CN113228578A - 用于多个调制方案的改进解调制的设备和方法 - Google Patents

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Abstract

公开了用于经调制的通信信号的解调制方法和解调制装置，该经调制的通信信号包括源数据，该源数据被映射到第一调制方案以获得第一复数码元集，并且被映射到至少一个另外的调制方案以获得至少一个另外的复数码元集。该方法包括接收包括第一复数码元集和至少一个另外的复数码元集的经调制的信号；a.应用前向纠错(FEC)解码技术；b.将第一相位估计技术应用于第一码元集；c.将第二相位估计技术应用于第二码元集，以使用第一相位估计单元确定调制信号的相位信息；以及d.使用至少一个另外的相位估计单元重复步骤c和步骤d，以识别相位旋转的存在。有益地，该方法使得能够在FEC技术中使用大的块大小。

Description

用于多个调制方案的改进解调制的设备和方法
本发明涉及通信领域中的信号解调制，特别是用于诸如卫星通信和导航系统的高多普勒环境中。该信号解调制方法和设备也可以用于物联网(IOT)应用。
诸如Wi-Fi IEEE 802.11n/ac或4G移动的所有商用高性能无线通信系统使用相移键控(M-PSK)和正交幅度调制(M-QAM)来实现良好的频谱效率。通常，表示调制的唯一码元位置数目M是根据接收到的信噪比(SNR)动态地控制的，并且将在4至64的范围内，即，分别为QPSK至64-QAM。
不幸地，所有这些调制方案在它们的同相和正交相(IQ)星座中包含旋转对称线，这会导致解调器中相位的去旋转不确定性。这种相位不确定性可以通过对数据进行成帧并将已知同步码元(或导频码元)包含在帧中来解决，这些已知同步码元在被接收时可以用于将星座定位到正确的相位取向以进行成功解调制。包含已知同步码元会降低数据链路的频谱效率，并且必须以满足信道的相干时间的速率利用同步数据中断数据链路。
另选地，可以将未经调制的并行正交扩频码或导频码与经调制的扩频码(有效载荷)相加，使得可以通过导频码提供有效载荷码的连续去旋转。这种方法被用于最近的GNSS标准，诸如GPS和GALILEO。
现代通信系统采用诸如Turbo码或低密度奇偶校验(LDPC)编码的前向纠错(FEC)来减少传输数据中的错误，特别是当数据将被传递通过不可靠的或嘈杂的信道时。众所周知，FEC的性能随着块大小的增加而显著提高。然而，如果在FEC块期间发生相位旋转使得不正确地决定了码元数目，则整个数据块可能会丢失并且将需要由接收器再次请求发送。另外，在采用数字锁相环来对信号进行去旋转的低SNR接收器中，可能会出现突然的相位索引(phase indexing)。这种旋转称为周期滑移。
此外，在实现相移键控调制时，对频率和相位同步的要求通常需要使用复杂且昂贵的接收器和发送器。
因此，本发明的实施方式旨在解决上述问题和期望中的至少一些问题和期望。特别地，需要提供一种解调制技术，该解调制技术通过以下操作来改进前向纠错的性能：增加块大小，同时监测并纠正缓慢变化的相位旋转误差，以提供一种利用低成本设备并提供可靠的信噪比的解调制技术，并且该解调制技术适用于单载波装置和多载波装置。
因此，提供了一种对经调制的通信信号进行解调制的方法，所述方法用于包括源数据的经调制的信号，该源数据被映射到第一调制方案以获得第一复数码元集，并且被映射到至少一个另外的调制方案以获得至少一个另外的复数码元集，该方法包括以下步骤：
a.接收包括第一复数码元集和至少一个另外的复数码元集的经调制的信号；
b.应用前向纠错(FEC)解码技术；
c.将第一相位角估计技术应用于第一码元集；
d.将第二相位角估计技术应用于第二码元集，使得步骤c和步骤d使用第一相位角估计单元来确定调制信号的相位角信息；以及
e.使用至少一个另外的相位角估计单元重复步骤c和步骤d，以识别相位旋转的存在。
相位信息实际上是瞬时相位信息。
源信号的功率可以在第一调制方案与至少一个第二调制方案之间共享。
所确定的相位角旋转信息确定是否存在任何相位误差，以建立可靠的“最佳拟合”角，该可靠的“最佳拟合”角防止需要处理数据块。这意味着块大小然后可以理想地增加，从而避免不必要的数据丢弃和随后对数据的另外的请求。
因此，这种方法有助于使用大的FEC块大小，而无需担心由信道损坏或周期滑移引起的帧内的相位旋转。第一调制方案和至少一个另外的调制方案的调制阶数是不同的。可以在工作时联接到接收器的分析电路处应用FEC解码。
