CN101083504B

CN101083504B - 解调装置及其解调方法

Info

Publication number: CN101083504B
Application number: CN2007101391905A
Authority: CN
Inventors: 潘如愿; 王庭武; 徐奇军; 俞洋
Original assignee: Oki Techno Center Singapore Pte Ltd
Current assignee: Webb Networks Pte Ltd
Priority date: 2007-07-23
Filing date: 2007-07-23
Publication date: 2011-09-07
Anticipated expiration: 2027-07-23
Also published as: CN101083504A

Abstract

本发明涉及一种通信系统中的解调装置和解调方法。该装置包括第一转换模块将接收到的信号转换为包括不同极性分量的第一数字信号；时间同步模块对该第一数字信号进行时间校正；第二转换模块接收时间同步模块校正后的第一数字信号且转换为瞬时相位数字信号或者瞬时相位数字信号和瞬时功率数字信号；频率/相位校正模块对瞬时相位数字信号进行频率/相位校正；及解调映射模块对频率/相位校正后的信号进行解调映射。本发明通过转换I、Q信号为瞬时相位数字信号或瞬时相位数字信号和瞬时功率数字信号，使得信号解调得以简化。解调方法仅需要加法、减法运算完成相位和频率的估计和补偿，使信号解调中的运算大为简化，提高了信号解调的成功率及可靠性。

Description

解调装置及其解调方法

技术领域

本发明涉及一种通信系统，尤其涉及突发通信系统中解调接收时隙的装置和方法。

背景技术

如图1所示，在一种典型的突发通信系统中，如日本无线电工商协会(ARIB)在2003年发布的手持电话系统(PHS)标准RCR STD-28 Version 4.0标准提出的通信系统，其时隙的基本结构通常由前导(Preamble)、独特字(Unique Word)及消息字符(Message Symbol)组成。这种消息字符通常可以适用多种调制方法，如差分双相移相键控(Differential Binary Phase Shift Keying，简称“DBPSK”)、差分四相相移键控(Differential Quadrature Phase Shift Keying，简称“DQPSK”)、差分八相相移键控(Differential 8 Phase Shift Keying，简称“D8PSK”)、16正交幅度调制(Quadrature amplitude modulation，简称“QAM”)、32QAM、64QAM等。

传统的用于多相位调制(Multiple Phase Shift Keying，简称“MPSK”)、差分多相位调制(Differential Multiple Phase Shift Keying，简称“DMPSK”)及QAM信号调制的解调器，通常包括一模拟数字转换器(ADC)。该ADC通常用于将接收到的模拟信号，如基带信号(baseband signal)或中频信号(intermediatefrequency signal)转换为数字形式以进行后续处理。在数字处理过程中，通常需要用到一匹配滤波器进行滤波，如RRC滤波器，并之后进行时间同步。对MPSK信号，通常会使用到一个压控振荡器(voltage-controlled oscillator)或数控振荡器(Numerically Controlled Oscillator)来跟踪载波的相位和频率。对于DPSK信号，通常会使用到一个由四个乘法器组成的差分检波器来获取了两个连续符号之间的相位差。

然而这种传统的解调器的一个缺点在于接收到的I、Q信号通常需要大量的如乘法、除法之类的计算操作。同时，由这种方法得到的残余频率偏差和相位偏差比较大，高阶调制如64QAM可能非常难以解调成功，因为这种解调通常对频偏误差和相位误差非常敏感。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于提供简化且方便解调的解调装置和解调方法。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种通信系统中的解调装置。该解调装置包括：第一转换模块，其将接收到的信号转换为包括不同极性分量的第一数字信号；与第一转换模块电性耦接的时间同步模块，其对该第一数字信号进行时间校正；第二转换模块，其将接收时间同步模块校正后的第一数字信号转换为瞬时相位数字信号和瞬时功率数字信号或者仅转换为瞬时相位数字信号；频率/相位校正模块，其对该瞬时相位数字信号进行频率/相位校正；以及解调映射模块，其对频率/相位校正后的瞬时相位数字信号或瞬时相位数字信号和瞬时功率数字信号进行解调映射。

