
6 angeschlossen ist, erhalten wird. Die Elemente dieses Schieberegisters 33 sind über einen ersten Satz 35 von
Wägungsnetzwerken an einen ersten Summierkreis 36 angeschlossen
und über einen zweiten Satz 37 von Wägungsnetzwerken an einen zweiten Summierkreis 38. Auf die
in den obengenannten Veröffentlichungen eingehend beschriebene Weise werden die Wägungsfaktoren der Wägungsnetzwerke
im ersten Satz 35 derart bemessen, dass am Ausgang des ersten Summierkreises 36 ein Basisbandsignal
mit einem Spektrum B (f) entsteht. Auf gleiche Weise werden die Wägungsfaktoren der Wägungsnetzwerke
im zweiten Satz 37 derart bemessen, dass am Ausgang des zweiten Sumimierkreises 38 ein um 90° phasenverschobenes
Basisbandsignal mit einem Spektrum B (f)
entsteht. Durch Verwendung der Symmetrie-Eigenschaften von B (f) und B (f) bezüglich der Frequenz f=0
brauchen keine zusätzlichen Massnahmen getroffen zu werden um die gewünschte 90° Phasenverschxebung zu
erhalten. An die Ausgänge der Summierkreise 36, 38
sind einfache RC-Tiefpassfilter 39, ko erster Ordnung
angeschlossen und zwar zur Unterdrückung der Durchlassbänder höherer Ordnung, die bekanntlich
bei der Schiebe frequenz· des Schieberegisters 33 und
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Vielfachen derselben entstehen.
In den als Produktmodulator ausgebildeten Amplitudenmodulatoren klt kZ werden die auf diese
Weise erhaltenen Basisbandsignale untereinander um 90° phasenverschobenen Trägern von 2100 Hz aufmoduliert,
die unmittelbar bzw. über einen 90°-Phasenschieber 43 der Trägerquelle 8 entnommen werden. Am
Ausgang des Modulators 41 entsteht dann ein Signal mit einem Spektrum Ce(f) und am Ausgang des Modulators
42 ein Signal mit einem Spektrum C (f) und dadurch, dass diese Ausgangssignale in einem Summierkreis
44 summiert werden, wird dann das gewünschte Restseitenbandkanalsignal mit einem Spektrum C(f)
erhalten.
In den Sendern nach Fig. 1 und Fig. 6 wird das Spektrum .des eynchronen Datensignals zunächst
mit Hilfe eines Vormodulationsfilters begrenzt und danach einem analogen Produktmodulator zugeführt.
Der binäre Charakter des Datensignals kann jedoch dazu benutzt werden, die Reihenfolge des Vormodulationsfilterns
und Modulierens umzukehren und den analogen Modulator durch einen einfachen Logikkreis
zu ersetzen, dem das binäre Datensignal und ein als binäres Signal zu betrachtender Rechteckträger zugeführt
werden. Dadurch ist im Sender nur ein Nachmodulationsfilter
notwendig. Ein Sender mit einem der-
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artigen Aufbau ist aus der U.S. Patentschrift 3·611.Ί43
und aus P.J. van Gerwen und P. van der Wurf, "Data modems with integrated digital filters and modulators",
I.E.E.E* Trans, on Communication Technology, Heft
COM-18, Nr.3, Seiten 214-222, Juni 1970 bekannt. In diesen beiden Veröffentlichungen ist jedoch zugleich
dargelegt, dass die obengenannte Umkehrung nur sinnvoll ist, wenn die Trägerfrequenz edn ganzes Vielfaches
der halben Taktfrequenz beträgt. Nur in diesem Fall kann nämlich die Verzerrung, die durch untere Seitenbänder
der Trägerharmonischen und durch Faltung der unteren Seitenbänder des Trägers sowie der Trägerharmonischen bei der Frequenz Null verursacht wird,
als lineare Verzerrung betrachtet werden, die durch ein lineares Netzwerk korrigiert werden kann. Das
Naclimodulationsf ilter· kann nun derart ausgelegt werden, dass darin zugleich die lineare Korrektur bewirkt
wird. In diesem Fall kann das Nachmodulationsfilter ausserdem als einfaches binäres Transversalfilter
ausgebildet werden, wodurch der .Sender als Ganzes sich durchaus zur monolithischen Integration eig*-
net.