所使用的FEC技术可以是块FEC。虽然该方法适用于其它FEC方法，但FEC使用块是典型的(例如，Turbo或LPDC)。在这种情况下，传输性能很大程度上取决于块大小，即，块大小越大，性能越好。
为了均衡BER性能，可以将信号功率分配给高阶调制技术，因为码元之间的角度较小。调制技术可以是PSK。
被确定成“最佳拟合”(即，最佳匹配)的相位估计单元被用于选择估计码元，因此提供源信号的估计。
第一相位角估计单元和至少一个另外的相位角估计单元可以是按照预定静态相位误差偏移的。
在第一相位误差估计单元和/或至少一个另外的相位误差估计单元中的任一者之间未提供匹配的情况下，可以提供错误检测输出信号。
可以在预定时间段或周期内对错误检测输出信号进行平均。选择跨所有相位估计单元具有最低分数的相位估计单元，即，在确定各个相位估计单元的运行平均分数(其指示调制与相位估计单元的拟合程度)之后，选择具有最小分数的相位估计单元作为最佳匹配者。
该方法还可以包括以下步骤：根据最可能的相位估计单元候选，确定对应的码元估计。
该方法还可以包括以下步骤：应用数字锁相环(PLL)，以去除任何频率误差。
该方法还可以包括以下步骤：将PLL锁定在与第一调制方案和至少一个另外的调制方案中的至少一者相关联的接收信号上。
该方法还可以包括以下步骤：将PLL锁定在低阶调制方案上。该技术提供了如下解调器，该解调器工作得更好，因为LUT之间存在更大角度，从而需要应用更少的平均(以估计给定码元的相位角)。
该方法还可以包括以下步骤：识别低阶调制方案并选择PLL以应用于该低阶调制方案，以将码元之间的相位角最大化。这有效地提供了自动调制识别。当然，另选方式是使接收器在接收信号之前预先了解调制类型。另选地，可以以与PLL相同的方式实现和应用FLL。
所实现的相位估计单元的数量可以与所选择的调制方案的阶数成正比。
第一调制方案可以是4PSK方案并且至少一个另外的调制方案可以是3PSK方案，该方法还可以包括以下步骤：将PLL锁定在3PSK方案上。
注意，在该实施方式中，是将3PSK方案识别成了低阶方案，并且可以仅实现三个相位估计方案来对按照0度、120度和240度间隔开的码元进行估计。
有利地，PLL的方法包括决策直接环(Decision Direct Loop)DDL。
为避免疑问，本发明需要实现至少两个相位估计单元来确定相位旋转的存在。
相位估计单元可以包括LUT。因此，接收器可以包括LUT，该LUT具有：一个列，该一个列用于估计经由第一分支接收的码元；以及第二列，该第二列可以用于估计来自第二分支的码元。减去角度以产生相位差是另选实施方式并且需要较少的LUT列，但是已发现该实施方式提供较差的BER性能。
另选地，对于LUT方法，可以应用传统的最大似然估计器作为相位估计单元。
优选地，该方法还可以包括以下步骤：根据第一复数码元集的相位和另外的复数码元集的相位角来确定源数据。
可以在单载波装置或多载波装置中实现上述方法步骤中的任何方法步骤。
在本发明的另选实施方式中，提供了一种用于经调制的通信信号的解调器设备，该经调制的通信信号包括源数据，该源数据被映射到第一调制方案以获得第一复数码元集，并且被映射到至少一个另外的调制方案以获得至少一个另外的复数码元集，该设备包括接收器、处理器和存储器，其中，该存储器存储有指令，该指令在被执行时使处理器执行以下步骤：
a.在接收器处接收经调制的信号，该经调制的信号包括第一码元集和至少一个另外的复数码元集；
b.将前向纠错(FEC)技术应用于所接收的信号；
c.将第一相位角估计技术应用于第一码元集；
d.将第二相位角估计技术应用于第二码元集，使得步骤c和步骤d使用在工作时与处理器联接的第一相位估计单元来确定调制信号的相位角信息；以及
e.使用在工作时联接到处理器的至少一个另外的相位估计单元重复步骤c和步骤d，以识别相位旋转的存在
相位信息实际上是瞬时相位信息。
存储器可以存储指令，该指令在被执行时还使处理器根据第一复数码元集的相位角和另外的复数码元集的相位角来确定源数据。
解调器设备还可以包括确定第一复数码元集与另外的复数码元集之间的角度差，并且随后根据该角度差来确定源数据。
通信装置可以包括上文描述的解调器设备。
多载波通信装置可以设置有多个数量的前述解调器设备。
虽然上面已经描述了本发明，但是本发明扩展到上面或者下面的描述、附图或权利要求中提出的特征的任何创造性组合。例如，关于本发明的任何一个方面描述的任何特征被理解成也是关于本发明的任何其它方面公开的。
