CN102664862A - 无均衡器的多进制正交幅度调制信号的软解调方法 - Google Patents

Abstract

无均衡器的多进制正交幅度调制信号的软解调方法，属无线通信技术领域。本发明解调装置是在XILINX Virtex-4型FPGA芯片上搭建，由软信息计算模块和解调模块相连接组成；本发明方法步骤为：无线通信系统的接收端利用已知的信道估计值；直接对接收信号软解调；将解调信号进行译码恢复出原始发送信号。本发明使得接收端不再使用均衡器对接收信号进行除法均衡处理，解决了传统除法运算在硬件中实现复杂的问题；采用通过计算软比特信息的方法来完成解调，与传统的星座点最小欧氏距离搜索的解调方法相比，本发明可以大大降低硬件的计算量。

Description

无均衡器的多进制正交幅度调制信号的软解调方法

技术领域

本发明涉及一种无均衡器的多进制正交幅度调制信号的软解调方法，属于无线通信技术领域。

背景技术

为了在有限的频谱资源上实现高速率和大容量的无线通信，需要频谱效率极高的技术，这是当今无线通信领域的研究热点。多进制正交幅度调制（MQAM）是一种振幅调制和相位调制相结合的高阶调制方式，频谱效率高，当结合格雷编码星座图映射方式使用时，可以进一步降低无线通信系统的误码率。

数字通信系统中常用的解调方式分为硬判决解调与软判决解调（简称软解调）两种。硬判决是指对解调器输出信号做N比特量化，分量高于门限输出为1，否则输出为0，属于一级量化，以序列之间的汉明距离作为度量进行译码；软解调属于多级量化，传统的软判决译码器以欧氏距离作为度量进行译码，其解调器不进行判决，直接输出模拟量，或是将解调器输出信号进行多电平量化(不是简单的0、1两电平量化)，然后送往译码器，编码信道输出的是没有经过判决的“软信息”，由于软判决避免了解调后误判的影响，充分利用了信道输出信号的信息，性能上优于硬判决译码。

传统的接收信号的软解调采用星座点最小欧式距离搜索的方法进行，计算量大，效率不高，文献F.Tosato and P.Bisaglia,“Simplified soft-output demapper for binaryinterleaved COFDM with application to HIPERLAN/2,”in Proc.IEEE ICC’02,vol.2,pp.664-668,2002提出了一种通过计算格雷编码MQAM调制信号的软信息值（又称对数似然比LLR Log-Likelihood Ratio）来实现软解调的方法，该方法计算量小，硬件处理速度快，但是其中涉及到除法均衡，硬件结构复杂，不易实现；专利《格雷编码M-QAM调制的并行软比特信息计算的实现方法》,孙健,申请号200910255806.4虽然提及了除法均衡的替代算法，但是其仅适用于采用System Generator for DSP设计工具在XILINX Virtex-4FPGA上实现，采用该设计工具提供的特定的模块搭建，并不是一种通用的硬件设计。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明提供一种无均衡器的多进制正交幅度调制信号的软解调方法，以实现无线通信系统的接收端不再使用均衡器对接收信号进行除法均衡处理，直接通过计算接收信号的软信息值LLR完成软解调，且本发明提供一种通用的硬件结构，支持采用任何设计工具、利用所有可行的硬件资源进行设计与实现。