Obsohon im vorliegenden Fall die Trägerfrequenz von 2100 Hz kein ganzes Vielfaches der halben
Taktfrequenz (1200 Hz) ist, kann die obenstehend beschriebene Modulationstechnik dennoch zum Erhalten
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eines einfachen Senderaufbaus ausgenutzt werden, wie dies an Hand der in Fig. 7 dargestellten Abwandlung
der Sender in Fig. 1 und Fig. 6 näher erläutert wird.
Im Filter-und-Modulationskreis 7 nach Fig.
7 werden das synchrone binäre Datensignal der Datenquelle 1 sowie ein Rechteckträger mit einer Frequenz
von 4800 Hz einem Logikkreis 45 in Form eines Exklusiv-
ODER-Tor es zugeführt. Dieser Träger mit der doppelten Taktfrequenz von 2400 Hz wird der Taktsignalquelle
6 entnommen und zwar mit Hilfe eines Frequenzvervielfachers
46. Das Exklusiv-ODER-Tor 45 bildet die
Modulo-2-Summe des Datensignals und des Trägers, welche
Bearbeitung einer Amplitudenmodulation mit Trägerunterdrückung entspricht. Das binäre Ausgangssignal des
Exklusiv-ODER-Tores 45 wird einem Schieberegister 47
zugeführt, dessen Inhalt mit einer Schiebefrequenz weitergeschoben wird, die ein ganzes Vielfaches der
Trägerfrequenz von 4800 Hz ist und die ebenfalls der Taktsignalquelle 6 mit Hilfe eines Frequenzvervielfachers
48 entnommen wird. Die Elemente dieses Schieberegisters 47 sind über einen Satz 49 von Wägungsnetzwerken
an einen Summierkreis 50 angeschlossen. Auf die in den letztgenannten Veröffentlichungen eingehend beschriebene
Weise werden die Wägungsfaktoren des Satzes 49 von Wägungsnetzwerken derart gewählt, dass das untere
Seitenband des Trägers von 4800 Hz zum grossten
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Teil unterdrückt und zugleich die lineare Modulationsverzerrung
korrigiert wird. Insbesondere werden diese Wägungsfaktoren derart bemessen, dass am Ausgang des
Summierkreises 50 ein Restseitenbandsignal entsteht
mit einem Spektruf D(f ) , wie dies im Frequenzdiagramm
a nach Fig. 8 dargestellt ist. Dieses Spektrum D(f) entspricht der Beziehung D(f) = C(69OO~f), wobei
C(f) das Spektrum des gewünschten Restseitenbandkan&lsignals
ist (vergleiche das Frequenzdiagramm a in Fig. 2) Auch hier ist an den Eingang des Summierkreises 50 ein
einfaches RC-Tiefpassfilter 51 erster Ordnuhg angeschlossen,
damit Durchlassbänder höherer Ordnung bei der Schiebefrequenz und Vielfachen derselben unterdrückt
werden.
Das Restseitenbandsignal mit einem Spektrum
D(f) wird in einem analogen Produktmodulator 52 einem
Träger von 69OO Hz aufmoduliert, der einer Trägerquelle
53 entnommen wird. Das Ausgangssignal des Modulators
52 hat dann ein Spektrum N(f), wie dies im Frequenzdiagramm b nach Fig. 8 dargestellt ist. Wie äiibh aus
Fig. 8 hervorgeht, entspricht das untere Seitenband genau dem gewünschten Restseitenbandkanalsignal mit einem
Spektrum C(f) und das obere Seitenband ist soweit vom unteren Seitenband entfernt, dass das obere Seitenband
mittele eines Tiefpassfilters 5^ mit einer Amplitudenkennlihie
A(f) beispielsweise der im Frequenzdiagramm
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b durch eine gestrichelte Linie dargestellten Form eliminiert werden kann.