现在将参照附图仅通过示例的方式来描述本发明，其中：
图1是根据本发明的通信设备的发送器端的示意图；
图2示出了根据本发明的在通信设备的发送器端处的方法的流程图；
图3a示出了通信设备的提供了相位角的接收器端的示意图；
图3b示出了根据本发明的通信设备的提供了角度差的接收器端的示意图；
图4示出了根据本发明的在通信设备的接收器端处的方法的流程图；
图5示出了根据本发明的单载波通信设备的示意图；
图6示出了用于接收器端的多LUT解调制解决方案的示意图；
图7示出了获得根据本发明的方法的最佳增益的经建模的偏置曲线；
图8示出了根据本发明的第二实施方式的8-PSK盲系统的理论BER曲线图；
图9示出了根据本发明的第二实施方式的16-QAM盲系统的理论BER曲线图；
图10示出了根据本发明的第三实施方式的Q-PSK盲系统的理论BER曲线图；
图11示出了针对关于LUT选择的各种码元平均的、在每280个码元连续1度相位增量的情况下的BER曲线；
图12示出了使用图11的曲线的相位估计；
图13示出了3-PSK上的DDL操作然后是LUT和选择电路；
图14示出了针对不同平均值的三个LUT解决方案；
图15示出了3PSK的频谱效率性能；
图16示出了(针对8-QAM和8码元盲调制技术)利用3-LUT解调器的120度相位索引误差的理论BER曲线图；
图17示出了QPSK和4码元盲调制技术的理论BER曲线图；
图18示出了使用和不使用LDPC编码的17码元性能；以及
图19示出了矩形QAM和盲调制的频谱效率性能；以及
图20是发送器端的多载波解决方案的示意图。
在附图中，相同的元件用相同的附图标记表示。本领域的读者将理解该方法的实现的复杂程度，因此存在的可选特征的数目将由用户需求决定。
参照图1，示出了包括发送器2、处理器和存储器4的发送器块1(即，通信设备的发送器端)。存储器4存储有指令，该指令在被执行时使处理器执行如图2所示的多个方法步骤，所述多个方法步骤包括：
a.提供源信号，其中，离散比特由源信息提供，这些比特被分组成码元。例如，3个比特形成一个码元，从而给出8个码元选项0：7；
b.将离散源信号映射到第一调制方案，以获得第一复数码元集A；
c.将离散源信号映射到第二调制方案，以获得第二复数码元集B；
d.组合(例如，相加)第一复数码元集A和第二复数码元集B，以形成经调制的信号；以及
e.沿着通信信道转发该经调制的信号。
信息以比特的形式提供后，该比特由转换器5转换成码元。离散源数据的预定信号功率然后在经由第一调制方案模块6的第一调制方案与经由第二调制方案模块7的第二调制方案之间分摊。第一调制方案的调制阶数不同于第二调制方案的调制阶数，以使得能够解决由于对沿着同一通信信道传递的不同阶数调制方案的不同影响而造成的相位模糊。
已知码元由对应星座图中的星座点表示。第一调制方案和第二调制方案是按照使得第一星座图中的所选择的码元与另一星座图中的任何码元之间的角度是唯一的方式选择的。
第一方案的调制阶数是奇数，并且至少一个另外的调制方案是偶数。优选地，选择方案以创建易于数字化处理的整体“2的偶数幂”阶调制信号，由此相加的M-PSK具有M＝2、4、8、16、…，即，M＝2n，其中n＝1、2、3、…。
在本发明的第一实施方式中，系统被简化成使得第一调制方案和第二调制方案是相移键控调制方案，其中，在单个轨道中提供星座点。
在使用中，系统每码元具有三个比特[b0,b1,b2]，其中提供了8个码元。在发送器端1处，存在获得的具有已知值或未知的给定值的信号功率的(即，可以说信号功率是预定的)离散源数据。所述8个码元被映射到两个单独的经调制的复数值上，即，3-PSK和QPSK方案，所述方案通过使用正交直接序列扩频码(例如通过相应的码生成器8、9生成的Walsh码)进行扩频。因此，这两个路径是通过乘以正确地时间对准的已知正交扩频码(其由各自位于不同处理路径上的扩频函数模块8和扩频函数模块9提供，并且该码由相应的扩频码源8a、9a提供)产生的。对于该设定，扩频因子的最小值为2，Q-PSK的码为{1,1}，并且3-PSK的码为{1,-1}。扩频后，使用相加模块10将信号相加在一起，其中将预定信号功率中的稍多信号功率分配给QPSK信号。这是通过借助于增益放大器11施加增益来实现的，该增益放大器11在5-PSK处理臂中的扩频函数模块9和相加模块10中间的位置处位于第二处理路径中。通过从3-PSK获取功率并将该功率提供给QPSK，这种信号功率的重新分布有效地均衡了3-PSK和QPSK的错误。由于码元位置(其可以在IQ星座中表示)之间的角度，3-PSK的BER性能比QPSK低，因此需要这种归一化效果。这是因为对于QPSK而言，码元之间的角度比3-PSK小，因此由于边界几何形状的位置，不能容忍那么多的信噪比。
