CN106850499B - 一种角度差分qam解调方法和解调器 - Google Patents

一种角度差分qam解调方法和解调器 Download PDF

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    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Abstract

本发明公开一种角度差分QAM解调方法，利用了信道快速变化过程中，两个相邻的码元所经历的信道也基本一致，变化微小这一特性，将所需发送数据映射到IDQAM的星座图上，并将已知的初始码元作为发送的第一个码元，即首先发送一个已知码，根据IDQAM解调规则，将接收信号所包含的信息解调出来。本发明能够克服传统角度差分QAM在无线通信信道下只能相干解调的局限性。IDQAM解调方式只需发送一个已知码元，通过一个可以随解码过程滑动的解码窗，就可以解调全部信号，从而提高了通信系统性能。

Description

一种角度差分QAM解调方法和解调器
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种角度差分QAM解调方法和解调器。
背景技术
无线通信系统在高速移动环境下的信道十分复杂、恶劣，如由多径传播带来的码间干扰(ISI：Inter Symbol Interference)，由多普勒扩展带来的载波间干扰(ICI：InterCarrier Interference)等。如何在高速移动环境下对抗时间频率双选择性衰落，使得数据有效的、高速率传输，是高速移动通信必须要解决的问题。特别是现在交通工具速度越来越快，对通信系统的要求也越来越高。
角度差分QAM调制(DQAM：Angle Differential QAM)解决了QAM在相位模糊的情况下不能相干解调的问题，并且不需要花费额外的开销。不过因为其解调方式的局限性，在衰落信道下不能进行非相干解调，接收的信号星座图在衰落信道下会有相位旋转，原始解调方式在相位旋转大于π/8时，性能衰减严重，需要信道估计。并且衰落信道的相位旋转会随时间变化而变化，还有信道估计的不准确性，原始解调方式就需要频繁的信道估计才能实现解调。
发明内容
本发明所要解决的是传统角度差分QAM在无线通信信道下只能相干解调的局限性，提供一种角度差分QAM解调方法和解调器。
为解决上述问题，本发明是通过以下方案实现的：
一种角度差分QAM解调方法，具体包括如下步骤；
步骤1.在发送端，将调制后的信号前加入L个初始码元即初始码元组；其中初始码元组的初始象限中心C0和i个初始旋转矢量D10、D20…Di0为发送端和接收端均已知；
步骤2.在接收端，将接收信号的前L个码元即接收码元组与初始码元组进行比较，得到接收码元组相对于初始码元组的相位旋转角度θ1、θ2、θ3…θL；
步骤3、将接收信号的前L个码元之后的第一个码元x1的相位旋转
Figure BDA0001269058290000011
角度，得到第一旋转结果Y1；其中/>
Figure BDA0001269058290000012
步骤4.对第一码元旋转结果Y1进行求象限中心和旋转矢量运算，得到第一旋转结果Y1的第一象限中心C1和i个第一旋转矢量D11、D21…Di1；
步骤5.将第一象限中心C1和初始象限中心C0进行共轭复数相乘，得到第一待判决象限值λ1；同时将第i个第一旋转矢量Di1和第i个初始旋转矢量Di0分别进行共轭复数相乘，得到第i个第一待判决旋转值φi1；
步骤6.将第一待判决象限值λ1和全部第一待判决旋转值φi1进行判决处理，得到第一个码元x1所传输的数据；
步骤7.将第一个码元x1所传输的数据送入调制器，得到解调后的第一码元s1，并将两者进行比较后得到第一个码元x1相对于解调后的第一码元s1的第一相位旋转角度θL+1；
步骤8.依次类推，将接收信号的前L个码元之后的第k个码元的第k相位旋转角度θL+k送入滑动解码窗，求出下一码元即第k+1个码元的第k+1相位旋转估计值