Im allgemeinen wird also bei Trägerfrequenzen des Restseitenbandkanalsignals ungleich einem ganzen
Vielfachen der halben Taktfrequenz für den ersten Modulationsschritt ein© Trägerfrequenz gewählt, die
einem ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz entspricht, während weiter dieses Vielfache und die Trägerfrequenz
für den zweiten Modulationsschritt derart gewählt werden, dass von dem dann entstandenen Signal
das eine Seitenband gerade dem Restsextenbandkanalsignal
mit der gewünschten Trägerfrequenz entspricht und das andere Seitenband weit genug entfernt ist um mit-r
tols. eines einfachen Filters eliminiert werden zu können .
Der· Filter-und Modulationskreis 7 im Sender
kann auch völlig in digitaler Technik ausgebildet werden. Dazu wird im Sender jedes Element des synchronen
binären DatBnsignals der Datenquelle 1 einmal abgetastet um zu erkennen, ob dieses Element einen binären Wert "1" oder einen binären Wert "0" vertritt.
Diese Datensignalabtastwerte bilden das digitale Eingangssignal eines digitalen Filter-und-Modulationskreises
7 und werden darin in Form von Kodeworten, die Zahlen darstellen, behandelt. Die
Kodeworte am Ausgang des digitalen Kreises 7 werden
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in einem Digital-Analog-Wandler in die entsprechende'
Amplitudenwerte eines Stromes oder einer Spannung umgewandelt und durch ein Tiefpassfilter wird dem auf
diese Weise erhaltenen quantifizierten Signal das gewünschte Restsextenbandkanalsxgnal entnommen.
In einem derartigen digitalen Datensender kann bei den Bearbeitungen in grossen Zügen der in
Fig. 7 verwendete Modulatxonsplan benutzt werden. Es ist dabei jedoch nicht notwendig, die Bearbeitung,
die dem ersten Modulationsschritt entspricht, tatsächlich zum Erhalten der Kodeworte durchzuführen,
die die Abtastwerte des Restsextenbandsignals bei der ersten Trägerfrequenz von 4800 Hz darstellen.
Wie bereits erwähnt, tritt ja im Spektrum des Datensignals
mit einer Taktfrequenz von 24OO Hz eine Komponente
mit einer Frequenz f' nicht isoliert auf, sondern immer zusammen mit Komponenten mit einer
Frequenz 2400-f1, 2400+f«, 4800-f, 4800+f usw.,
wobei die Amplituden und.Phasen dieser gleiohzeitig auftretenden Komponenten von der Impulsform des Datensignalelementes
abhängig sind. Im digitalen Datensender ist die Impulsform des digitalen Eingangs signals
(die Datensignalabtastwerte), die eines Dirac-Impulses,
dessen Spektrum bekanntlich über den ganzen Frequenzbereich flach ist. Dadurch haben im Spektrum des digitalen
Eingangssignals die gleichzeitig auftretenden
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Komponenten mit Frequenzen f», 2^00-f1, 2400+f1,
4800-f», 4800+f1 usw. alle dieselbe Amplitude und
Phase. Dadurch kann das Restseitenbandsignal bei der Frequenz von ^800 Hz mit Hilfe eines Bandfilters unmittelbar
dem digitalen Eingangssignal entnommen werden.
In äer"niederländischen
Patentanmeldung Nr. 74 12 0^5 der Anmelderin
ist beschrieben, wie ein derartiger digitaler Datensender mit minimalen technischen Mitteln verwirklichbar
ist.
In der bisher gegebenen Erläuterung ist die Datengeschwindigkeit (2^fOO Bit/s) gleich der Übertragungsgeschwindigkeit
(2h00 Baud). Das Restseltenbandiibertragungssystem
nach der Erfindung beschränkt sich selbstverständlich nicht darauf. So können beispielsweise
darin ebenfalls Datensignale mit einer Datengeschwindigkeit von ^800 Bit/s mit einer Übertragungsgeschwindigkeit
von 2^00 Baud übetragen werden. Im
Vorliegenden System können dazu die Elemente des Datensignals zu Zweiergruppen aufgeteilt werden. In
Fig. 1 kann auf diese Gruppen eine derartige Vierpegelkodierung angewandt werden, dass die Datensignalelemente
wieder im Takte der Taktfrequenz von ZhOO Hz auftreten, aber statt zwei Pegel nun vier
Pegel (beispielsweise +3j +1» -1» -3) aufweisen.