为解决上述技术问题，本发明还提供了一种通信系统中的解调方法。该解调方法包括如下步骤：将接收到的信号转化为包括不同极性分量的第一数字信号；对该第一数字信号进行时间校正；将该第一数字信号仅转换为瞬时相位数字信号或者转换为瞬时相位数字信号和瞬时功率信号；对该瞬时相位数字信号进行频率/相位校正；以及解调映射频率/相位校正后的瞬时相位数字信号或解调映射频率/相位校正后的瞬时相位数字信号和瞬时功率信号。

本发明通过转换I、Q信号为瞬时相位数字信号或瞬时相位数字信号和瞬时功率数字信号，使得信号解调得以简化。解调方法仅需要加法、减法运算以完成频率和相位偏移的估计和校正，使信号解调中的运算大为简化，提高了信号解调的成功率及可靠性。

附图说明

图1所示为突发通信系统中时隙的基本结构。

图2所示为本发明实施例中解调装置的结构框图。

图3所示为本发明实施例中校正装置的计算原理图示。

图4所示为本发明实施例中校正装置的一种结构图示。

图5所示为本发明实施例中瞬时相位检测装置进行相位检测的计算流程图。

图6所示为本发明实施例中实现相位检测的反正切运算的计算流程图。

图7所示为本发明实施例中实现相位检测的查询表。

图8所示为本发明实施例中硬判决的16星座图。

图9所示为本发明实施例中硬判决的32星座图。

图10所示为本发明实施例中硬判决的64星座图。

具体实施方式

图2为本发明实施例中解调装置的结构框图。该解调装置包括由ADC、下变频器及RRC滤波器组成的转换模块。该转换模块将接收到的信号转换为包括彼此正交、极性不同的I(In-phase component，同相分量)和Q(Quadraturecomponent，正交分量)分量的数字信号。由信号时间估计装置及校正装置组成的时间同步模块与转换模块电性连接，对该数字信号进行时间校正。瞬时相位和瞬时功率转换器接收时间校正后的数字信号，将数字信号中极性不同的I、Q分量转换为瞬时相位数字信号或者瞬时相位数字信号和瞬时功率数字信号。其中，相位调制方式如DBPSK，DQPSK和D8PSK，瞬时相位和瞬时功率转换器仅转换为瞬时相位数字信号，不需要瞬时功率数字信号；对于相位调制方式如QAM，瞬时相位和瞬时功率转换器转换为瞬时相位数字信号和瞬时功率数字信号。解调装置的频率/相位校正模块对该转换后的信号进行频率/相位校正。解调映射模块对频率/相位校正后的瞬时相位数字信号或频率/相位校正后的瞬时相位数字信号和瞬时功率信号进行解调映射。

如图2所示，下变频器将中频接收信号r转变为I(In-phase component，同相分量)、Q(Quadrature component，正交分量)信号。如公式(1)所示：

I(n)＝2r(n)cos{2π(f_IF/f_S)n}

Q(n)＝-2r(n)sin{2π(f_IF/f_S)n} 公式(1)

其中n表示符号指示序列，f_IF为中频信号频率，f_S为采样率。

下变频处理之后，匹配滤波器，如平方根升余弦(RRC)滤波器对该I、Q信号进行脉冲整形。该滤波器通常使用有限冲激响应滤波器(FIR)进行滤波。

时间同步模块包括信号时间估计装置及校正装置。信号时间估计装置使用基于离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，简称“DFT”)的估计方法来计算时间偏移Δt。该时间偏移用于对I、Q信号进行时间校正。

校正装置使用时间偏移Δt计算在估计时间点的信号值，并对准主时钟在估计时间点输出数据。该校正装置同时也将信号从采样率转换到符号速率。在实际中，实现校正的方法可能有很多。

