CN1926831B - 用于分级编码数据传输的数据检测 - Google Patents

Abstract

描述了用于为分级编码数据传输进行数据检测的技术。在一个数据检测方案中，基于该数据传输的接收符号初始导出第一数据流的编码比特的对数似然比(LLR)。解码第一数据流的LLR以获得解码数据，对该解码数据进行重编码和重调制，以获得重调制符号。基于重调制符号对由第一数据流引起的干扰进行估计。基于第一数据流的编码比特的LLR和所估计的干扰导出第二数据流的编码比特的LLR。第一数据流的LLR可以从接收符号中实时地导出，无需对接收符号进行缓存。可以在解码第一数据流以后导出第二数据流的LLR。

Description

用于分级编码数据传输的数据检测

根据35U.S.C§119的优先权要求

本专利申请要求2004年1月21日提交的题目为“Buffer SizeReduction in a Hierarchical Coding System(在分级编码系统中的缓存尺寸减少)”的临时申请No.60/538,271的优先权，该临时申请已转让给本申请的受让人，从而清楚地将其合并于此作为参考。

技术领域

本发明通常涉及通信，并且更具体地，涉及用于为无线通信系统中分级编码数据传输进行数据检测的技术。

背景技术

分级编码是一种数据传输技术，由此将多个(例如，两个)数据流叠加(例如，相加)在一起并同时传输。在这里的上下文中“编码”指的是信道编码，而不是在发射机处的数据编码。例如可以有利地使用分级编码，以便在指定的广播区域内为用户提供广播服务。这些用户可以经历不同的信道条件，并达到不同的信号对噪声和干扰比(SNR)。因此，这些用户可以以不同数据率接收数据。通过分级编码，可以将广播数据分为“基本流”和“增强流”。基本流以广播区域内所有用户可以恢复该码流的方式进行处理和传输。增强流以具有较好信道条件的用户可以恢复该码流的方式进行处理和传输。

为恢复分级编码数据传输，接收机首先将增强流视为噪声来检测并恢复基本流。然后，接收机估计并消除由基本流引起的干扰。其后，随着消除来自基本流的噪声，接收机检测并恢复增强流。为改善性能，通常以上面描述的次序来顺序恢复基本流和增强流，每次一个流。通常恢复每个流需要很大处理量。此外，根据每个流可以被检测和恢复的方式和速度，可能还需要大量的缓冲。大量处理和缓冲会影响系统性能和开销。

因此，在本领域内需要有技术为分级编码数据传输有效率地进行数据检测。

发明概述

这里描述了用于为分级编码数据传输进行数据检测的技术。这些技术可以用于单载波无线通信系统，也可以用于多载波(例如，OFDM)无线通信系统。

在一种数据检测方案中，最初为具有多个(例如，两个)数据流的分级编码数据传输获得接收符号，基于接收符号导出第一数据流(基本流)的编码比特的对数似然比(LLRs)。对第一数据流的LLR进行解码以获得解码数据，将该解码数据进一步重编码和重调制以获得第一数据流的重调制符号。基于该重调制符号来估计由第一数据流引起的干扰。然后，基于第一数据流的编码比特的LLR和所估计的干扰来导出第二数据流(增强流)的编码比特的LLR。第一数据流的LLR可以：(1)从接收符号中实时地导出，无需缓存接收符号，并(2)存储进用于解码的缓存器中。第二数据流的LLR可以：(1)在解码完第一数据流之后导出，并(2)通过覆盖第一数据流的LLR，存入相同的缓存器中。接收符号并不用于导出第二数据流的LLR，因此不需要对接收符号进行缓存。

在另一个数据检测方案中，基于接收符号初始导出第一数据流的编码比特的LLR。然后基于接收符号或第一数据流的LLR导出第一数据流的数据符号的估计(或未编码的硬决策符号)。基于所述数据符号估计来估计第一数据流引起的干扰，并从接收符号中消除该干扰以获得消除干扰的符号。然后，基于消除干扰的符号导出第二数据流的编码比特的LLR。可以从接收符号实时地计算第一和第二数据流的LLR，无需缓存接收符号。解码第一数据流之后，可以通过：(1)基于第一数据流的重调制符号来检测所述数据符号估计中的错误，并且(2a)将出错的数据符号估计的编码比特的LLR设定为擦除(erasure)或(2b)用基于重调制符号和数据符号估计导出的校正因子来修改出错的数据符号估计的编码比特的LLR，来调整/刷新第二数据流的LLR。

下面将对本发明的各个方面和实施例进行详细描述。

附图简述

当结合附图时，下面阐明的详细描述使本发明的特征和性质变得更明显，各附图中相似的参考字符对应相应的部分，其中：

图1示出了无线通信系统中的发射机和接收机；

图2A示出了QPSK的信号星座图；

图2B示出了用QPSK对基本流和增强流进行分级编码的信号星座图；

图3示出了用于第一数据检测方案的接收(RX)处理器；

图4示出了用于第二数据检测方案的RX处理器；

图5示出了用于第三数据检测方案的RX处理器；以及

图6示出了用于具有基本流更高阶调制方案的第二数据检测方案的RX处理器。

发明详述

词语“示例性”在这里可以用于指“用作例子、实例、或示例”。这里描述为“示例性”的任何实施例或设计不必要理解为比其它实施例或设计优选或有利。

图1示出了无线通信系统100中发射机110和接收机150的框图。在发射机110处，发送(TX)数据处理器120中的编码器/调制器122a接收、编码、交织以及调制(即，符号映射)基本数据流(表示为{d_b})，并提供相应的基本符号流(表示为{s_b})。同样地，编码器/调制器122a接收、编码、交织以及调制增强数据流(表示为{d_e})，并提供相应的增强符号流(表示为{s_e})。通常将每个流的数据编码为分组，每个分组分别在发射机处编码，在接收机处解码。符号流{s_b}和{s_e}每个都包括“数据符号”，这些符号是数据的调制符号。