本发明的技术方案如下：

一种无均衡器的多进制正交幅度调制信号的软解调装置，在XILINX Virtex-4型FPGA芯片上搭建，由软信息计算模块和解调模块相连接组成,其特征在于软信息计算模块包括乘法单元a、b、c、IQ分离单元、存储器单元、截取单元a、b、c、d、e、f、g、移位单元a、b、多路选择器单元、减法单元a、b、c、取负值单元a、b、c和比特组合单元；其中存储器单元与乘法单元c相连接，乘法单元c分别与减法单元a和移位单元a相连接，移位单元a后接分别连移位单元b和减法单元b，移位单元b与减法单元c连接，乘法单元b与IQ分离单元相连接，IQ分离单元和截取单元a相连接，IQ分离单元分别与截取单元b、多路选择单元a和取负值单元a连接，截取单元b和取负值单元a分别与多路选择单元a相连接，多路选择单元a与减法单元a相连接，减法单元a分别与截取单元c、d、多路选择单元b和取负值单元b连接，截取单元d、减法单元b和取负值单元b分别与多路选择单元b相连接，减法单元b分别与截取单元e、f、多路选择单元c和取负值单元c连接，截取单元f、减法单元c和取负值单元c分别与多路选择单元c相连接，减法单元c与截取单元g相连接，截取单元a、c、e、g分别与比特组合单元相连接；解调模块由截取单元①、②、③、④、⑤、⑥、⑦、⑧和⑨、比特组合单元①、②、③及④和多路选择单元组成；其中截取单元②、③与比特组合单元①相连接（指示QPSK解调信号），截取单元④、⑤与比特组合单元②相连接（指示16QAM解调信号），截取单元⑥、⑦与比特组合单元③相连接（指示64QAM解调信号），截取单元⑧和⑨与比特组合单元④相连接（指示256QAM解调信号），截取单元①与多路选择单元相连接（指示BPSK解调信号），比特组合单元①、②、③、④的输出端分别与多路选择单元相连接；所述多路选择单元是9输入的多路选择单元。

一种无均衡器的多进制正交幅度调制信号的软解调方法，在无线通信系统接收端信号处理的过程中，输入信号被分为实部I路与虚部Q路同时进行处理，现以I路为例，Q路处理过程同I路相同；

设第i路接收信号中第k个比特的实部I路软信息值（又称对数似然比LLR，英文全称为Log-Likelihood Ratio）的计算如下（Q路处理过程同I路相同）：

${\mathrm{LLR}}_i\left(b_{I,k}\right)=H_i^2\·D_{I,k}$

其中

为除法均衡后符号的实部，D_I,k是y_I[i]中第k个比特与距离其最近的星座点之间的距离，D_I,k-1是y_I[i]中第k-1个比特与距离其最近的星座点之间的距离，LLR_i(b_I,k)是接收信号第i路第k个比特I路的软信息值，r[i]为接收端接收信号，H_i为信道估计值，

是H_i的复共轭，d_I,k为第k个比特的判决区域宽度的一半，

k>1，M为调制阶数，因为

得到改进的接收端格雷编码MQAM调制信号第i路第k个比特的I路LLR计算公式为：

其中LLR_i(b_I,k)是接收信号第i路第k个比特I路的软信息值，LLR_i(b_I，k-1)是接收信号第i路第k-1个比特I路的软信息值，r[i]为接收端接收信号，H_i为信道估计值，

是H_i的复共轭，d_I,k为第k个比特的判决区域宽度的一半，通信系统的发送端采用归一化的调制星座，则接收端也进行针对归一化星座点的处理，令

k>1，M为调制阶数，α(M)为针对归一化星座点的参数，其值由调制阶数M决定，α(M)=0,M=0；α(M)=1,M=2；

M=4；

M=16； $\mathrm{\α}\left(M\right)=1/\sqrt{42},$ M=64； $\mathrm{\α}\left(M\right)=1/\sqrt{170},$ M=256；

假设接收端已知信道估计值H_i，根据式(1.2)，接收端不再对接收信号进行均衡处理，而是直接利用接收信号r[i]计算接收信号的软信息值，实现接收信号的软解调，现以I路为例，Q路处理过程同I路相同，该软解调方法步骤如下：

1）将接收信号r[i]与信道估计值送入软信息计算模块，计算接收信号的软信息值：

（1）将接收信号r[i]与信道估计值

送入乘法单元，得到

送入IQ分离单元取实部，得到第1个接收比特的实部（I路）软信息，即

（2）将信道估计值H_i送入乘法单元得到H_i ²，根据

k>1，计算M取值分别为0、2、4、16、64、256时第2个接收比特即k＝2的判决区域，存入存储器单元中，调制阶数M=2^t,以t=log₂(M)为存储器的地址，根据设定的M值从存储器中取出对应的d_I,2值，将d_I,2与H_i ²送入乘法单元相乘，得到