Figure BDA0001269058290000021
其中
Figure BDA0001269058290000022
步骤9.将第k+1个码元xk+1的相位旋转
Figure BDA0001269058290000023
角度，得到第k+1旋转结果Yk+1；
步骤10.对第k+1旋转结果Yk+1进行求象限中心和旋转矢量运算，得到第k+1旋转结果Yk+1的第k+1象限中心Ck+1和i个第k+1旋转矢量D1k+1、D2k+1…Dik+1；
步骤11.将第k+1象限中心Ck+1和第k象限中心Ck进行共轭复数相乘，得到第k+1待判决象限值λk+1；同时将第i个第k+1旋转矢量Dik+1和第i个第k旋转矢量Dik分别进行共轭复数相乘，得到第i个第k+1待判决旋转值φik+1；
步骤12.将第k+1待判决象限值λk+1和全部第k+1待判决旋转值φik+1进行判决处理，得到第k+1个码元xk+1所传输的数据；
步骤13.将第k+1个码元xk+1所传输的数据送入调制器，得到解调后的第k+1码元sk+1，并将两者进行比较后得到第k+1个码元xk+1相对于解调后的第k+1码元sk+1的第k+1相位旋转角度θL+k+1；
步骤14.迭代步骤8-13，解调出所有接收信号前L个码元之后的每一个码元所传输的数据；
上述L为滑动解码窗的长度；k＝2,3…K,K为接收信号的前L个码元之后的码元数总数；i＝1,2…i，i为旋转矢量的总数，由调制方案决定。
上述方案中，滑动解码窗的长度介于3～6之间。
实现上述方法的一种角度差分QAM解调器，该解调器包括相位旋转模块、2个象限判决模块、2个时延模块、2个相位判决模块、编码器、相位检测模块和滑动解码窗。相位旋转模块的输入端与接收机的输出端连接，相位旋转模块的输出端分为2路；一路连接第一象限判决模块的输入端，第一象限判决模块的输出端经由第一时延模块连接第一相位判决模块的输入端；另一路连接第二象限判决模块的输入端，第二象限判决模块的输出端经由第二时延模块连接第二相位判决模块的输入端；第一相位判决模块和第二相位判决模块的输出端连接编码器的输入端；编码器的输出端连接相位检测模块的一个输入端，相位检测模块的另一个输入端与接收机的输出端连接；相位检测模块的输出端经由滑动解码窗连接相位旋转模块的控制端。
与现有技术相比，本发明(简记为：IDQAM)具有如下特点：
(1)IDQAM可以改善DQAM在双选信道下的性能。现有DQAM解调方式在双选信道下需要频繁的信道估计，对信道估计准确性要求高。IDQAM解调只需知道一个已知码元的相位旋转，就可解调全部信号。
(2)反馈已解调码元相位旋转信息。在快变信道下，相邻的码元经历的信道基本一致，通过反馈前L个码元的相位旋转信息，大大提高了解码的准确率，从而提高通信系统性能。
(3)采用差分调制。车辆高速运动将会使接收信号产生严重的多普勒频移及扩展，采用差分调制来传输信息，多普勒频偏对无线传输系统的影响可以忽略。
(4)追踪信道变化。随着码元一个一个的解调，不断更新滑动解码窗中的相位信息，就可以追踪信道变化，从而降低在双选信道下通信系统误码率。
附图说明
图1是IDQAM解调器系统原理框图。
图2是IDQAM和DQAM在高斯白噪声下性能比较曲线。
图3是IDQAM和DQAM无信道估计在瑞利衰落信道下的性能比较曲线。
图4是IDQAM和DQAM有信道估计在瑞利衰落信道下的性能比较曲线。
图5是IDQAM在双选信道下的性能曲线。
图6是IDQAM不同长度滑动解码窗的性能比较曲线。
图7是IDQAM在不同多普勒频移下性能曲线。
具体实施方式
本发明提出了一种角度差分QAM的解调方法(简记为：IDQAM)，利用了信道快速变化过程中，两个相邻的码元所经历的信道也基本一致，变化微小这一特性。克服了其解调的局限性，在相位旋转大于π/8时，也可正常解调。显著提高了在瑞利衰落信道和双选信道下的性能。
(1)IDQAM调制
将所需发送数据映射到IDQAM的星座图上，并将已知的初始码元作为发送的第一个码元，即首先发送一个已知码。以16IDQAM为例：