合并器130接收并合并基本符号流和增强符号流。在合并器130中，乘法器132a接收基本符号流{s_b}，并将基本符号流与比例因子K_b相乘，并且乘法器132b接收增强符号流{s_e}，并将增强符号流与比例因子K_e相乘。比例因子K_b和K_e确定了分别用于基本流和增强流的发送功率量。通常将总发送功率P_total的较大部分分配给基本流。加法器134接收来自乘法器132a的缩放的数据符号和来自乘法器132b的缩放的数据符号，并将二者求和，并提供合并或复合的符号，该符号可以表示为：

a.x＝K_b·s_b+K_e·s_e         等式(1)

其中s_b是基本流的数据符号，s_e是增强流的数据符号，x是合并的符号。逐符号地进行缩放和合并。

发射机单元(TMTR)138从合并器130接收合并的符号流(表示为{x})，并接收导频符号，根据系统设计对合并的符号和导频符号进行处理，并产生一个或多个调制信号。导频符号是用于导频的调制符号，其对于发射机和接收机来说是先验已知的，并可以被接收机用于信道估计以及其它目的。发射机单元138可以进行正交频分复用(OFDM)调制，以便在多个子带上发送合并的符号和导频符号，进行空间处理来从多个天线发送合并的符号和导频符号，等等。调制信号可以通过无线信道发送给接收机150。

在接收机150处，接收机单元(RCVR)160通过无线信道接收一个或多个信号，以与发射机单元138所进行的处理互补的方式处理接收的信号，将接收的导频符号(表示为{y_p})提供给信道估计器162，并将接收的符号流(表示为{y})提供给RX处理器170。接收的符号可以表示为：

y＝h·x+n＝h·[K_b·s_b+K_e+s_e]+n，     等式(2)

其中，h是合并的符号x的复信道增益，n是由合并的符号x观测到的噪声，并且y是合并符号x的接收符号。噪声n包括信道噪声和干扰、接收机电路噪声等等。

信道估计器162基于接收的导频符号来估计无线信道的响应，并提供信道增益估计

为了简化，这里的描述假设信道估计没有错误，即

RX处理器170包括检测器172和176、干扰消除器174、解码器182和186以及编码器/调制器184。检测器172在接收符号流{y}上为基本流进行数据检测，并提供基本流的检测符号(表示为

)。每个检测的符号

是数据符号s_b的估计，并且例如可以由一组对数似然比(LLR)来表示，如下所述。解码器182解码基本流的检测符号，并提供解码后的基本流(表示为)。然后编码器/调制器184以与发射机110进行的同样方式来重编码和重调制解码后的基本流，并提供重调制的基本流(表示为

)，它是基本符号流{s_b}的估计。干扰消除器174接收重调制的基本流，估计由基本流引起的干扰并从接收符号流中消除该干扰，并将消除干扰的符号流(表示为{y_e})提供给检测器176。检测器176在用于增强流的消除干扰的符号流{y_e}上进行数据检测，并提供增强流的检测符号(表示为

)。解码器186解码增强流的检测符号，并提供解码的增强流(表示为

)。

控制器140和190分别控制发射机110和接收机150处的操作。存储器单元142和192存储分别由控制器140和190使用的程序代码和数据。

由接收机进行的数据检测受各种因素的影响，这些因素诸如用于每个数据流的调制方案、用于表示检测符号的特定形式、用于进行数据检测的技术等等。为清楚起见，以下具体描述对于两个流的具有正交相移键控(QPSK)的分级编码数据传输的数据检测，以及用LLR表示检测符号。

图2A示出了QPSK的信号星座图200，其在二维复平面上包括210a到210d四个信号点。这四个信号点位于1+j1、1-j1、-1+j1和-1-j1坐标处，并分别标记为‘11’、‘10’、‘01’和‘00’。对于QPSK调制，将每对编码比特(表示为b₁和b₂)映射到四个可能的信号点之一，并且映射的信号点的复值是该对编码比特的调制符号。例如，比特b₁可以用于调制符号的同相(I)分量，且比特b₂可以用于调制符号的正交(Q)分量。在这种情况下，每对编码比特的调制符号可以表示为：s＝b₁+jb₂，其中b₁∈{1，-1}且b₂∈{1，-1}。

图2B示出了用于基本流和增强流的QPSK分级编码的信号星座图250.用于基本流的QPSK星座图由210a到210d四个信号点来表示.用于增强流的QPSK星座图叠加在用于基本流的QPSK星座图上，并由每个信号点210上的260a到260d四个信号点来表示.比例因子K_b和K_e确定了(1)在基本流信号点210和复平面中心之间的距离，以及(2)在增强流信号点260和基本流信号点210之间的距离。

再参考图2A，利用QPSK，为每对编码比特发送仅有的四个可能信号点之一的调制符号。然而，由于无线信道中的噪声、干扰以及失真，接收符号(例如，图2A中的符号212)不能直接落在四个可能的信号点之一上。进行数据检测以便消除无线信道的影响(例如，消除复信道增益h)，并确定四个可能的信号点中哪一个是发送的数据符号s。每个检测符号

的信息常表示为该检测符号的两个组成编码比特b₁和b₂中每个比特的LLR的形式。每个LLR表示它的编码比特b_i是1(‘1’或+1)或零(‘0’或-1)的似然性。检测符号

的第i个编码比特的LLR可以表示为：

对于QPSK，i＝1，2    等式(3)

其中b_i是检测符号的第i个编码比特；

是检测符号的比特b_i为1的概率；

是检测符号

的比特b_i为-1的概率；以及

b.LLR_i是编码比特b_i的LLR。

LLR是个双极性值，较大的正值对应编码比特为+1的较高似然性，较大的负值对应编码比特为-1的较高似然性。LLR为零表示编码比特为+1或-1有相同的似然性。通常将每个编码比特的LLR量化为预定数目的比特(或L比特，L＞1)，以便存储。用于LLR的比特数取决于各种因素，诸如解码器的要求、检测的符号的SNR等等。