（3）在数字信号处理中，输入数字信号的每一个比特是有高低位区别的，以4比特数字信号1100为例，其最左侧的1即为该信号的最高位，最右侧的0即为该信号的最低位；截取单元截取LLR_i(b_I,1)的最高位作为多路选择单元的控制信号，若该控制信号为0，则多路选择单元输出LLR_i(b_I,1)，若该控制信号为1，则多路选择单元输出-LLR_i(b_I,1)，其中，-LLR_i(b_I,1)是LLR_i(B_I,1)经取负值单元进行取负操作得到的；

（4）将

与多路选择单元的输出值送入减法单元完成减法运算，即得到第2个比特的软信息：

LLR_i(b_I,2)=-|LLR_i(b_I,1)|+d_I,2|H_i|²

（5）依次计算第3个、第4个接收比特的判决区域，根据调制方式M，I路和Q路分别有log₂(M)/2个比特，由于设定的最高调制阶数为M=256，可知共有4个比特，将经移位单元右移一位即可得到

再将经移位单元右移一位即可得到

再根据式(1.2)重复步骤（3）、（4）即可计算出第3个、第4个比特的软信息；

（6）截取单元分别截取上述4个接收比特的软信息的最高位作为软判决得到的判决比特，并将所得4个判决比特值输入比特组合单元，在比特组合单元中，按照第1个比特的判决值在最高位、第4个比特的判决值在最低位的形式进行比特组合，得到I、Q两路的判决比特值组合；

2）将接收信号的软信息值送入解调模块，完成接收信号的软解调：

a.截取单元根据调制阶数M分别对I、Q两路的判决比特值组合从高位开始截取，每路截取log₂(M)/2个比特（即截取高log₂(M)/2位）；

b.比特组合单元按照I路在高位、Q路在低位的形式对截取的log₂(M)/2个比特进行组合后送入多路选择单元；

c.多路选择单元有9个数据输入口（最多可以实现256QAM调制，可根据需要进行扩展）、1个选择参数输入口sel（当sel输入值为N时，多路选择单元输出第N个输入口的数据），将步骤b中所得比特组合从第t=log₂(M)个输入口输入多路选择单元，其他输入口置0值，以t=log₂(M)=0、1、2、4、6、8作为选择参数，即能实现根据调制阶数M选择解调方式，从而得到最终的解调信号。

本发明所述软解调方法及其实现结构支持两种工作方式，第一种是不进行判决，直接输出软信息值，即根据调制阶数M，将步骤1）中的步骤（5）所得log₂(M)/2个比特的软信息值直接输入译码器，不再进行步骤（6）的处理；第二种是将软信息值进行多电平量化(不是简单的0、1两电平量化)，再进行译码，即如步骤1）中的步骤（1）到步骤（6）所述。

上述的LLR是英文Loglikelihood Ratio的缩写，意为对数似然比。

上述的mqam是英文multiple quadrature amplitude modulation的缩写，意为多进制正交幅度调制。

本发明在提供了一种无均衡器的多进制正交幅度调制信号的软解调方法，并在XILINXVirtex-4型FPGA芯片上实现，该方法支持了无线通信系统中无调制(M=0)，BPSK(M=2),4QAM(M=4),16QAM(M=16),64QAM(M=64),256QAM(M=256)6种调制方式信号的软解调，上述参数不影响本发明的一般性。

本发明与传统的方法相比，无线通信系统的接收端不再使用均衡器对接收信号进行除法均衡处理，解决了传统除法运算在硬件中实现复杂的问题；采用通过计算软比特信息的方法来完成解调，与传统的星座点最小欧氏距离搜索的解调方法相比，本发明可以大大降低硬件的计算量。