调制后的信号可表示为：
Si＝ci+di ①
其中ci为信号所处的象限中心，di为以ci为中心的旋转矢量，它们的更新公式为：
Figure BDA0001269058290000041
Figure BDA0001269058290000042
其中αi、βi的映射关系如表1所示：
表1 IDQAM映射表
数据 α<sub>i</sub>或β<sub>i</sub>
00 0
01 π/2
11 π
10 3π/2
取初始码元S0＝K1ejπ/4+K2ejπ/4，其中
Figure BDA0001269058290000043
将16进制数据通过更新公式求出所有调制后数据Si。
数据调制结束后，将初始码元S0作为发送数据的前L个码，即发送L个已知码，发送数据为
Figure BDA0001269058290000044
(2)IDQAM解调
根据IDQAM解调规则，将接收信号所包含的信息解调出来。接收的信号星座图在衰落信道下会有相位旋转，原始解调方式在相位旋转为π/8时，系统性能严重衰减，并且衰落信道和双选信道的相位旋转会随时间变化而变化，原始解调方式就需要频繁的信道估计才能实现解调。本发明的IDQAM解调方式只需发送一个已知码元，就可以解调全部信号，提高了系统性能。以16IDQAM为例：
将接收端接收的所有数据按照顺序记为
Figure BDA0001269058290000045
将接收到的第一个码X0与初始码元S0比较，求出相位旋转θ0。通过公式④将前L个码元Xk都旋转-θ0得到Yk。
Figure BDA0001269058290000046
由公式①可知，Yi可表示为：
Yi＝Ci+Di+Ni ⑤
其中Ni为白噪声，Ci、Di为经过双选信道和相位逆旋转后的象限中心和旋转矢量。
由公式⑥、⑦可以估计出Yk中的Ck、Dk。
Figure BDA0001269058290000047
Figure BDA0001269058290000048
其中sgn(·)为正负号函数，
Figure BDA0001269058290000051
分别为取实部和虚部。将/>
Figure BDA0001269058290000052
于/>
Figure BDA0001269058290000053
的共轭复数相乘，结果记为λi。将/>
Figure BDA0001269058290000054
于/>
Figure BDA0001269058290000055
的共轭复数相乘，结果记为φi。通过分析λi、φi的值可以获得所传输数据的αi、βi，具体判决规则如式⑧、和⑨：
若
Figure BDA0001269058290000056
若
Figure BDA0001269058290000057
如公式④、⑤、⑥、⑦、⑧和⑨所示，对于我们得到的Yk，可通过判决公式的判决和表1逆映射，可由αk、βk得到所传输的前L个16进制码元
Figure BDA0001269058290000058
和其对应的16进制数据。若前L个解调后码元/>
Figure BDA0001269058290000059
均和S0相同，则代表滑动解码窗初始化正确，将接收码元Xk和解调码元/>
Figure BDA00012690582900000510
比较，求出前L个码元的相位旋转，记为θ1、θ2、θ3…θL，并将其送入长度为L的滑动滑动解码窗内，估计出下一码元的相位旋转。
我们取L＝4，即通过θ0和上述判决规则解调出前四个传输码元的所传输的信息，并求出前四个码元的相位旋转，分别记为θ1、θ2、θ3、θ4。
解调L+1之后的码元Xi+1时，以L＝4为例，即解调接收的第五个码X5之后的码元。就需要一个长度为4的滑动滑动解码窗。滑动解码窗是通过比较当前解调出的第i个码元
Figure BDA00012690582900000511
和接收的第i个码元Xi求出相位旋转θi，以此类推，求出接下来要解调码元的前四个已解调码元的相位旋转θi、θi-1、θi-2、θi-3。并通过公式⑩估计出下一码元的相位旋转/>