图1示出了分级编码数据传输的数据检测的示意性表示。可以用各种方式进行数据检测。下面描述了三种数据检测方案。

图3示出了用于第一数据检测方案的RX处理器170a，其中基于接收符号{y}来检测基本流和增强流。RX处理器170a是图1中RX处理器170的实施例。

在RX处理器170a中，接收符号{y}最初存储在缓存314中。基本流LLR计算单元320从缓存314得到接收符号，并在每个接收符号y上进行数据检测，以获得接收符号中携带的基本流符号s_b的两个编码比特的两个LLR。用于基本流的两个LLR可以表示如下：

${\mathrm{LLR}}_{b1}+j{\mathrm{LLR}}_{b2}=y\·h^{*}\·\frac{2\sqrt{2E_b}}{N_{0,b}},$ 等式(4)

其中，LLR_b1和LLR_b2是接收符号y中基本流符号s_b的两个比特的LLR；

a.h是用于接收符号y的信道增益估计；

b.“*”表示复共轭；

c.E_b是基本流符号s_b的能量；以及

d.N_0，b是由基本流符号s_b观测到的噪声和干扰功率。

假设基本流符号s_b有复值

该基本流符号能量为且增强流符号能量是

其中E_total是合并符号x的总能量。噪声和干扰功率N_0，b包括信道噪声N₀和来自增强流的干扰.计算单元320通过复用器(Mux)322将基本流LLR(表示为{LLR_b})提供给用于存储的缓存324。

解码器182从缓存324接收基本流LLR并解码，并提供基本流解码数据

如果在发射机处进行了涡轮(Turbo)编码或卷积编码，则解码器182可以分别实现涡轮解码器或维特比(Viterbi)解码器。涡轮解码器多次迭代地对LLR进行解码，以获得传输的数据比特的逐渐更好的估计。解码处理通常需要一些时间量来完成，并且在解码处理期间可能还要求对基本流LLR的存储(例如，涡轮解码器)。

在解码完基本流LLR以后，解码数据

通过编码器/调制器184进行重编码和重调制，以获得重调制的符号干扰估计器330接收重调制符号

并将其与信道增益估计{h}相乘，提供由基本流引起的干扰估计{i_b}。加法器332接收干扰估计{i_b}，并从得自缓存314的接收符号{y}中减去干扰估计{i_b}，并提供消除干扰的符号{y_e}，其表示为：

$a.y_e=y-i_b=y-h\·{\tilde{s}}_b\≅y-h\·s_b.$ 等式(5)

如果基本流正确解码，重调制符号等于基本流符号s_b。可以基于CRC(循环冗余校验)或某些其它错误检测方案来确定基本流是正确解码还是出错。

增强流LLR计算单元340在消除干扰的符号{y_e}上进行数据检测，以获得每个增强流符号s_e的两个编码比特的两个LLR。用于增强流的两个LLR可以表示为：

$a.{\mathrm{LLR}}_{e1}+j{\mathrm{LLR}}_{e2}=y_e\·h^{*}\·\frac{2\sqrt{2E_e}}{N_{0,e}},$ 等式(6)

其中，LLR_e1和LLR_e2是基于消除干扰的符号y_e导出的、增强流符号s_e的两个比特的LLR；

a.E_e是增强流符号s_e的能量；以及

b.N_0，e是由增强流符号s_e观测到的噪声和干扰功率。

计算单元340通过复用器322将增强流LLR(表示为{LLR_e})提供给用于存储的缓存324。然后解码器182解码增强流LLR，以获得增强流的解码数据

对于第一种数据检测方案，在解码器182解码基本流的时候，RX处理器170a需要将接收符号{y}存入缓存314，并将基本流LLR存入缓存324。缓存314和324的大小取决于数据分组大小、解码延迟以及可能的其它因素。因为两个流顺序解码，所以可以使用同一缓存324来存储基本流LLR和增强流LLR。

图4示出了用于第二数据检测方案的RX处理器170b，在该方案中基于接收符号{y}来检测基本流，基于基本流LLR来检测增强流。RX处理器170b是图1中RX处理器170的另一实施例。

在RX处理器170b中，基本流LLR计算单元420在接收符号{y}上进行数据检测，以获得基本流LLR{LLR_b}，如等式(4)中所示。计算单元420通过复用器422将基本流LLR提供给用于存储的缓存424。解码器182从缓存424接收基本流LLR并对其解码，并提供基本流的解码数据

在基本流LLR解码以后，编码器/调制器184对解码的数据进行重编码和重调制，以获得基本流的重调制符号

基本流LLR是从接收符号导出的，并且与接收符号密切相关。这样可以直接从基本流LLR计算增强流LLR，以代替从接收符号计算增强流LLR。增强流LLR可以表示为：

${\mathrm{LLR}}_{e1}+j{\mathrm{LLR}}_{e2}=(y-h\·{\tilde{s}}_b)\·h^{*}\·\frac{2\sqrt{2E_e}}{N_{0,e}},$

$=y\·h^{*}\·\frac{2\sqrt{2E_e}}{N_{0,e}}-{\tilde{s}}_b\·{\left|h\right|}^2\·\frac{2\sqrt{2E_e}}{N_{0,e}},$ 等式(7)

$=(y\·h^{*}\·\frac{2\sqrt{2E_b}}{N_{0,b}})\frac{\sqrt{2E_e}/N_{0,e}}{\sqrt{2E_b}/N_{0,b}}-{\tilde{s}}_b\·{\left|h\right|}^2\·\frac{2\sqrt{2E_e}}{N_{0,e}},$

$=({\mathrm{LLR}}_{b1}+j{\mathrm{LLR}}_{b2})\·G_1-{\tilde{s}}_b\·{\left|h\right|}^2\·G_2,$

其中

并且|h|²表示接收符号y的信道功率增益估计。通过将等式(5)代入等式(6)中获得等式(7)中的第一个等式。第三个等式中括号内的量对应于基本流LLR。等式(7)表示增强流LLR可以从基本流LLR和重调制的符号中导出。