附图说明

图1为本发明软解调装置的结构方框图。

图2为本发明方法的流程图；其中1）-2）为其各个步骤。

图3为多进制正交幅度调制功率归一化参数表。

图4为本发明软解调装置中的软信息计算模块结构示意图。

图5为软信息计算模块中的存储器单元中判决区域值d_I，k(M)存放位置及以t为地址（t=log₂(M)）、从存储器单元中取出判决区域值d_I,k(M)的示意图，即步骤1）中的步骤（2）存储器单元存放数据的示意框图，根据k>1，计算M取值分别为0、2、4、16、64、256时，即t=0、1、2、4、6、8时第2个接收比特即k＝2的判决区域d_I,k(0)、d_I,k(2)、d_I,k(4)、d_I,k(16)、d_I,k(64)、d_I,k(256)，将这6个判决区域值分别存放在存储器中地址值为0、1、2、4、6、8的存放区域中，其他地址值指示的存放区域置0值，即在存储器中的存放形式（由低地址到高地址）为：d_I,k(0)、d_I,k(2)、d_I,k(4)、0、d_I,k(16)、0、d_I,k(64)、0、d_I,k(256)。

图6为软信息计算模块中软信息比特截取、组合过程的示意图。如设第1个至第4个接收比特的I路软信息值分别为LLR_1I＝1101，LLR_2I＝0110，LLR_3I＝1110，LLR_4I＝0011，Q路软信息值分别为LLR_1Q＝0101，LLR_2Q＝1111，LLR_3Q＝0001，LLR_4Q＝1011，分别截取I路4个软信息值的最高位和Q路4个软信息值的最高位，得到I路4个判决比特值1,0,1,0，Q路4个判决比特值0,1,0,1，按照第1个比特的判决比特值在高位，第4个比特的判决值在低位的形式组合，得到I路判决比特组合1010，Q路判决比特组合0101，设调制方式为16QAM，即M=16，则从高位开始对I路判决比特截取log₂(M)/2=2个比特（即截取高两位），得到10，从高位开始对Q路判决比特截取log₂(M)/2=2个比特（即截取高两位），得到01，然后按照I路在高位、Q路在低位的形式组合数据，得到最终的解调信号为1001。

图7为解调模块结构示意图，解调模块可以根据不同的调制阶数对I、Q两路软信息组合值进行截取、组合，输出解调数据。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步说明，但不限于此。

实施例1：

一种无均衡器的多进制正交幅度调制信号的软解调装置，在XILINX Virtex-4型FPGA芯片上搭建，由软信息计算模块和解调模块相连接组成,其特征在于软信息计算模块包括乘法单元a、b、c、IQ分离单元、存储器单元、截取单元a、b、c、d、e、f、g、移位单元a、b、多路选择器单元、减法单元a、b、c、取负值单元a、b、c和比特组合单元；其中存储器单元与乘法单元c相连接，乘法单元c分别与减法单元a和移位单元a相连接，移位单元a后接分别连移位单元b和减法单元b，移位单元b与减法单元c连接，乘法单元b与IQ分离单元相连接，IQ分离单元和截取单元a相连接，IQ分离单元分别与截取单元b、多路选择单元a和取负值单元a连接，截取单元b和取负值单元a分别与多路选择单元a相连接，多路选择单元a与减法单元a相连接，减法单元a分别与截取单元c、d、多路选择单元b和取负值单元b连接，截取单元d、减法单元b和取负值单元b分别与多路选择单元b相连接，减法单元b分别与截取单元e、f、多路选择单元c和取负值单元c连接，截取单元f、减法单元c和取负值单元c分别与多路选择单元c相连接，减法单元c与截取单元g相连接，截取单元a、c、e、g分别与比特组合单元相连接；解调模块由截取单元①、②、③、④、⑤、⑥、⑦、⑧和⑨、比特组合单元①、②、③及④和多路选择单元组成；其中截取单元②、③与比特组合单元①相连接（指示QPSK解调信号），截取单元④、⑤与比特组合单元②相连接（指示16QAM解调信号），截取单元⑥、⑦与比特组合单元③相连接（指示64QAM解调信号），截取单元⑧和⑨与比特组合单元④相连接（指示256QAM解调信号），截取单元①与多路选择单元相连接（指示BPSK解调信号），比特组合单元①、②、③、④的输出端分别与多路选择单元相连接；所述多路选择单元是9输入的多路选择单元。