Figure BDA00012690582900000512
Figure BDA00012690582900000513
其中λ1、λ2、λ3、λ4为每个码元的加权系数。将
Figure BDA00012690582900000514
反馈到解调器起始端替代/>
Figure BDA00012690582900000515
然后再通过公式④、⑤、⑥、⑦、⑧和⑨，求出λi+1、φi+1，通过表1逆映射即可获得解调后的16进制码元/>
Figure BDA00012690582900000516
和其对应的16进制数据，并求出第i+1个码元实际的相位旋转θi+1，并反馈更新公式⑩中所用数据，估计出下一解调码元的相位旋转/>
Figure BDA00012690582900000517
以此类推，每解调一个码元，更新一次滑动解码窗内的相位信息，求出下一待解调码元的相位估计，并反馈到解调器起始端，即通过不断返回
Figure BDA00012690582900000518
更新/>
Figure BDA0001269058290000061
依次使用公式④、⑤、⑥、⑦、⑧、⑨和⑩，不断得到λ、φ，再通过表1逆映射，可以将接收到的所有数据解调，即得到解调后的码元/>
Figure BDA0001269058290000062
和其所对应的16进制数据。
一种角度差分QAM解调方法，具体包括如下步骤；
步骤1.在发送端，将调制后的信号前加入L个初始码元，记为初始码元组S0；其中初始码元组S0为发送端和接收端均已知，该初始码元组S0的初始象限中心为C0和初始旋转矢量为D10、D20…Di0，其中L为滑动解码窗的长度；
步骤2.在接收端，将接收信号的前L个码元记为接收码元组X0；将接收码元组X0与初始码元组S0对应码元进行比较，得出接收码元组X0中每个码元相对于初始码元组S0对应码元的相位旋转角度θ1、θ2、θ3…θL；该接收码元组X0与初始码元组S0的象限中心均为C0；
步骤3.将接收信号的前L个码元之后的第一个码元x1的相位旋转
Figure BDA0001269058290000063
角度，旋转结果为Y1，其中/>
Figure BDA0001269058290000064
步骤4.对接收信号的前L个码元之后的第一个码元x1的旋转结果Y1进行求象限中心和旋转矢量运算，得到第一个码元x1的旋转结果Y1的象限中心C1，以及以C1为旋转中心的旋转矢量D11、以D11为旋转中心的旋转矢量D21、……、以D(i-1)1为旋转中心的旋转矢量Di1；其中旋转矢量的数目i由调制方案决定；
步骤5.将接收信号的前L个码元之后的第一个码元x1的旋转结果Y1象限中心C1和接收信号的第L个码元象限中心C0的共轭复数相乘，得到第一个码元x1的旋转结果Y1的待判决象限值λ1；将接收信号的前L个码元之后的第一个码元x1的旋转结果Y1的第i个旋转矢量Di1和接收信号的第L个码元的第i个旋转矢量Di0的共轭复数相乘的共轭复数相乘，得到第一个码元x1的旋转结果Y1的第i个待判决旋转值φi1；
步骤6.将待判决象限值λ1和全部待判决旋转值φi1进行判决处理，得到接收信号的前L个码元之后的第一个码元x1的传输的数据；
步骤7.将接收信号的前L个码元之后的第一个码元x1的传输的数据送入调制器，得到解调后码元s1，并与接收信号的前L个码元之后的第一个码元x1比较，得到x1相对于s1的相位旋转角度θL+1；
步骤8.将接收信号的前L个码元之后的第k个码元相位旋转角度θL+k送入滑动解码窗，求出下一码元的相位旋转估计值
Figure BDA0001269058290000065
其中/>
Figure BDA0001269058290000066
步骤9.将接收信号的前L个码元之后的第k+1个码元xk+1相位旋转
Figure BDA0001269058290000067
角度，旋转结果为Yk+1；