值得注意的是，奇数PSK方案的星座是不对称的，即，IQ星座中的对称线被去除(因此当奇数PSK方案和偶数PSK方案二者的码元被映射时，这也适用)。
相加在一起后，包括相加的3-PSK和QPSK码元的最终的经调制的信号被转发到发送器2并沿着通信信道(未示出)发送。
图1示出了基带模型，然而为了使设备在载波频率下工作，需要在天线2之前的路径中定位上变频电路(未示出)。
在图3a中，示出了接收器块12(即，通信设备的接收器端)，接收器块12包括接收器13以及另外的存储器14和处理器。该另外的存储器14存储有指令，该指令在被执行时使处理器执行图4的方法步骤：
接收包括第一复数码元集和第二复数码元集的经调制的信号；
测量第一复数码元集A的相位角；
测量另外的复数码元集B的相位角；
以及
根据相位角来确定离散源数据。
因此，复数码元是基于第一相位角和第二相位角的估计，即，在图3a中，这两个角被直接馈送到查找表19中并且不需要相加模块24。
所接收的信号经由相加模块23被分成两个路径，然后在相应的解扩频函数模块15、16处使用由码源15a、16a提供的0和1扩频码进行解扩频。这提供了信号的两个路线。采取第一路线，经解扩频的信号然后在积分器17处在码元周期(即，从0秒到码元周期)上积分。然后在Arctan2电路18处取复数值的Arctan2，以获得信号的相位。
沿着第二路线(或路径)使用积分器21和Arctan2电路22执行相同的处理。因此，第一码元集和第二码元集的相位角在接收器块12中是单独解析的。
然后实现具有相位角到码元估计值的两个列的LUT(查找表)19，并且在接收器块12的输出端处估计码元。
图3b所示的设定以与图3a的方式类似的方式操作，然而，第一码元集与第二码元集的相位角之间的差是在相加模块24处确定的。
图3a和图3b二者是基本的接收器块12、20(基带模型，即，没有频率变换)。因此，为了在载波频率下工作，需要在接收天线13之后的路径中定位下变频块(未示出)。
如图4所示，接收器端将两个扩频码相关(对码进行解扩频)，然后当在接收器处相关时针对3-PSK和QPSK分别测量各个码元的相位。在解扩频后，通过跨码元周期进行积分并且然后取复数的Arctan2(ATAN2)来获得相位角。
解调器通过联合地测量信号的相位和幅度来确定码元。通过以这种方式获得码元信息，不需要实现反馈环来跟踪相位，从而使系统更加简化。
图5示出了用于单载波调制的设备，其中通信设备的发送器端1和通信设备的接收器端12被任意距离或相位的通信信道25分开。通信信道是无线信道。通信设备的目标是确定离散源数据，而不管经调制的信号所经历的任意距离或相位。这是通过依赖于以下事实来实现的：第一码元集A和第二码元集B(其可以表示成IQ星座)在它们沿着通信信道行进时经历相同的距离或相移。通过比较两个相位角，可以调整距离或相移并且可以恢复原始码元信息。因此，通过使用本发明的技术，不需要使用导频信号来辅助同步。
对于以度为单位的3-PSK角度和QPSK角度，表1示出了每码元三个比特方案的码元映射。
码元 3-PSK角度(度) QPSK角度(度) QPSK-3-PSK差分角(度)
0 0 0 0
1 120 0 120
2 240 0 240
3 240 90 150
4 0 270 -270
5 0 180 -180
6 120 180 -60
7 0 90 -90
表1
表1示出了奇数3-PSK与QPSK之间的相位差提供所需的唯一角度，以提供调制方案的盲特性，即，消除对导频信号(或报头)的需要。
该技术依赖于以下事实：第一复数码元被映射到第一角度，并且第二复数码元被映射到第二角度(不同于第一角度)。该映射被设计成给出码元之间的最大相位差，并且3-PSK与QPSK的角度差之间只有一个比特差，即，它是格雷编码的。可以通过计算差分角的标准偏差来简单地评估码元之间的最大相位差。这便提供了系统性能的优化。表1不是唯一的解决方案，并且可以存在其它最佳解决方案。
在使用中，在发送器处，信号的功率在两个码之间共享，其中小的增益偏置被应用于更高阶的M-PSK方案(在该示例中是QPSK)。