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Der Regenerator im Empfänger wird dann an diese Vierpegelkodierüng
angepasst* Dasselbe Resultat kann in Fig. 6 und in Fig, 7 erhalten Airerden wenn diese Gruppe
mit"Hilfe eines Reihen-Parallel-Wandlers zu Gruppen zweier gleichzeitig auftretender Elemente umgewandelt
werden. Auf diese Weise werden zwei parallele Datensignale mit einer Taktfrequenz von 2^00 Hz erhalten,
die je einzeln auf die in diesen Figuren angegebene Weise behandelt werden können und danach mit unterschiedlichen
Wägungsfaktoren (im Verhältnis 2 : 1) zum Schlussendlichen Restseitenbandkanalsignal kombiniert
werden können. Zum Schluss kann beim digitalen Datensender auf diese Gruppen die der Vierpegelkodierung
entsprechende Dibit—Kodierung angewandt werden.
Weiter ist in der bisher gegebenen Erläuterung vorausgesetzt, das bereits am Ausgang des Senders die
Anforderungen des ersten Nyquist-Kriteriums erfüllt werden. Diese Anforderungen können jedoch auch vom
Sender und Empfänger zusammen erfüllt werden und beispielsweise über Sender und Empfänger gleich aufgeteilt
werden. Dazu wird der Sender 2 in Fig. 1 beispielsweise derart eingerichtet,, dass das Restseitenbandkanalsignal
an seinem Ausgang nun ein Spektrum C'(f) aufweist, wie dies im Frequenzdiagramm nach
Fig. 9 dargestellt ist. Dieses Spektrum entspricht der Beziehung C'(f) = \/c(f), wobei C(f) das im
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PIiN 7730
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Frequenz diagramm a_ nach. Fig. 2 dargestellte Spektrum
ist. Padurch, dass beispielsweise dem Selektionsfilter
9 im Empfänger k nach Figo 1 eine Amplitudenkennlinie
H_(f) = C'(f) erteilt wird, wird erreicht, dass das Restseitenbandkanalsignal am Eingang des Demodulators
11 wieder ein Soektrum C(f) aufweist. Obschon eine derartige gleiche Verteilung über Sender und Empfänger
Vorteile hinsichtlich der Rauschunterdrückung bietet, wird die obenstehend beschriebene Anfassung, in der
der Empfänger nicht einbezogen wird, in der Praxis dennoch bevorzugt, weil der Entwurf und die Ausbildung
eines Selektionsfilters mit der erforderlichen Amplitudenkennlinie H„(f) und ausserdem einer linearen
Phasenkennlinie besonders verwickelt wird.
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Claims (3)
- -3k-PHN 7730PATENTANS PRUCHE:(i J Restseitenbandübertragungssystem zur Übertragung synchroner Datensignale von einem Sender zu einem Empfänger über einen Ubertragungskanal beschränkter Bandbreite, welcher Sender mit einer Datensignalquelle, einer Taktsignalquelle zur Synchronisation der Datensignalquelle, einer Trägerquelle und einem FiIterund-Modulationskreis versehen ist, der an die Datensignalquelle und die Trägerquelle zur Erzeugung eines restseitenbandamplitudenmodulierten Kanalsignals angeschlossen ist und welcher Empfänger mit einem Selektionsfilter für das übertragene Kanalsignal, einem Kreis zur Rückgewinnung eines Bezugsträgers, einem Demodulator, der an den Bezugsträgerkreis zur kohärenten Demodulation des übertragenen Kanalsignals angeschlossen, ist, einem Kreis zur Rückgewinnung eines Bezugstaktsignals und einem Regenerator versehen ist, der an den Bezugstaktsignalkreis zur Regeneration der synchronen Datensignale angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter-und-Modulationskreis im Sender zum Erzeugen eines Restsei tenbandkanal signals eingerichtet ist, das an der Stelle der Trägerfrequenz sowie an der Stelle einer Frequenz, die im vollständigen Seitenband um einen Abstand entsprechend der halben Frequenz des Taktsignals von dieser Trägerfrequenz entfernt ist, ein609813/0808PHN 7730 27.8.75doppelseitenbandmodulxertes Signal ist innerhalb eines Fi equenzband.es, dessen Breite um eine Grössenordnung kleiner ist als die Frequenz des Taktsignals.