步骤10.对接收信号的前L个码元之后的第k+1个码元的旋转结果Yk+1进行求象限中心和旋转矢量运算，得到第k+1个码元的旋转结果Yk+1的象限中心Ck+1、以Ck+1为旋转中心的旋转矢量D1k+1、以D1k+1为旋转中心的旋转矢量D2k+1、……以Di-1k+1为旋转中心的旋转矢量Dik+1，其中旋转矢量Dik+1的数目i由调制方案决定；
步骤11.将接收信号的前L个码元之后第k+1个码元旋转结果Yk+1的象限中心Ck+1和第k个码元旋转结果Yk的象限中心Ck的共轭复数相乘，得到第k+1个码元旋转结果Yk+1的待判决象限值λk+1；将码元组的第k+1个码元旋转结果Yk+1的第i个旋转矢量Dik+1和第k个码元旋转结果Yk的第i个旋转矢量Dik的共轭复数相乘的共轭复数相乘，得到第k+1个码元旋转结果Yk+1的第i个待判决旋转值φik+1；
步骤12.将待判决象限值λk+1和全部待判决旋转值φik+1进行判决处理，得到接收信号的前L个码元之后的第k+1个码元传输的数据；
步骤13.将接收信号的前L个码元之后的第k+1个码元传输的数据送入调制器，得到解调后码元sk+1，并与接收信号的前L个码元之后的第k+1个码元xk+1比较，得到xk+1相对于sk+1的相位旋转角度θL+k+1；
步骤14.通过不断更新接收信号的前L个码元之后的第k个码元xk相对于解调后码元sk的相位旋转角度θL+k；迭代步骤8-13，解调出所有接收信号前L个码元之后的每一个码元所传输的数据。
上述L为滑动解码窗的长度；k＝2,3…K,K为接收信号的前L个码元之后的码元数总数；i＝1,2…i，i为旋转矢量的总数，由调制方案决定。
实现上述方法设计一种角度差分QAM解调器，如图1所示，该解调器包括相位旋转模块、2个象限判决模块、2个时延模块、2个相位判决模块、编码器、相位检测模块和滑动解码窗。相位旋转模块的输入端与接收机的输出端连接，相位旋转模块的输出端分为2路；一路连接第一象限判决模块的输入端，第一象限判决模块的输出端经由第一时延模块连接第一相位判决模块的输入端；另一路连接第二象限判决模块的输入端，第二象限判决模块的输出端经由第二时延模块连接第二相位判决模块的输入端；第一相位判决模块和第二相位判决模块的输出端连接编码器的输入端；编码器的输出端连接相位检测模块的一个输入端，相位检测模块的另一个输入端与接收机的输出端连接；相位检测模块的输出端经由滑动解码窗连接相位旋转模块的控制端。
相位旋转模块：将接收的数据Xi旋转-θ角度。θ的取值由滑动解码窗确定。
象限判决模块：判决输入数据所在象限。由通过对输入信号实部和虚部使用正负号函数来实现。
时延模块：将输入数据延时一个码元周期之后再输出。
相位判决模块：预存四个数值，通过输入数据数值大小，对应出具体输出四进制数据的值。
编码器：将输入的M进制数据进行MDQAM编码，输出判决出的码元。
相位检测模块：将输入数据比较，判断是输入数据之间的相位差。
滑动解码窗：将输入数据进行处理，输出下一码元相位旋转的估计值。
本发明提出的一种DQAM解调方法在高斯白噪声下比传统DQAM降低了2-3dB左右的性能，如图2所示。不过在静态瑞丽衰落信道下，IDQAM性能明显优于DQAM，如图3所示。常规信道估计在准静态环境下，拥有良好的性能，本发明提出的解调方法在静态瑞丽衰落信道下，也略优于有信道估计情况下DQAM的性能，如图4所示。并且本发明提出的解调方法对最大多普勒频移以及信道变化快慢不敏感，在快速变化的双选信道下，IDQAM拥有良好的性能，如图5和图7所示。IDQAM的滑动滑动解码窗的长度对系统性能略微有影响，综合系统复杂度和误码性能考虑，L为3、4、5、6较为适合，如图6所示。
在上述方法中，不同进制的DQAM调制旋转矢量数目不同，奇数进制和偶数进制的DQAM调制方案数据映射方案也不同，本发明提出的IDQAM解调方法和系统均可提高其在双选信道下的性能。滑动滑动解码窗的长度L不同，对系统性能有影响，不过影响程度小，综合接收机复杂度和误码性能考虑，L为4、5、6较为适合。

Claims (3)

1.一种角度差分QAM解调方法，其特征是，具体包括如下步骤；