在RX处理器170b中，乘法器426接收基本流LLR并以增益G₁缩放基本流LLR，并提供缩放的基本流LLR。干扰估计器430接收每个重调制符号

并用其信道功率增益估计|h|²和增益G₂乘以每个重调制符号以获得由基本流引起的干扰估计

干扰估计器430进行的处理与图3中干扰估计器330进行的处理不同。加法器432接收干扰估计i″_b并从缩放的基本流LLR减去干扰估计i″_b，并提供增强流LLR，增强流LLR通过复用器422被发送给用于存储的缓存424。然后解码器182解码增强流LLR以获得增强流的解码数据如等式(7)所示，没有使用接收符号{y}来导出增强流LLR。

对于第二数据检测方案，RX处理器170b不需要存储接收符号，并且仅使用一个缓存424来存储基本流LLR和增强流LLR。这可以很大地减小用于接收机的缓存要求。

对基本流LLR进行量化并以足够数目的比特存储，这使得这些LLR为基本流提供很好解码性能，并且可以进一步用于导出增强流LLR。对于第二数据检测方案，用于基本流LLR的比特数目影响两个流LLR的精度和范围。在一个特定的涡轮解码器实现中，将LLR量化为六比特，其具有[-8，8]的范围和0.25的精度。该精度表示最大可能的量化误差。范围和精度的选择通常都基于解码性能，并且仅仅间接相关于信号量化噪声比(SQNR)。而且，范围和精度通常不基于诸如编码率或操作SNR这样的因素而改变。

增强流LLR的精度受增益G₁的影响，该增益G₁用于缩放等式(7)中的基本流LLR。如果基本流观测到的噪声和干扰功率N_0，b受信道噪声N₀支配，而不受来自增强流的干扰支配，那么N_0，b近似等于N₀，并且增强流将具有相比基本流较低的SNR，因为通常将较低功率用于增强流。在这种情况下，增益G₁将低于1，因为基本流LLR由G₁进行放缩，所以增强流LLR的精度并不受基本流LLR的精度影响。然而，如果增益G₁大于1，那么可以将一个或多个附加的低阶/较低有效比特用于基本流LLR。

量化的范围应足够大，这使得基本流LLR不饱和或不箝位在太低的值，这种饱和和箝位都会降低性能。基本流LLR的饱和通常不会引起涡轮解码器的严重问题，但会严重影响从基本流LLR导出的增强流LLR的质量。为了确定需要多少附加的高阶比特来防止LLR饱和，可以用h·s_b+n代替等式(4)中接收符号y，如下所示：

${\mathrm{LLR}}_{b1}+j{\mathrm{LLR}}_{b2}=(h\·s_b+n_b)\·h^{*}\·\frac{2\sqrt{2E_b}}{N_{0,b}},$ 等式(8)

$=s_b\·{\left|h\right|}^2\·\frac{2\sqrt{2E_b}}{N_{0,b}}+n_b\·h^{*}\·\frac{2\sqrt{2E_b}}{N_{0,b}},$

其中n_b表示由基本流观测的噪声和干扰，其中包括来自增强流的干扰。

如果传输了基本流符号那么符号s_b的两个LLR中的每一个都具有均值μ_b＝2E_b·|h|/N_0，b＝2·SNR_b和标准差

那么基本流的SNR是SNR_b＝E_b·|h|²/N_0，b。对于接收符号y假设了均值加三倍标准差的“合理”变量，LLR的大小应该能够具有最大到

的值。该数字随着基本流的SNR的增加而增加。这样，当信道噪声为零且基本流SNR触及由增强流的干扰引起的噪声底限的时候是最坏的情况。在这点上，基本流的SNR为SNR_b＝E_b/E_e，并且提供的最大LLR大小是

应注意到，这是个保守的范围，因为当N_0，b由来自增强流的干扰支配时，噪声不再是高斯噪声，而是QPSK噪声，该QPSK噪声变化不超过均值加单个标准差。

可以基于基本流符号能量与增强流符号能量的比率来选择用于基本流LLR的比特数。例如，如果基本流的功率比增强流的功率强四倍(或E_b/E_e＝4)，那么基本流LLR应以最大到的大小来进行量化。例如，上面描述的涡轮解码器实现具有[-8，8]的范围，可以用两个附加的高阶比特或总共8比特来对基本流LLR进行量化和存储。如另一个例子，如果基本流的功率比增强流的功率强九倍(或E_b/E_e＝9)，那么基本流LLR应使用最大到的大小进行量化，且可以为LLR使用三个附加的高阶比特。

虽然，对于第二数据检测方案，基本流LLR可以用附加比特存储，但总存储器需求仍会显著小于第一数据检测方案，第一数据检测方案存储了接收符号和基本流LLR。因为在增强流存在的情况下接收符号还很可能要求更大的比特宽度，所以上述情况尤其是真实的。

图5示出了用于第三数据检测方案的RX处理器170c，其中基于接收符号{y}来检测基本流，并且用未编码的干扰消除来检测增强流。RX处理器170c也是图1中RX处理器170的另一个实施例。

在RX处理器170c中，基本流LLR计算单元520在接收符号{y}上进行数据检测，以获得基本流LLR，如等式(4)所示。计算单元520将基本流LLR提供给用于存储的缓存524。解码器182通过复用器526从缓存524接收基本流LLR，解码这些LLR，并提供基本流的解码数据

对于第三种数据检测方案，与第一种数据检测方案相似，从接收符号{y}计算增强流LLR。然而，基于基本流的未编码数据符号估计(代替重调制符号)来估计基本流引起的干扰。这样可以同时用基本流LLR来计算增强流LLR，而不用必须等待基本流解码完成后再计算。