奇数PSK使用直接序列二进制相移键控(BPSK)扩频码进行扩频，并且WALSH码是按照扩频因子(SF)2使用的。4-PSK的所使用的码是{1 1}，并且3-PSK的所使用的码是{1-1}。扩频后，相加信号，其中分配给QPSK信号的功率稍多并且分配给3-PSK信号的功率较少。1.2的偏置值用于8码元调制技术。通过模拟获得的峰值平均功率为1.875dB。
接收器将两个扩频码相关，然后分别针对QPSK和3-PSK二者测量各个码元的相位。然后在预处理步骤之后，在两个输入查找表(LUT)中比较所得的角度，以实现对原始8-PSK码元的估计。在函数A处，执行硬角度估计。负角度值也在此时进行纠正。
如果u(t)表示atan2函数输出处的角度(以度为单位)，则做出第一决策
Figure BDA0003136055990000091
其中，M是调制中唯一码元的数目，例如3-PSK的M＝3，QPSK的M＝4。
在硬角度决策之后，负角度被纠正，其中，到LUT的输入是
Figure BDA0003136055990000092
在接收器需要在完全未知的信道相位下工作的情况下，配置LUT储库，其中，各个LUT是按照静态相位误差偏移的。作为示例，实现了24个LUT，它们全是按照15度偏移的。各个LUT具有第一输出和第二输出。第二输出是当个体LUT未实现匹配时设置的附加输出。因此，该第二输出充当错误输出。它实际上是“不合适”值。在预定时间段内对该不合适值取平均，然后与24个LUT进行比较。与平均“不适合”值相比时差异最小的LUT被选择成提供信道相位匹配的最有可能的LUT候选，然后用于估计对应的码元。图6示出了使用n个LUT的多LUT解调器的配置。未示出用于对不合适值取平均的附加电路和用于选择最可能码元的复用器。接收器在工作时联接到控制电路和存储器，该存储器存储用于执行本发明的上述方法的代码。
由于码元之间的唯一角度差被设计得尽可能大，所以噪声矢量将不同地作用于各个码元。总码元错误率为：
Figure BDA0003136055990000101
其中，M是调制中唯一码元的数目。
由于所使用的Walsh扩频码的正交性，所以当在接收器处相关时，式3对3-PSK和4-PSK都成立。由于码元之间唯一的角度差被设计得尽可能大，所以噪声矢量不同地作用于各个值。因此，3-PSK上的码元错误将不一定导致4-PSK中的错误率。
标准M-PSK的总码元错误率为：
Figure BDA0003136055990000102
因此，从式4可以看出，针对各个码，码元功率除以2，然后利用因为码元之间的角度比3-PSK小所以分配给QPSK(即，4-PSK)的功率更多的功率偏置进行调整。
为了将每码元能量转换成每比特能量，使用以下公式：
Figure BDA0003136055990000103
其中，k＝log2M。
为了从码元错误率转换成比特错误率，假设调制为近似格雷编码，使得一个码元错误不会导致k比特错误，使得：
ptot(e(b))＝ptot(e(s))·1/k 式6
当固定Es/No比率并且扫描偏置值时，则通过模拟确定最佳线性值1.2，如图7所示(这指示增益块必须设置成线性值1.2，以提供最佳BER性能)。当偏置被从0.8扫描到2时，BER性能是针对固定的Eb/No(9dB)值给出的。
如图8所示，在10-5BER下，新的盲8-QAM方法比扩频8-QAM方法的性能好约2.3dB。
为了获得该结果，4-PSK的值为1.2，3-PSK的值为1.0。图8示出了对于LUT和ML解调器配置的新的盲8QAM和传统8-QPSK扩频在扩频因子为2的情况下的加性白高斯噪声的性能。在各个信噪比值下评估1e6个码元，并且增益块被设置成线性值为1.2(如图7中的优化点所示)。
以与8码元版本类似的方式，可以使用表1中给出的相同角度映射、使用4比特组中的前3个比特作为8码元映射来构建16码元版本。然后使用第四比特来控制3-PSK和4-PSK的幅度，因此给出6码元映射和8码元映射。在这种布置中，根据模拟，峰值平均功率比测得为2.996dB。在图9中，示出了在10-5BER值下，盲16QAM的性能比16QAM理论计算好约0.73dB。
在本发明的另选实施方式中，可以利用表2所示的码元到角度映射来产生四码元版本。4码元技术的偏置值被设置成1.4。
码元 3-PSK角度(度) BPSK角度(度) BPSK-3-PSK差分角(度)
0 0 0 0
1 120 0 120
2 0 180 -180
3 240 180 60
表2
图10示出了模拟的峰值平均功率比为1.976dB。