实施例2：

一种无均衡器的多进制正交幅度调制信号的软解调方法，在无线通信系统接收端信号处理的过程中，输入信号被分为实部I路与虚部Q路同时进行处理，现以I路为例，Q路处理过程同I路相同；

设第i路接收信号中第k个比特的实部I路软信息值（又称对数似然比LLR，英文全称为Log-Likelihood Ratio）的计算如下（Q路处理过程同I路相同）：

${\mathrm{LLR}}_i\left(b_{I,k}\right)=H_i^2\·D_{I,k}$

其中y_I[i]=Re(r[i]/H_i)为除法均衡后符号的实部，D_I，k是y_I[i]中第k个比特与距离其最近的星座点之间的距离，D_I,k-1是y_I[i]中第k-1个比特与距离其最近的星座点之间的距离，LLR_i(b_I,k)是接收信号第i路第k个比特I路的软信息值，r[i]为接收端接收信号，H_i为信道估计值，

是H_i的复共轭，d_I,k为第k个比特的判决区域宽度的一半，

k>1，M为调制阶数，因为

得到改进的接收端格雷编码MQAM调制信号第i路第k个比特的I路LLR计算公式为：

其中LLR_i(b_I,k)是接收信号第i路第k个比特I路的软信息值，LLR_i(b_I，k-1)是接收信号第i路第k-1个比特I路的软信息值，r[i]为接收端接收信号，H_i为信道估计值，

是H_i的复共轭，d_I,k为第k个比特的判决区域宽度的一半，通信系统的发送端采用归一化的调制星座，则接收端也进行针对归一化星座点的处理，令

k>1，M为调制阶数，α(M)为针对归一化星座点的参数，其值由调制阶数M决定，α(M)=0,M=0；α(M)=1,M=2；

M=4；

M=16； $\mathrm{\α}\left(M\right)=1/\sqrt{42},$ M=64； $\mathrm{\α}\left(M\right)=1/\sqrt{170},$ M=256；

假设接收端已知信道估计值H_i，根据式(1.2)，接收端不再对接收信号进行均衡处理，而是直接利用接收信号r[i]计算接收信号的软信息值，实现接收信号的软解调，现以I路为例，Q路处理过程同I路相同，如图2、3、5－7所示，该软解调方法步骤如下：

1）将接收信号r[i]与信道估计值

送入软信息计算模块，计算接收信号的软信息值：

（1）将接收信号r[i]与信道估计值

送入乘法单元，得到送入IQ分离单元取实部，得到第1个接收比特的实部（I路）软信息，即

（2）将信道估计值H_i送入乘法单元得到H_i ²，根据k>1，计算M取值分别为0、2、4、16、64、256时第2个接收比特即k＝2的判决区域，存入存储器单元中，调制阶数M=2^t,以t=log₂(M)为存储器的地址，根据设定的M值从存储器中取出对应的d_I,2值，将d_I,2与H_i ²送入乘法单元相乘，得到

（3）在数字信号处理中，输入数字信号的每一个比特是有高低位区别的，以4比特数字信号1100为例，其最左侧的1即为该信号的最高位，最右侧的0即为该信号的最低位；截取单元截取LLR_i(b_I,1)的最高位作为多路选择单元的控制信号，若该控制信号为0，则多路选择单元输出LLR_i(b_I,1)，若该控制信号为1，则多路选择单元输出-LLR_i(b_I,1)，其中，-LLR_i(b_I,1)是LLR_i(b_I,1)经取负值单元进行取负操作得到的；

（4）将

与多路选择单元的输出值送入减法单元完成减法运算，即得到第2个比特的软信息：

LLR_i(b_I,2)=-|LLR_i(b_I,1)|+d_I,2|H_i|²

（5）依次计算第3个、第4个接收比特的判决区域，根据调制方式M，I路和Q路分别有log₂(M)/2个比特，由于设定的最高调制阶数为M=256，可知共有4个比特，将