未编码数据符号估计s′_b(或简化地，数据符号估计)是通过在接收符号y或接收符号y的基本流LLR上进行硬决策获得的基本流符号s_b的估计.例如，参考图2A，接收符号212的数据符号估计可以是在1+j1处的信号点，其是距接收符号212最近的信号点.可以基于接收符号导出数据符号估计，而没有得益于用于基本流的编码错误纠正能力.这样，与重调制符号相比，数据符号估计更倾向于错误，重调制符号得益于基本流编码的错误纠正能力.因此，从数据符号估计导出的未编码的干扰估计{i′_b}较不可靠，从未编码的干扰消除符号{y′_e}导出的增强流LLR也比由第一数据检测方案导出的增强流LLR更不可靠。如果在解码处理过程中为出错的数据符号估计的LLR给出了高可靠值(或更大的权重)，那么可能会降低增强流的解码性能。

可以使用各种方案来减轻在增强流解码中数据符号错误(或硬决策符号错误)的有害影响。可以通过将每个重调制符号与对应数据符号估计作比较，并且如果两个不相等就声明出错，来检测数据符号错误。

在第一个错误补偿方案中，在解码处理过程中，对应于出错的数据符号估计的增强流LLR不给予权重。这可以通过将这些LLR设置为擦除来完成，擦除是LLR值为零，表示编码比特为+1或-1的同等似然性。如果符号错误率(SER)相对较低，那么使用对应于数据符号错误的LLR擦除的影响会比较小。例如，在噪声底限6dB(其对应具有增强流功率四倍的基本流)，SER近似为百分之二。将这些硬决策符号错误声明为擦除而导致的解码性能的下降应不显著。

在第二错误补偿方案中，基于解码基本流后的重调制符号，刷新用出错的数据符号估计获得的增强流LLR。来自等式(7)的增强流LLR可以表示为：

${\mathrm{LLR}}_{e1}+j{\mathrm{LLR}}_{e2}=(y-h\·{\tilde{s}}_b)\·h^{*}\·\frac{2\sqrt{2E_e}}{N_{0,e}},$

$=(y-h\·s_b^{\′})\·h^{*}\·\frac{2\sqrt{2E_e}}{N_{0,e}}+(s_b^{\′}-{\tilde{s}}_b)\·{\left|h\right|}^2\·\frac{2\sqrt{2E_e}}{N_{0,e}},$ 等式(9)

$=({\mathrm{LLR}}_{e1}^{\′}+j{\mathrm{LLR}}_{e2}^{\′})+(s_b^{\′}-{\tilde{s}}_b)\·{\left|h\right|}^2\·G_2,$

其中，LLR′_e1和LLR′_e2是增强流符号s_e的两个比特的初始LLR。等式(9)表示可以基于接收符号y和数据符号估计s′_b来获得初始LLR′_e1和LLR′_e2。一旦基本流已经解码完并且重调制的符号可用，可以用重调制符号

来刷新初始的LLR′_e1和LLR′_e2，以获得最终的LLR′_e1和LLR′_e2，可以对其解码以获得增强流的解码数据。如果初始LLR是饱和的，那么可以将这些LLR设置为擦除。即使最终的LLR是饱和的，也保持它们。

在RX处理器170c内，硬决策单元528接收了基本流LLR(如图5所示)或所接收符号(图5中未示出)，并进行硬决策以导出基本流的数据符号估计{s′_b}。可以以本领域已知的方式进行硬决策。例如，可以将每个数据符号估计设置为距离上距接收符号最近的信号点。不像重调制的符号，数据符号估计可以用最小的延迟导出。

干扰估计器530接收数据符号估计{s′_b}，并将此估计与信道增益估计{h}相乘，并提供由基本流引起的未编码的干扰估计{i′_b}，其可以表示为：i′_b＝h·s′_b。加法器532接收了干扰估计{i′_b}并从接收符号{y}中减去该干扰估计，并提供未编码的消除干扰的符号{y′_e}，其可以表示为：y′_e＝y-i′_b＝y-h·s′_b。增强流LLR计算单元540在未编码的消除干扰符号{y′_e}上进行数据检测，以获得初始的增强流LLR{LLR′_e}，类似等式(6)中所示。计算单元540将初始增强流LLR提供给用于存储的缓存544。

在解码了基本流LLR以后，编码器/调制器184重编码并重调制了解码数据以获得基本流的重调制符号

符号错误检测器542接收重调制的符号

和数据符号估计{s′_b}，检测数据符号估计中的错误，并为每个检测为错误的数据符号估计提供标记。如果使用第二错误补偿方案，符号错误检测器542可以进一步为每个出错的数据符号估计计算校正因子

LLR调整单元546从缓存544接收初始增强流LLR{LLR′_e}并对其进行调整，并通过复用器526将最终的增强流LLR{LLR_e}提供给解码器182。LLR调整单元546可以：(1)对于第一错误补偿方案，将用于出错数据符号估计的增强流LLR设置为擦除，或(2)对于第二错误补偿方案，将校正因子c_b添加到用于每个出错数据符号估计的初始增强流LLR。

对于第三数据检测方案，RX处理器170c不需要存储接收符号，并且两个缓存524和544分别用于存储基本流LLR和增强流LLR。

为清楚起见，上面描述的三个数据检测方案用于QPSK。这些数据检测方案也可以用于高阶调制方案，高阶调制方案是比QPSK更高阶的调制方案。可以以上面描述的方式使用第一和第三数据检测方案，其中将任何调制方案用于基本流，将任何调制方案用于增强流。对于第三数据检测方案，只要检测到数据符号估计出错，就可以根据用于增强流的调制方式，将校正因子

用于刷新初始LLR。

对于第二数据检测方案，基本流LLR包括接收符号中全部信息，这样可以将基本流LLR用于估计或重建接收符号。然后，可以从接收符号估计计算增强流LLR。可以如下所述从基本流LLR估计接收符号。为了简化，下面描述假设为基本流使用了比QPSK更高阶的格雷(Gray)映射调制方案。通过格雷映射，星座图(四方星座图的水平和垂直方向上)中的相邻信号点具有仅有一个比特位不同的标记。格雷映射减少了更可能出错事件的编码比特错误数，该更可能出错事件对应于被映射到正确信号点附近的信号点的接收符号，在这种情况下，仅一个编码比特会出错。下面描述也假设用“双重最大近似(dual-maxapproximation)”计算基本流LLR，其可以表示为：