典型的方法，如拉格朗日(Lagrange)插值法。如图3所示，该插值函数取了4个取样点。y0、y1、y2及y3作为4个被选择的FIR输出取样。x0、x1、x2及x3分别与y0、y1、y2及y3时间相关，也就是说，分别为y0、y1、y2及y3的采样时间。x为预期的时间，y为校正装置的输出。

y (u) = \frac{u (u - 1) (u - 2)}{(- 1) (- 2) (- 3)} y_{0} + \frac{(u + 1) (u - 1) (u - 2)}{(- 1) (- 2)} y_{1} + \frac{(u + 1) u (u - 2)}{2 (- 1)} y_{2} + \frac{(u + 1) u (u - 1)}{2 * 3} y_{3}

= \frac{1}{6} [- (u^{3} - 3 u^{2} + 2 u) y_{0} + 3 (u^{3} - 2 u^{2} - u + 2) y_{1} - 3 (u^{3} - u^{2} - 2 u) y_{2} + (u^{3} - u) y_{3}]

用系数可变的FIR内插值装置可以完成这个校正。其结构如图4。

瞬时相位和瞬时功率转换器，可通过I、Q值计算符号瞬时相位，并建立0-2π的相位到0-2^m全范围的映射关系，其中m为整数，如m＝9。通过这样，模数2π的问题就可以自然而然地得到解决，并且后续的操作也可以通过加法操作来处理。表1即给出一个用9比特表示相位的例子。

表1

0°(360°)	9’b000000000	PD0(PD360)
			22.5°	9’b000100000	PD22_5
45°	9’b001000000	PD45
			90°	9’b010000000	PD90
135°	9’b011000000	PD135
			180°	9’b100000000	PD180
225°	9’b101000000	PD225
			270°	9’b110000000	PD270

315°

9’b111000000

PD315

图5所示为瞬时相位和瞬时功率转换器的操作流程图。以符号速率对同相分量I和正交分量Q进行检测。当I分量为0，如果Q分量大于或等于0时，则相位为90°；如果Q分量小于0，则相位为270°。如果I分量不为0，根据同相分量I和正交分量Q的模分三种情形处理，以便有效利用相位查询表。如果I分量的模等于Q分量的模，这时设x等于45°。如果I分量的模大于Q分量的模，这时设x等于Q分量与I分量模的比值|Q|/|I|的反正切函数ATAN(|I|，|Q|)。如果I分量的模小于或等于Q分量的模，这时设x等于90°减Q分量与I分量模的比值|Q|/|I|的反正切函数ATAN(|I|，|Q|)，即{90°-ATAN(|I|，|Q|)}。

根据同相分量I和正交分量Q的符号和得到的中间量x得到瞬时相位的数字信号。

如果I、Q分量都大于或等于0，相位角度就是x。如果I分量大于或等于0，且Q分量小于0，则相位角度等于{-x}。如果I分量小于0、Q分量大于或等于0，则相位角度为{180-x}。如果以上条件都不满足，则相位为{180+x}。

反正切函数(inverse tangent，ATAN)可由一个6比特输出的除法器及一查询表(如图7所示)实现。如图6所示，该6比特除法器可通过6个连续的加法器实现。在每一个减法框中，同相分量I和正交分量Q分别由x、y表示。在该除法运算中，y/x是通过对y加上为0的最低有效位(least significant bit，LSB)并减去x的LSB来实现。比如，当x＝9，y＝6：y/x的第一个最高有效位(mostsignificant bit，MSB)为0，因为6＜9。第二个MSB为1，因为6≥4。第三个MSB为1，因为2≥2。这时，因为y＝x，因此剩下的位数为0。最终y/x的二进制结果为011000，其中11000为小数部分。这个减法通过加2的余数实现。