如果没有PLL电路并且所有的去旋转是利用前馈结构执行的，那么通过使用前面描述的24个LUT的布置，可以实现跟踪瞬时相位信息的接收器。各个LUT的不合适值的平均数目是变化的，并且获得了BER与Eb/No结果并在图11中示出。BER曲线是在每280个码元连续1°相位增量和关于LUT选择的各种码元平均的情况下产生的。在该实施方式中，使用了24个LUT，所述LUT中的各个LUT是按照15°的增量分开的。图12示出了使用24个LUT(各自设置成间隔15°)的相位估计，其对应于图11在Eb/No为11dB以及关于LUT选择的200个平均值的情况。结果表明，估计相位与实际相位很好地对准。
虽然已经示出了可以通过使用多个LUT来构建和实现无PLL的接收器，但实际上频率误差的存在需要使用PLL或锁频环(FLL)来去除由于接收器和发送器子系统中的参考振荡器的差异和多普勒频率而引起的频率误差。这种PLL(或另选的FLL)已被实现成决策直接环(DDL)，并且对于奇数/偶数的情况，将在4-PSK信号或3-PSK信号上工作。在选择了3-PSK信号时，环锁定三个相位选项中的一者。这意味着只需要三个LUT即可获得按照0度、120度和240度间隔开的估计码元。图13示出了3-PSK上的DDL操作然后是三个LUT和选择电路。图14示出了针对不同平均值的三个LUT解决方案，从中可以看出，当只需要三个LUT时，需要明显更少的平均来估计正确码元。
值得注意的是，如果没有DDL(意味着只是去除频率误差)，则实现多个LUT以降低BER本底噪声(即，作为360/LUT的数目的峰值相位误差)(所述多个LUT都在相位上偏移)。然而，如果使用DDL，则选择对码中的一个码进行操作，然后LUT的数目就是不确定性。
通过在高斯信道中采用盲方法的在10-5BER值下的Eb/No值连同M-PSK和M-QAM的所有理论值并且确保所有扩频值都设置成因子为2，产生频谱效率的结果并将该结果与香农频谱效率极限曲线进行比较。
图15示出了该频谱效率性能，从中可以观察到，盲18码元版本和盲16码元版本的性能优于其对应的用于扩频调制的8-QAM和16-QAM。然而，4码元盲技术比QPSK差，但主要是由于10-5BER值选择点，并且实际上当应用FEC时，由于较低Eb/No值下与QPSK类似的性能，该差异随后被最小化。8盲版本和16盲版本提供了矩形M-QAM的有吸引力的另选方式，不仅从比特/秒/Hz与Eb/No的角度来看，而且从盲操作的角度来看，这最终有利于非常大的FEC块大小，因为由信号引起的、由于移动而在移动信道中通常出现的任何缓慢变化的相位误差将在整个帧中持续地校正。在信号到达LUT之前，将需要去除较大的频率误差。
半速率LDPC编码被应用于盲8-QAM信号的源数据比特，使得存在64800个编码比特。硬比特被传递到按照当前噪声方差值扩展的低密度奇偶校验(LDPC)解码器。信道中的相位被如图12所示索引，使得编码比特的前1/3的相位误差为0°，1/3为120°，并且最后1/3为240°。三个LUT用于解调制所接收的经调制的信号，如图13所示。LUT移动平均值被设置成50。
从图16可以看出，在存在相位索引错误和3LUT解调制的情况下，盲调制提供了卓越的性能。10-5处的BER性能为0.5dB Eb/No，根据静态信道性能(未示出)，仅降低了0.04dB。与盲调制不同，参考8QAM协同模拟在静态信道中运行，因为当应用相位索引时，发现会提供灾难性的BER性能。针对0.75比特/秒/Hz(即，3比特/码元)的频谱效率示出了无错误香农极限线，其中扩频因子为2，并且为1/2速率编码。
图17示出了应用于QPSK和盲4码元调制的相同64800比特LPDC1/2速率编码的性能，但这次LPDC迭代次数设置为30。图17还示出了原始BER图(即，不具有1/2速率LDPC编码的BER图)。在比较使用和不使用1/2速率LDPC编码的QPSK和4码元盲调制结果时，经纠错的盲4码元的性能比QPSK好约0.25dB。这是因为在8％到9％BER区域中，盲4码元调制的原始BER优于QPSK。正是在该BER区域中，纠错码才开始有效地纠正比特。还针对0.5比特/秒/Hz的频谱效率示出了无错误香农极限线。
相同的LPDC FEC编码应用于盲16码元和16-QAM调制。使用和不使用LDPC编码的16码元性能(LDPC迭代次数设置为30)如图18所示，从中可以看出，由于盲16码元调制在低SNR下优于16QAM，因此纠错性能稍微优于16QAM。