${\mathrm{LLR}}_i=\frac{{|y-h\·s_{i,1}|}^2}{N_{0,b}}-\frac{{|y-h\·s_{i,0}}^2|}{N_{0,b}},$ 等式(10)

$={\left|h\right|}^2\·(\frac{{|(y/h)-s_{i,1}|}^2}{N_{0,b}}-\frac{{|(y/h)-s_{i,0}|}^2}{N_{0,b}}),$

其中LLR_i是接收符号y第i个编码比特的LLR；

a.s_i，1是假定的最接近接收符号y的调制符号，使得s_i，1的第i个编码比特具有+1值；以及

b.s_i，0是假定的最接近接收符号y的调制符号，使得s_i，0的第i个编码比特具有-1值。

用于M元PSK(M-ary PSK)或M-QAM调制方案的信号星座图包含M个信号点。每个信号点与B比特标记相关，其中B＝log₂ M。将B个编码比特映射到调制符号，其是信号点的复值，该信号点的标记等于B个编码比特的值。为每个接收符号y计算B个LLR，基于各对假定的调制符号s_i，1和s_i，0来计算每个LLR。

等式(10)为检测到的调制符号s的每个编码比特提供一个关于接收符号y的等式。这样，对于8-PSK(B＝3)的每个接收符号有三个等式，对于16-QAM(B＝3)的每个接收符号有四个等式，诸如此类。可以示出，从等式(10)导出的用于B个编码比特的B个等式是线性等式。从这B个等式中，可以确定两个未知项，即接收符号y的实部和虚部。然而，难的是将一对不同的假定的调制符号s_i，1和s_i，0用于接收符号y的B个等式的每一个，并且这些假定的调制符号是未知的。对于格雷映射的8-PSK和16-QAM，用下面描述的技术，可以为每个接收符号y的B个编码比特的至少两个比特确定假定的调制符号。那么两个(独立的)线性等式可用于计算接收符号y的两个未知的实部和虚部。

接收符号y的两个编码比特的s_i，1和s_i，0值可以确定如下。首先，等式(10)表示每个编码比特LLR的符号由最接近y/h的假定调制符号来确定。例如，如果s_i，1比s_i，0更接近于y/h，那么|(y/h)-s_i，1|²将比|(y/h)-s_i，0|²更小，并且LLR_i将是个负值。相反，如果s_i，0比s_i，1更接近y/h，那么LLR_i将是个正值。将该事实逆向考虑，B个编码比特LLR的符号(硬比特决策)确定了最接近y/h的信号点s_c(硬符号决策)。例如，如果对于8-PSK符号LLR₁＝+a，LLR₂＝+b并且LLR₃＝-c，其中a，b和c都是正值，那么最接近该8-PSK符号的信号点具有标记“001”。

为简化记号，通过将星座图中每个信号点的标记与最接近信号点的标记进行异或(XOR)，可以用全零标记来重新标记最接近的信号点s_c。在这个新记号中，B个编码比特中的每一个的假定的符号s_i，0等于最接近的信号点s_c，或者，对于i＝1...B，s_i，0＝s_c。确定s_i，1的过程取决于信号星座图，并将该过程在下面具体描述为用于格雷映射的8-PSK和16-QAM。

对于8-PSK，在单位圆上以45°均匀间隔出星座图中的八个信号点。由上面描述的过程，最接近y/h的信号点标记为‘000’。对于8-PSK星座图，接着的两个最接近y/h的信号点是两个与‘000’相邻的信号点(即，沿着单位圆一个信号点在‘000’的左边，另一个信号点在‘000’的右边)。因为星座图是格雷映射的，所以这两个相邻信号点仅与‘000’在一比特位置上不同。例如，如果两个相邻信号点标记为‘100’和‘010’，则对于最左边编码比特s_i，1为‘100’，并且对于中间编码比特s_i，1为‘010’。这样已知了三个编码比特中两个比特的s_i，1和s_i，0值，并将其与这两个编码比特LLR和信道增益估计h一起用于求解接收符号y。

对于16-QAM，将16个信号点布置在二维栅格上，并且每个信号点沿着实轴有至少一个相邻信号点，沿着虚轴有至少一个相邻信号点。因为星座图是格雷映射的，这些相邻信号点至多在一个比特位置上与原始信号点不同。由上面描述的处理过程，最接近y/h的信号点标记为‘0000’。如果将该最接近信号点s_c的两个相邻信号点标记为‘1000’和‘0001’，那么对于最左边编码比特来说s_i，1为‘1000’，对于最右边编码比特来说s_i，1为‘0001’。这样，对于四个编码比特中的两个，s_i，1和s_i，0的值是已知的，并且可以将其用于求解接收符号y。一个水平相邻信号点和一个垂直相邻信号点的使用避免了相关等式的情况。

图6示出了以更高阶调制方案调制基本流的第二数据检测方案的RX处理器170d。RX处理器170d包括图3中的RX处理器170a中的大部分单元(没有缓存314)，并且还包括接收符号估计器326。

基本流LLR计算单元320基于接收符号{y}导出基本流LLR，并通过复用器322将基本流LLR提供给用于存储的缓存324.接收符号估计器326从缓存324接收基本流LLR，并基于这些LLR导出接收符号估计

如上面所描述。加法器332接收干扰估计{i_b}，并从接收符号估计

中减去干扰估计{i_b}，并提供消除干扰的符号{y_e}。增强流LLR计算单元基于消除干扰的符号{y_e}导出增强流LLR，并通过复用器322将增强流LLR提供给用于存储的324。