该查找表通过在输出增加部分的输入来简化实现。6比特除法器用于计算[0，π/8]的数值范围。通过I、Q的符号与其绝对值的对照关系，所查询相位可拓展到整个[0，2π]。图7所示的查找表就是一个6比特输入6比特输出的查找表。该6比特输出正是作为查询表的输入。

解调装置的频率/相位校正模块包括频率偏移估计子模块、相位偏移估计子模块以及校正子模块。

频率偏移估计子模块用于估计残余的频率偏移。这个操作会使用到独特字部分的相位调制信号如DQPSK和DBPSK。频率偏移估计子模块首先对相位调制信号进行差分检测及频率校正。该结果与硬判决进行比较(如DQPSK与4星座图中的一个进行比较)以获取频率偏移。以DQPSK为例，其操作如下。

如公式(2)、(3)，频率偏移估计子模块在瞬时相位检测输出p后，对每一个DQPSK符号进行差分检测，并通过减去当前的平均频率偏移f_ave进行频率校正。

r_dd(n)＝p(n)-p(n-1) 公式(2)

r_ddf(n)＝r_dd(n)-f_ave 公式(3)

为了将r_ddf(n)限制在90°内，频率偏移估计子模块设置了定义90°为边界的最低有效位。

r_90(n)＝(r_ddf(n)+PD45)&(PD90-1) 公式(4)

将频率范围[0，PD90)转换成[-PD45，PD45)

若r_90(n)＞PD45，则r_45(n)＝r_90(n)-PD90

否则r_45(n)＝r_90(n) 公式(5)

将r_45(n)相加并求平均值即得频率偏移估计

Δf＝(r_45(0)+r_45(1)+r_45(2)+...)/N 公式(6)

Δf为时隙的瞬时频率偏移值。使用平均频率偏移估计可以得到更好的频率校正效果，平均频率偏移可通过将瞬时频率偏移估计微调加上一平均相位偏移得到。平均频率偏移可通过公式(7)计算得出

f_ave＝f_ave_prev×(1-η)+(Δf+Δp/L)×η 公式(7)

其中，η为忽略因子，其远小于1。

Δp/L为时隙的平均相位偏移，其中L为Δp所覆盖的符号的总数。

相位偏移估计通常需要用来对相干检测及在频率偏移校正完成后的残余相位偏移进行跟踪。相位偏移估计子模块包括初始相位偏移估计和连续相位偏移估计。初始相位偏移估计是用于生成第一个相位偏移估计，连续相位偏移估计被用来跟踪相位偏移。

初始相位偏移估计作用于独特字的相位调制如DPSK符号，其通过使用已知的独特字符号将相位检测器的输出旋转至DQPSK星座图的8个星座点上来实现。

计算每个符号k＝0到N的瞬时相位偏移的公式为

p_o(k)＝p(k+UWposition)-k×f_ave-UWsymbol(k) 公式(8)

其中，独特字符号的相位可能为{PD0，PD45，PD90，PD135，PD180，PD225，PD270，PD315}中的一个。

为满足相位偏移在0°左右，本方法对瞬时相位偏移进行调整，以使得瞬时相位偏移和第一瞬时相位偏移的差值大于270°。如公式(9)

若p_o(k)-p_o(0)＞PD270，则p_oadj(k)＝p_o(k)-PD360

若p_o(0)-p_o(k)＞PD270，则p_oadj(k)＝p_o(k)+PD360

否则p_oadj(k)＝p_o(k) 公式(9)

初始相位偏移是p_oadj(k)的平均值加上独特字转移的角度，如公式(10)

Δp_init＝(p_oadj(0)+p_oadj(1)+p_oadj(2)+...)/N+UWsymbol(0)+UWsymbol(1)+...+UWsymbol(N) 公式(10)