由于结果的梯度非常陡峭，因此很难实现在10-5的错误率下的纠错数据比特的模拟结果。在视觉上近似纠错曲线可能与10-5轴相交的位置并因此提供Eb/No值并不是不合理的。可以针对无错误香农效率极限曲线绘制这些估计Eb/No值以进行比较。图19示出了利用LPDC的矩形M-QAM与利用LPDC的盲调制之间的这种比较，从中可以观察到所有纠错盲调制方法都优于对应的M-QAM方法。
盲调制方法比相干矩形M-QAM调制具有显著益处。所接收的信号可以在不需要导频码元的情况下被解调制，并因此被归类成盲的或无辅助的。这种方法有助于使用大的FEC块大小，而无需担心由信道动态或周期滑移引起的帧内的相位旋转。
针对8码元和4码元奇偶方法呈现的偏置值只是示例，并且本发明绝不仅限于这些值，因为另外的标准优化工作可以提供其它偏置值，所述其它偏置值提供最大化的性能，这是对本文包含的结果的改进。
图20展示了该技术还如何用于多载波系统。
图20示出了在发送器端1’处具有两个子载波的多载波解决方案，其中，待发送的信息作为比特被提供，并且解复用器27获取比特输入线并将其路由到两个输出端。获取解复用器27的第一输出，所述比特被转换器5转换成码元，随后分别经由第一调制模块6和第二调制模块7映射到两个单独的奇数调制方案(即，3-PSK和QPSK)。信号由码扩频函数模块8、9使用时间对准的正交直接序列扩频码来扩频。扩频码1和0分别由第一码源8a和第二码源9a提供。扩频后，相加模块10将信号相加在一起，其中信号功率中的稍多信号功率被分配给高阶调制方案(例如，QPSK方案)。这是通过借助于增益放大器11施加增益来实现的，该增益放大器11在QPSK处理臂中的扩频函数模块9和相加模块10中间位于处理器路径中。
相加在一起后，沿着第一路线的经调制的信号(包括相加的3-PSK和QPSK码元)被转发到上变频器(未示出)，从而将频率转换到f1(即，所需的第一载波频率)。
接下来，考虑来自解复用器27的第二输出，所述比特然后在转换器5’处被转换成码元，随后分别通过第一调制方案模块6’和第二调制方案模块7’映射到两个单独的奇数调制方案(即，3-PSK和QPSK)。信号由第一扩频函数模块8’和第二扩频函数模块9’使用时间对准的正交直接序列扩频码来扩频。扩频码1和0分别由第一码源8a’和第二码源9a’提供。扩频后，通过相加模块10’将信号相加在一起，其中，信号功率中的稍多信号功率被分配给高阶调制方案(例如，QPSK信号)。这是通过借助于增益放大器11’施加增益来实现的，该增益放大器11’在QPSK处理臂中的扩频函数模块9’和相加模块10’中间位于第二处理器路径中。
相加在一起后，沿着第二路线传递的经调制的信号(包括相加的3-PSK和QPSK码元)被转发到上变频器(未示出)，从而将频率转换到f2。值得注意的是，f1和f2是两个单独且不同的频率。沿着第一路线的经调制的信号和沿着第二路线的经调制的信号在相加模块28处被相加并转发到发送器2，在发送器2处，沿着通信信道发送频率f1和f2下的最终的经调制的信号。因此，应用与单载波方法相同的基本方法步骤，但经调制的信号是同时跨并行子载波传输的。
图6的多LUT解调器解决方案12’在所有接收角度上提供良好的性能。该信号由天线13接收并且在相加模块23处被分成第一频率分量和第二频率分量，从而给出两个处理路线。采取第一路线，使用解扩频函数模块15对信号进行解扩频，解扩频函数由解扩频函数源15a提供。接下来，经解扩频的信号由积分器17积分，然后在提供码元输出的Arctan2电路18处获得信号的Arctan2。该输出被转发到1至n个LUT29、29a、29b，所述LUT已针对经优化的解调制处理进行了调整，即，各个LUT 29、29a、29b都设置成360/n角度。这确保了各个LUT对输入角度的拟合的质量进行测量。沿着第二路线执行相同的处理，其中使用解扩频函数模块16对信号进行解扩频，解扩频函数由解扩频函数源16a提供。接下来，经解扩频的信号由积分器21积分，然后在提供码元输出的Arctan2电路22处获得信号的Arctan。该输出被转发到1至n个LUT 29、29a、29b，所述LUT已针对经优化的解调制处理进行了调整，即，各个LUT 29、29a、29b都设置成360/n角度。
最终电路30对来自n个LUT的所有拟合值进行评估，然后从该LUT选择码元流作为输出数据流。
有益地，不需要数据辅助或专用导频扩频码来快速解旋转所接收的信号以及估计所接收的码元，从而提供将单载波和多载波操作的信号信息空间最大化的调制解决方案。BER性能可以与M-QAM相当，并且可以扩展到每码元大量比特。