为了清楚起见，在图3、图5以及图6中为基本流和增强流示出了单独的LLR计算单元。可以通过单个LLR计算单元为两个流进行LLR计算，例如，以时分复用(TDM)方式进行计算。通过具有一个或多个乘加单元和一个或多个算术逻辑单元(ALU)的数字信号处理器(DSP)也可以进行数据检测的所有计算。在图3、图4、图5以及图6中示出的框图也可以用作数据检测处理的流程图。

这里描述的数据检测技术可以用于单载波也可以用于多载波系统。可以通过OFDM或某些其它结构来提供多载波。OFDM将整个系统带宽有效地分割为多个(N)正交子带，这些正交子带也称为音调、子载波、屉(bin)以及频率信道。通过OFDM，每个子带与各个可以用数据进行调制的子载波相关。

可以在用于数据传输的每个子带上传输合并的符号x。可以在每个OFDM符号周期内在N个子带上传输最多N个合并的符号。发射机通过用N点反向快速傅立叶变换(IFFT)将每组N个合并的符号和导频符号{x(k)}变换到时域以获得包含N个码片的“变换”符号来进行OFDM调制，其中每组符号将在一个OFDM符号周期内发送。为防止由频率选择性衰落引起的符号间干扰(ISI)，通常重复每个变换符号的一部分(或N_cp个码片)以形成相应的OFDM符号。每个OFDM符号在一个OFDM符号周期内发送，一个OFDM符号周期是N+N_cp个码片周期，其中N_cp是循环前缀长度。

接收机获得接收信号的采样流，并去除每个接收的OFDM符号中的循环前缀，以获得相应接收的变换符号。然后，接收机用N点快速傅立叶变换(FFT)将每个接收的变换符号变换到频域，以获得N个子带的N个接收符号{y(k)}。每个接收符号y(k)是在子带k上发送的合并符号x(k)或导频符号，其因信道增益h(k)而失真，因噪声n(k)而质量下降，如等式(2)中所示。可以将接收符号串行化，并对其进行如上三个数据检测方案所述的处理。

这里描述的数据检测技术也可以用于两个以上的数据流。对于每个额外的数据流，可以重复增强流的处理(例如，LLR计算、符号估计、干扰估计等等)。

这里描述的数据检测技术可以通过多种方式实现。例如，这些技术可以在硬件、软件或它们的结合中实现。对于硬件实现来说，用于进行数据检测的处理单元可以实现在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现成可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计用于实现此处所描述功能的其它电子单元或它们的结合中。

对于软件实现，可以用执行此处所述功能的模块(例如，程序、函数等等)来实现数据检测技术。可以将软件代码存储在存储器单元中(例如，图1中的存储器单元192)并由处理器(例如，控制器190)来执行。可以在处理器内或者在处理器外实现存储单元，在处理器外的情况下，通过本领域中已知的各种方式将存储单元通信地连接到处理器。

提供了所公开实施例的先前描述，以使本领域的任何技术人员都能够实现或使用本发明.这些实施例的各种修改对本领域的技术人员来说将是容易显然的，并且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可以将本文中定义的一般原理应用到其它实施例.因此，本发明不是想要受限于此处所示的实施例，而是要符合与此处公开的原理和新特征一致的最宽范围.

Claims (31)

1.一种在无线通信系统中进行数据检测的方法，包括；

基于数据传输的接收符号导出第一数据流的编码比特的对数似然比(LLR)；

估计由所述第一数据流引起的干扰；以及

基于所述第一数据流的编码比特的LLR和所估计的干扰，导出第二数据流的编码比特的LLR。

2.如权利要求1所述的方法，还包括：

解码所述第一数据流的编码比特的LLR，以获得所述第一数据流的解码数据；以及

重编码以及重调制所述解码数据，以获得所述第一数据流的重调制符号，其中基于所述重调制符号对由所述第一数据流引起的干扰进行估计。

3.如权利要求1所述的方法，其中可以从所述接收符号实时地导出所述第一数据流的编码比特的LLR，无需对所述接收符号进行缓存。

4.如权利要求1所述的方法，还包括：

将所述第一数据流的编码比特的LLR存入缓存器；以及

通过覆盖所述第一数据流的编码比特的LLR，将所述第二数据流的编码比特的LLR存入所述缓存器。

5.如权利要求1所述的方法，其中将正交相移键控(QPSK)用于所述第一和第二数据流。

6.如权利要求1所述的方法，其中将比正交相移键控(QPSK)更高阶的调制方案用于所述第一数据流，所述方法还包括：

基于所述第一数据流的编码比特的LLR导出接收符号估计，并且其中基于所述接收符号估计和所估计的干扰导出所述第二数据流的编码比特的LLR。

7.如权利要求6所述的方法，其中所述导出接收符号估计包括：

基于所述第一数据流的每个接收符号中携带的数据符号的所有编码比特的LLR，为该接收符号形成两个等式，并且其中从所述两个等式导出该接收符号的接收符号估计。

8.如权利要求1所述的方法，其中基于双重最大近似来导出所述第一和第二数据流的编码比特的LLR。

9.如权利要求1所述的方法，还包括：

导出用于数据传输的无线信道的信道增益估计，其中利用所述信道增益估计导出所述第一和第二数据流的编码比特的LLR和由所述第一数据流引起的所述干扰。

10.如权利要求1所述的方法，其中对于分级编码数据传输，所述第一数据流是基本流，所述第二数据流是增强流。

11.如权利要求1所述的方法，其中所述无线通信系统使用了正交频分复用(OFDM)，其中所述接收符号来自多个子带。

12.无线通信系统中的一种装置，包括；

第一计算单元，用于基于数据传输的接收符号导出第一数据流的编码比特的对数似然比(LLR)；

干扰估计器，用于对由所述第一数据流引起的干扰进行估计；以及

第二计算单元，用于基于所述第一数据流的编码比特的LLR和所估计的干扰，导出第二数据流的编码比特的LLR。

13.如权利要求12所述的装置，还包括：

解码器，用于对所述第一数据流的编码比特的LLR进行解码，以获得所述第一数据流的解码数据；以及

编码器和调制器，用于重编码和重调制所述解码数据，以获得所述第一数据流的重调制符号，其中所述干扰估计器用于基于所述重调制符号对由所述第一数据流引起的干扰进行估计。

14.如权利要求12所述的装置，还包括：

缓存器，用于存储所述第一数据流的编码比特的LLR，以及通过覆盖所述第一数据流的编码比特的LLR，存储所述第二数据流的编码比特的LLR。

15.如权利要求12所述的装置，还包括：

信道估计器，用于导出所述数据传输使用的无线信道的信道增益估计，其中利用所述信道增益估计导出所述第一和第二数据流的编码比特的LLR以及由所述第一数据流引起的所述干扰。