同时，对于QAM调制信号的解调可以用前导的DMPSK信号计算突发的平均功率的初始功率估计可通过公式(11)计算

power_ave＝∑{I(k+UWposition)×I(k+UWposition)+Q(k+UWposition)×Q(k+UWposition)}/N 公式(11)

频率/相位偏移校正通常与连续相位偏移估计和连续功率估计同时进行。

连续相位偏移估计的主要思路是将时隙划分为多个子块，假设每个子块中各个符号的相位偏移是相同或相似的，这样对每个子块分别进行处理以获取可靠的硬判决，该硬判决用来计算下个子块的瞬时相位偏移。

频率偏移校正首先对相位检测的输出结果进行，如公式(12)

p_corr(m)＝p(m)-m×f_ave-Δp 公式(12)

其中，在第一个子块中，m为0到M-1；在第二个子块中，m为M到2M-1；依次类推(M为子模块中符号的数量)。

Δp设置为第一个子块的Δp_init或前一个子模块估计到的相位偏移。

子块校正后的相位p_corr(m)用来计算下一个子块的硬判决。如p_corr(0-M-1)用来得到符号M至2M-1的相位偏移计算结果。

对于非相位调制如QAM信号，一个有效的获得I、Q硬判决的方法是进行解调映射：如公式(13)所示，将p_corr(m)及其对应的瞬时功率{I(m)I(m)+Q(m)Q(m)}的极性形式转化为I/Q软判决。

I_soft(m)＝power_inst(m)×cos(p_corr(m)/power_ave)

Q_soft(m)＝power_inst(m)×sin(p_corr(m)/power_ave) 公式(13)

之后将I_soft(m)和Q_soft(m)映射至最近的星座点，以获取硬判决I_hard(m)和Q_hard(m)。除了相位计算外，I_hard(m)和Q_hard(m)同样也用于将符号映射至二进制字符。

子块的相位偏移可以用与初始相位偏移的方式获得，如公式(14)

p_o(m)＝p(m)-m×f_ave-p_hard(m) 公式(14)

其中，p_hard(m)从I_hard(m)和Q_hard(m)映射而来。

p_o(m)通常可以调整，以避免瞬时相位偏移过大。其调整方式如公式(15)所示：

若p_o(m)＞PD180，则p_oadj(m)＝p_o(m)-PD360

否则p_oadj(m)＝p_o(m) 公式(15)

把各子块的p_oadj(m)累加起来并求平均值即得相位偏移。当然，不是所有的p_oadj(m)都会用到，因为其中可能有一些瞬时功率过低的符号，可能不会被采用。特别的，对于QAM调制的符号来说，瞬时信号功率可能会不同，因此瞬时信噪比也可能会不同。最优功率估计需要使用最大比例的合并方式，这通常需要大量的算术运算。然而，一种更简化的方法通常仅需要使用硬判决角落的符号的瞬时功率大于或等于QAM平均功率。这些角落的符号如图8、图9、图10所示，在阴影区内的星座点通常不采用来计算相位偏移。

子块的相位偏移为功率高于某一阀值功率的p_oadj(m)的平均值，加上前一子块的相位偏移，如公式(16)

Δp＝Δp_previous+(a(0)×p_oadj(0)+a(1)×p_oadj(1)+a(2)×p_oadj(2)+...)/(a(0)+a(1)+a(2)+...) 公式(16)

其中，当硬判决功率在阴影区域时a(m)＝0，其他情况a(m)＝1。当没有硬判决的功率没有出现在阴影区域外时，Δp设置为等于Δp_previous。

相似的，连续功率估计也使用这个方法来计算

power_ave＝(a(0){I(0)I(0)+Q(0)Q(0)}+a(1){I(1)I(1)+Q(1)Q(1)}+...)/(a(0)+a(1)+...) 公式(17)