经移位单元右移一位即可得到再将

经移位单元右移一位即可得到

再根据式(1.2)重复步骤（3）、（4）即可计算出第3个、第4个比特的软信息；

（6）截取单元分别截取上述4个接收比特的软信息的最高位作为软判决得到的判决比特，并将所得4个判决比特值输入比特组合单元，在比特组合单元中，按照第1个比特的判决值在最高位、第4个比特的判决值在最低位的形式进行比特组合，得到I、Q两路的判决比特值组合；

2）将接收信号的软信息值送入解调模块，完成接收信号的软解调：

a.截取单元根据调制阶数M分别对I、Q两路的判决比特值组合从高位开始截取，每路截取log₂(M)/2个比特（即截取高log₂(M)/2位）；

b.比特组合单元按照I路在高位、Q路在低位的形式对截取的log₂(M)/2个比特进行组合后送入多路选择单元；

c.多路选择单元有9个数据输入口（最多可以实现256QAM调制，可根据需要进行扩展）、1个选择参数输入口sel（当sel输入值为N时，多路选择单元输出第N个输入口的数据），将步骤b中所得比特组合从第t=log₂(M)个输入口输入多路选择单元，其他输入口置0值，以t=log₂(M)=0、1、2、4、6、8作为选择参数，即能实现根据调制阶数M选择解调方式，从而得到最终的解调信号。

Claims (2)

1.一种无均衡器的多进制正交幅度调制信号的软解调装置，在XILINX Virtex-4型FPGA芯片上搭建，由软信息计算模块和解调模块相连接组成,其特征在于软信息计算模块包括乘法单元a、b、c、IQ分离单元、存储器单元、截取单元a、b、c、d、e、f、g、移位单元a、b、多路选择器单元、减法单元a、b、c、取负值单元a、b、c和比特组合单元；其中存储器单元与乘法单元c相连接，乘法单元c分别与减法单元a和移位单元a相连接，移位单元a后接分别连移位单元b和减法单元b，移位单元b与减法单元c连接，乘法单元b与IQ分离单元相连接，IQ分离单元和截取单元a相连接，IQ分离单元分别与截取单元b、多路选择单元a和取负值单元a连接，截取单元b和取负值单元a分别与多路选择单元a相连接，多路选择单元a与减法单元a相连接，减法单元a分别与截取单元c、d、多路选择单元b和取负值单元b连接，截取单元d、减法单元b和取负值单元b分别与多路选择单元b相连接，减法单元b分别与截取单元e、f、多路选择单元c和取负值单元c连接，截取单元f、减法单元c和取负值单元c分别与多路选择单元c相连接，减法单元c与截取单元g相连接，截取单元a、c、e、g分别与比特组合单元相连接；解调模块由截取单元①、②、③、④、⑤、⑥、⑦、⑧和⑨、比特组合单元①、②、③及④和多路选择单元组成；其中截取单元②、③与比特组合单元①相连接，截取单元④、⑤与比特组合单元②相连接，截取单元⑥、⑦与比特组合单元③相连接，截取单元⑧和⑨与比特组合单元④相连接，截取单元①与多路选择单元相连接，比特组合单元①、②、③、④的输出端分别与多路选择单元相连接；所述多路选择单元是9输入的多路选择单元。

2.一种无均衡器的多进制正交幅度调制信号的软解调方法，在无线通信系统接收端信号处理的过程中，输入信号被分为实部I路与虚部Q路同时进行处理，现以I路为例，Q路处理过程同I路相同；

设第i路接收信号中第k个比特的实部I路软信息值的计算如下：

${\mathrm{LLR}}_i\left(b_{I,k}\right)=H_i^2\·D_{I,k}$

其中y_I[i]=Re(r[i]/H_i)为除法均衡后符号的实部，D_I，k是y_I[i]中第k个比特与距离其最近的星座点之间的距离，D_I,k-1是y_I[i]中第k-1个比特与距离其最近的星座点之间的距离，LLR_i(b_I,k)是接收信号第i路第k个比特I路的软信息值，r[i]为接收端接收信号，H_i为信道估计值，