- 2. Sender zur Verwendung in einem Restseitenbandübertragungs sys tem nach Anspruch 1, welcher Sender mit einer Datensignalquelle, einer Taktsignalquelle zur Synchronisation der Datensignalquelle, einer Trägerquelle und einem Filter-und-rModulationskreis versehen ist, der an die Datensignalquelle und die Trägerquelle zum Erzeugen eines restseitenbandamplitudenmodulierten Kanalsignals angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter-und-Modulationskreis zum Erzeugen eines Restseitenbandkanalsignals eingerichtet ist, das an der Stelle der Trägerfrequenz sowie an der Stelle einer Frequenz, die im vollständigen Seitenband um einen Abstand entsprechend der halben Frequenz des Taktsignals von dieser Trägerfrequenz entfernt ist, ein doppelseitenbandmodulxertes Signal ist innerhalb eines· Frequenzbandes, dessen Breite um eine Grössenordnung kleiner ist als .die Frequenz des Taktsignals.
- 3. Sender nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter-und-Modulationskreis mit einem ersten Modulator in Form eines Logikkreises versehen ist, der an die Datensignalquelle angeschlossen ist und mit einem von der Taktsignalquelle synchro-609813/0808PHN 7730 27.8.75nisierten Generator eines Rechteckträgers mit einer Frequenz entsprechend einem ganzen Vielfachen der halben Frequenz des Taktsignals zum direkten Aufmodulieren des Datensignals auf dem Rechteckträger, mit einem ersten Nachmodulationsfilter in Form eines binären Transversalfilters, mit dessen Hilfe dem ersten Modulator ein Restseitenbandsignal entnommen wird, das was die Spektrumform anbelangt, dem /Restseitenbandkanalsignal entspricht, weiter mit einem zweiten Modulator, der an das erste Nachmodulations-· filter und an die Trägerquelle zum Erzeugen eines modulierten Signals mit zwei Seitenbändern angeschlossen äst sowie mit einem zweiten Nachmodulationsfilter zur Selektion eines dieser zwei Seitenbänder, wobei das genannte Vielfache der halben Taktfrequenz und die Trägerfrequenz der Trägerquelle derart gewählt sind, dass das vom zweiten Nachmodulationsfilter selektierte Seitenband dem Restseitenbandkanalsignal entspricht.609813/0808
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
NL7412226A NL7412226A (nl) | 1974-09-16 | 1974-09-16 | Restzijbandtransmissiesysteem voor synchrone datasignalen. |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2541187A1 true DE2541187A1 (de) | 1976-03-25 |
DE2541187B2 DE2541187B2 (de) | 1980-05-08 |
DE2541187C3 DE2541187C3 (de) | 1981-01-08 |
Family
ID=19822105
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2541187A Expired DE2541187C3 (de) | 1974-09-16 | 1975-09-16 | Restseitenbandttbertragungssystem für synchrone Datensignale |
Country Status (13)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5535027B2 (de) |
AU (1) | AU500993B2 (de) |
BE (1) | BE833468A (de) |
BR (1) | BR7505928A (de) |
CA (1) | CA1069588A (de) |
CH (1) | CH593588A5 (de) |
DE (1) | DE2541187C3 (de) |
DK (1) | DK409075A (de) |
FR (1) | FR2285031A1 (de) |
GB (1) | GB1506517A (de) |
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NL (1) | NL7412226A (de) |
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- 1975-09-11 CA CA235,392A patent/CA1069588A/en not_active Expired
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- 1975-09-12 DK DK409075A patent/DK409075A/da unknown
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- 1975-09-15 BR BR7505928*A patent/BR7505928A/pt unknown
- 1975-09-16 DE DE2541187A patent/DE2541187C3/de not_active Expired
- 1975-09-16 BE BE160085A patent/BE833468A/xx unknown
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AU8488075A (en) | 1977-03-24 |
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FR2285031B1 (de) | 1983-04-08 |
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FR2285031A1 (fr) | 1976-04-09 |
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