16.无线通信系统中的一种装置，包括：

用于基于数据传输的接收符号导出第一数据流的编码比特的对数似然比(LLR)的模块；

用于估计由所述第一数据流引起的干扰的模块；以及

用于基于所述第一数据流的编码比特的LLR和所估计的干扰导出第二数据流的编码比特的LLR的模块。

17.如权利要求16所述的装置，还包括：

用于对所述第一数据流的编码比特的LLR进行解码以获得所述第一数据流的解码数据的模块；以及

用于对所述解码数据进行重编码和重调制以获得所述第一数据流的重调制符号的模块，其中基于所述重调制符号对由所述第一数据流引起的所述干扰进行估计。

18.如权利要求16所述的装置，其中无需对所述接收符号进行缓存，从所述接收符号实时地导出所述第一数据流的编码比特的LLR。

19.如权利要求16所述的装置，还包括：

用于存储所述第一和第二数据流的编码比特的LLR的模块，其中通过覆盖所述第一数据流的编码比特的LLR来存储所述第二数据流的编码比特的LLR。

20.在无线通信系统中进行数据检测的方法，包括；

基于数据传输的接收符号导出第一数据流的编码比特的对数似然比(LLR)；

基于所述接收符号或所述第一数据流的编码比特的LLR导出所述第一数据流的数据符号估计；

基于所述数据符号估计对由所述第一数据流引起的干扰进行估计；

基于所述接收符号和所估计的干扰导出第二数据流的编码比特的LLR；

解码所述第一数据流的编码比特的LLR，以获得所述第一数据流的解码数据；

对所述解码数据进行重编码和重调制，以获得所述第一数据流的重调制符号；以及

基于所述重调制符号和所述第一数据流的所述数据符号估计来调整所述第二数据流的编码比特的LLR。

21.如权利要求20所述的方法，其中通过对所述接收符号或所述第一数据流的编码比特的LLR进行硬决策，导出所述数据符号估计。

22.如权利要求21所述的方法，其中所述对LLR的调整包括：

基于所述重调制符号检测所述数据符号估计中的错误，以及

将检测为出错的数据符号估计的编码比特的LLR设置为擦除，以进行解码。

23.如权利要求21所述的方法，其中所述对LLR的调整包括

基于所述重调制符号检测所述数据符号估计中的错误，

导出检测为出错的数据符号估计的校正因子，以及

用所述校正因子刷新检测为出错的数据符号估计的编码比特LLR。

24.如权利要求20所述的方法，其中从所述接收符号实时地导出所述第一和第二数据流的编码比特的LLR，无需对所述接收符号进行缓存。

25.如权利要求20所述的方法，还包括：

为后续解码，对所述第一和第二数据流的编码比特的LLR进行缓存。

26.无线通信系统中的装置，包括；

第一计算单元，用于基于数据传输的接收符号导出第一数据流的编码比特的对数似然比(LLR)；

决策单元，用于基于所述接收符号导出所述第一数据流的数据符号估计；

干扰估计器，用于基于所述数据符号估计来对由所述第一数据流引起的干扰进行估计；

第二计算单元，用于基于所述接收符号和所估计的干扰来导出第二数据流的编码比特的LLR；

解码器，用于解码所述第一数据流的编码比特的LLR，以获得所述第一数据流的解码数据；

编码器和调制器，用于重编码和重调制所述解码数据，以获得所述第一数据流的重调制符号；以及

调整单元，用于基于所述第一数据流的所述重调制符号和所述数据符号估计来调整所述第二数据流的编码比特的LLR。

27.如权利要求26所述的装置，还包括；

符号错误检测器，用于基于所述重调制符号检测所述数据符号估计中的错误，其中所述调整单元用于将检测为出错的数据符号估计的编码比特LLR调整为擦除，以进行解码。

28.如权利要求26所述的装置，还包括：

符号错误检测器，用于基于所述重调制符号检测所述数据符号估计中的错误，其中所述调整单元用于导出检测为出错的数据符号估计的校正因子，并且用所述校正因子刷新检测为出错的所述数据符号估计的编码比特的LLR。

29.无线通信系统中的装置，包括：

基于数据传输的接收符号导出第一数据流的编码比特的对数似然比(LLRs)的模块；

基于所述接收符号导出所述第一数据流的数据符号估计的模块；

基于所述数据符号估计对由所述第一数据流引起的干扰进行估计的模块；以及

基于所述接收符号和所估计的干扰导出第二数据流的编码比特的LLR的模块；

对所述第一数据流的编码比特的LLR进行解码以获得所述第一数据流的解码数据的模块；

对所述解码数据进行重编码和重调制以获得所述第一数据流的重调制符号的模块；以及

基于所述重调制符号和所述第一数据流的所述数据符号估计，对所述第二数据流的编码比特的LLR进行调整的模块。

30.如权利要求29所述的装置，其中所述用于调整LLR的模块包括：

基于所述重调制符号，检测所述数据符号估计中的错误的模块；

将检测为出错的数据符号估计的编码比特的LLR设定为擦除以便进行解码的模块。

31.如权利要求29所述的装置，其中所述用于调整LLR的模块包括：

基于所述重调制符号检测所述数据符号估计中的错误的模块，

导出检测为出错的数据符号估计的校正因子的模块，以及

用所述校正因子对检测为出错的数据符号估计的编码比特的LLR进行刷新的模块。

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