步骤1.在发送端，将调制后的信号前加入L个初始码元即初始码元组；其中初始码元组的初始象限中心C0和i个初始旋转矢量D10、D20…Di0为发送端和接收端均已知；
步骤2.在接收端，将接收信号的前L个码元即接收码元组与初始码元组进行比较，得到接收码元组相对于初始码元组的相位旋转角度θ1、θ2、θ3…θL；
步骤3、将接收信号的前L个码元之后的第一个码元x1的相位旋转
Figure FDA0003964271510000011
角度，得到第一旋转结果Y1；其中
Figure FDA0003964271510000012
步骤4.对第一码元旋转结果Y1进行求象限中心和旋转矢量运算，得到第一旋转结果Y1的第一象限中心C1和i个第一旋转矢量D11、D21…Di1；
步骤5.将第一象限中心C1和初始象限中心C0进行共轭复数相乘，得到第一待判决象限值λ1；同时将第i个第一旋转矢量Di1和第i个初始旋转矢量Di0分别进行共轭复数相乘，得到第i个第一待判决旋转值φi1；
步骤6.将第一待判决象限值λ1和全部第一待判决旋转值φi1进行判决处理，得到第一个码元x1所传输的数据；
步骤7.将第一个码元x1所传输的数据送入调制器，得到解调后的第一码元s1，并将两者进行比较后得到第一个码元x1相对于解调后的第一码元s1的第一相位旋转角度θL+1；
步骤8.依次类推，将接收信号的前L个码元之后的第k个码元的第k相位旋转角度θL+k送入滑动解码窗，求出下一码元即第k+1个码元的第k+1相位旋转估计值
Figure FDA0003964271510000013
其中
Figure FDA0003964271510000014
步骤9.将第k+1个码元xk+1的相位旋转
Figure FDA0003964271510000015
角度，得到第k+1旋转结果Yk+1；
步骤10.对第k+1旋转结果Yk+1进行求象限中心和旋转矢量运算，得到第k+1旋转结果Yk+1的第k+1象限中心Ck+1和i个第k+1旋转矢量D1k+1、D2k+1…Dik+1；
步骤11.将第k+1象限中心Ck+1和第k象限中心Ck进行共轭复数相乘，得到第k+1待判决象限值λk+1；同时将第i个第k+1旋转矢量Dik+1和第i个第k旋转矢量Dik分别进行共轭复数相乘，得到第i个第k+1待判决旋转值φik+1；
步骤12.将第k+1待判决象限值λk+1和全部第k+1待判决旋转值φik+1进行判决处理，得到第k+1个码元xk+1所传输的数据；
步骤13.将第k+1个码元xk+1所传输的数据送入调制器，得到解调后的第k+1码元sk+1，并将两者进行比较后得到第k+1个码元xk+1相对于解调后的第k+1码元sk+1的第k+1相位旋转角度θL+k+1；
步骤14.迭代步骤8-13，解调出所有接收信号前L个码元之后的每一个码元所传输的数据；
上述L为滑动解码窗的长度；k＝2,3…K,K为接收信号的前L个码元之后的码元数总数；i＝1,2…i，i为旋转矢量的总数，由调制方案决定；λ′1、λ′2、…、λ′L为每个码元的加权系数。
2.根据权利要求1所述的一种角度差分QAM解调方法，其特征是，所述滑动解码窗的长度介于3～6之间。
3.实现权利要求1所述方法的一种角度差分QAM解调器，其特征是，该解调器包括相位旋转模块、2个象限判决模块、2个时延模块、2个相位判决模块、编码器、相位检测模块和滑动解码窗；
相位旋转模块的输入端与接收机的输出端连接，相位旋转模块的输出端分为2路；一路连接第一象限判决模块的输入端，第一象限判决模块的输出端经由第一时延模块连接第一相位判决模块的输入端；另一路连接第二象限判决模块的输入端，第二象限判决模块的输出端经由第二时延模块连接第二相位判决模块的输入端；第一相位判决模块和第二相位判决模块的输出端连接编码器的输入端；编码器的输出端连接相位检测模块的一个输入端，相位检测模块的另一个输入端与接收机的输出端连接；相位检测模块的输出端经由滑动解码窗连接相位旋转模块的控制端。
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