当没有硬判决的功率没有出现在阴影区域外时，power_ave设置为等于前一个子块的功率估计。

本发明通过转换I、Q信号为瞬时相位数字信号或瞬时相位数字信号和瞬时功率数字信号，使得信号解调得以简化。新的解调方法通常仅需要加法、减法运算以完成频率偏移和相位偏移的估计和校正，使信号解调中的运算大为简化，提高了信号解调的成功率及可靠性。

可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求书的保护范围。

Claims

1.一种通信系统中的解调装置，其特征在于，该解调装置包括：第一转换模块，其将接收到的信号转换为包括不同极性分量的第一数字信号；与第一转换模块电性耦接的时间同步模块，其对该第一数字信号进行时间校正；第二转换模块，其将接收时间同步模块校正后的第一数字信号转换为瞬时相位数字信号和瞬时功率数字信号或者仅转换为瞬时相位数字信号；频率/相位校正模块，其对该瞬时相位数字信号进行频率/相位校正；以及解调映射模块，其对频率/相位校正后的瞬时功率数字信号和瞬时相位数字信号或瞬时相位数字信号进行解调映射。

2.如权利要求1所述的解调装置，其特征在于：所述第一转换模块包括模数转换器、与模数转换器电性连接的数字下变频器及与数字下变频器电性连接的匹配滤波器。

3.如权利要求1所述的解调装置，其特征在于：所述第一数字信号包括同相分量I和正交分量Q，所述第二转换模块根据同相分量I和正交分量Q的比值Q/I确定反正切值，计算接收信号的瞬时相位信息。

4.如权利要求3所述的解调装置，其特征在于：对于QAM信号，所述第二转换模块在计算接收信号的瞬时相位信息的同时计算接收信号的瞬时功率。

5.如权利要求1或3所述的解调装置，其特征在于：所述频率/相位校正模块包括频率偏移估计模块，该频率偏移估计模块读取瞬时相位数字信号并通过硬判决获取频率偏移。

6.如权利要求3所述的解调装置，其特征在于：所述频率/相位校正模块包括相位偏移估计模块，该相位偏移估计模块读取频率和相位偏移校正后的瞬时相位数字信号，根据该瞬时相位信息确定相位偏移。

7.如权利要求6所述的解调装置，其特征在于：相位偏移估计包括初始相位偏移估计和连续相位偏移估计，其中初始相位偏移估计用于生成第一个相位偏移估计，而连续相位偏移估计用来跟踪相位偏移。

8.如权利要求7所述的解调装置，其特征在于：连续相位偏移估计的结果还用于修正频率偏移的估计。

9.如权利要求7所述的解调装置，其特征在于：对于QAM信号，还包括与连续相位偏移估计同时进行的连续功率偏移估计。

10.一种通信系统中的解调方法，其特征在于，该解调方法包括如下步骤：将接收到的信号转化为包括不同极性分量的第一数字信号；对该第一数字信号进行时间校正；将该第一数字信号仅转换为瞬时相位数字信号或者转换为瞬时相位数字信号和瞬时功率信号；对该瞬时相位数字信号进行频率/相位校正；以及解调映射频率/相位校正后的瞬时相位数字信号或解调映射频率/相位校正后的瞬时相位数字信号和瞬时功率信号。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于：所述第一数字信号包括同相分量I和正交分量Q，所述将该第一数字信号转换为瞬时相位数字信号步骤是根据同相分量I和正交分量Q的比值Q/I确定反正切值，计算接收信号的瞬时相位信息。

12.如权利要求10所述的方法，其特征在于：所述对该瞬时相位数字信号进行频率/相位校正包括进行连续相位偏移估计步骤，该连续相位偏移估计步骤将接收信号划分为多个子块，计算各子块的硬判决结果，并用该结果作为下一子块瞬时相位偏置。

13.如权利要求10所述的方法，其特征在于：所述对该瞬时相位数字信号进行频率/相位校正包括进行频率偏移估计步骤，该频率偏移估计步骤对相位调制信号进行差分检测，并通过减去平均频率偏移进行频率校正。