是H_i的复共轭，d_I,k为第k个比特的判决区域宽度的一半，

k>1，M为调制阶数，因为

得到改进的接收端格雷编码MQAM调制信号第i路第k个比特的I路LLR计算公式为：

其中LLR_i(b_I,k)是接收信号第i路第k个比特I路的软信息值，LLR_i(b_I，k-1)是接收信号第i路第k-1个比特I路的软信息值，r[i]为接收端接收信号，H_i为信道估计值，

是H_i的复共轭，d_I,k为第k个比特的判决区域宽度的一半，通信系统的发送端采用归一化的调制星座，则接收端也进行针对归一化星座点的处理，令

k>1，M为调制阶数，α(M)为针对归一化星座点的参数，其值由调制阶数M决定，α(M)=0,M=0；α(M)=1,M=2；

M=4；M=16； $\mathrm{\α}\left(M\right)=1/\sqrt{42},$ M=64； $\mathrm{\α}\left(M\right)=1/\sqrt{170},$ M=256；

假设接收端已知信道估计值H_i，根据式（1.2），接收端不再对接收信号进行均衡处理，而是直接利用接收信号r[i]计算接收信号的软信息值，实现接收信号的软解调，现以I路为例，Q路处理过程同I路相同，该软解调方法步骤如下：

1）将接收信号r[i]与信道估计值

送入软信息计算模块，计算接收信号的软信息值：

（1）将接收信号r[i]与信道估计值

送入乘法单元，得到送入IQ分离单元取实部，得到第1个接收比特的实部（I路）软信息，即

（2）将信道估计值H_i送入乘法单元得到H_i ²，根据

k>1，计算M取值分别为0、2、4、16、64、256时第2个接收比特即k＝2的判决区域，存入存储器单元中，调制阶数M=2^t,以t=log₂(M)为存储器的地址，根据设定的M值从存储器中取出对应的d_I,2值，将d_I,2与H_i ²送入乘法单元相乘，得到

（3）在数字信号处理中，输入数字信号的每一个比特是有高低位区别的，以4比特数字信号1100为例，其最左侧的1即为该信号的最高位，最右侧的0即为该信号的最低位；截取单元截取LLR_i(b_I,1)的最高位作为多路选择单元的控制信号，若该控制信号为0，则多路选择单元输出LLR_i(b_I,1)，若该控制信号为1，则多路选择单元输出-LLR_i(b_I,1)，其中，-LLR_i(b_I,1)是LLR_i(b_I,1)经取负值单元进行取负操作得到的；

（4）将

与多路选择单元的输出值送入减法单元完成减法运算，即得到第2个比特的软信息：

LLR_i(b_I,2)=-|LLR_i(b_I,1)|+d_I,2|H_i|²

（5）依次计算第3个、第4个接收比特的判决区域，根据调制方式M，I路和Q路分别有log₂(M)/2个比特，由于设定的最高调制阶数为M=256，可知共有4个比特，将经移位单元右移一位即可得到

再将

经移位单元右移一位即可得到

再根据式（1.2）重复步骤（3）、（4）即可计算出第3个、第4个比特的软信息；

（6）截取单元分别截取上述4个接收比特的软信息的最高位作为软判决得到的判决比特，并将所得4个判决比特值输入比特组合单元，在比特组合单元中，按照第1个比特的判决值在最高位、第4个比特的判决值在最低位的形式进行比特组合，得到I、Q两路的判决比特值组合；

2）将接收信号的软信息值送入解调模块，完成接收信号的软解调：

a.截取单元根据调制阶数M分别对I、Q两路的判决比特值组合从高位开始截取，每路截取log₂(M)/2个比特；

b.比特组合单元按照I路在高位、Q路在低位的形式对截取的log₂(M)/2个比特进行组合后送入多路选择单元；

c.多路选择单元有9个数据输入口、1个选择参数输入口sel，将步骤b中所得比特组合从第t=log₂(M)个输入口输入多路选择单元，其他输入口置0值，以t=log₂(M)=0、1、2、4、6、8作为选择参数，即能实现根据调制阶数M选择解调方式，从而得到最终的解调信号。

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