解调制后，可以实现信道估计，并且因此适用于高效MIMO和接收器分集系统。因此，该技术被认为是广泛使用的导频辅助OFDM的良好另选方式。
应注意，本发明的方法的重要要求是所得的经映射的码元的角度差在整个码元集内是唯一的。只有这样，接收器才能确定针对任意信道相位的最可能传输的码元。
本领域技术人员会想到对上述原理的各种修改。例如，通信信道可以不是无线信道，而是可以经由光纤或其它硬件单元提供(例如，可以是有线的)。
在发送器端的处理器的单独分支中应用的两个相移键控方案不必是奇数的和偶数的，例如另选实施方式将实现奇数-奇数方案(例如，3PSK和5PSK)。
但是，从计算的角度来看，使用经相加的方案的阶数为2的幂的方案来执行高效的二进制应用是可以理解的。
可以实现其它扩频码以实现更大的扩频因子，例如，可以应用Gold码。本发明的实施方式使用扩频因子2，但大于2的值也适用于该技术。
可以理解，对于码元映射存在其它最佳解决方案，例如，系统也可以使用187.99的标准偏差很好地工作，该标准偏差略小于表1中使用的标准偏差。
在本发明的另选方面，可以产生程序来随机选择映射并对其进行试验并针对固定的信噪比测量BER性能，或者找到分析方法来找到码元到角度的最佳映射。这种另选方法被认为是强制解决方案给出最小BER的“蛮力”方法。
在另选实施方式中，波形的预定信号功率可以被分摊到多于两个路径，即，在所述路径中，扩频因子大于2并且更多正交码可用。如果扩频因子大于2，则使用更长的码，其中，存在许多已知类型，并且还仅包括随机生成的噪声，只要它们被发现是正交的。
在本发明的另选实施方式中，提供了被采样以提供量化或离散源数据的模拟输入。模拟输入可以被采样以提供波形矢量。波形可以被提供(由波形源生成或从馈送发送器端的接收器收集)并且由采样模块按照间隔进行采样以提供波形矢量。然后将波形矢量用作源数据。
解复用器不需要将输入线路分成2个路线，而是可以将单个输入分成2个以上的输出线路。
作为参考，术语Arctan2和ATAN2具有相同的含义，并且在计算中用于计算应用于复数x+iy的自变量函数的主值。
硬角度决策LUT解调器的另选方式是也可以提供硬角度决策函数的传统的最大似然(ML)估计器，其中，对所有码元选项和所有静态相位或相位子集进行评估，并从成本函数中选择最小值。作为ML的示例，从接收器矢量减去码元假设，然后通过比较所得的功率并选择最小值来识别最可能的码元
Figure BDA0003136055990000161
图8的BER与Eb/No图还示出了ML解调器的结果。
明显地，ML方法需要更多的复杂性，因为相比于LUT对整数角度值进行操作，ML则是对浮点数进行操作。
必须注意的是，在所有模拟中，信道被配置成是高斯的，并且静态相移被设置到零弧度，使得接收器中只需要一个LUT。
在另选实施方式中，如图3b所示，在相加模块24处确定第一码元集的相位角与第二码元集的相位角之间的差。然后实现具有关于码元估计值的差分角的LUT(查找表)19，并且在接收器块12的输出端处估计码元。确定第一码元集的相位角与第二码元集的相位角之间的差，并且通过使用查找表(LUT)19a根据第一复数码元集与另外的复数码元集之间的角度差来估计离散源数据。

Claims (21)

1.一种对经调制的通信信号进行解调制的方法，所述方法用于包括源数据的经调制的信号，所述源数据被映射到第一调制方案以获得第一复数码元集，并且被映射到至少一个另外的调制方案以获得至少一个另外的复数码元集，所述方法包括以下步骤：
a.接收包括所述第一复数码元集和所述至少一个另外的复数码元集的所述经调制的信号；
b.应用前向纠错(FEC)解码技术；
c.将第一相位角估计技术应用于所述第一码元集；
d.将第二相位角估计技术应用于第二复数码元集，使得步骤c和步骤d使用第一相位角估计单元来确定所述调制信号的相位角信息；以及
e.使用至少一个另外的相位估计单元重复步骤c和步骤d，以识别相位旋转的存在。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述前向纠错技术包括块前向纠错技术。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中，所述第一相位角估计单元29和所述至少一个另外的相位角估计单元29a是按照预定静态相位误差偏移的。
4.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，在所述第一相位角估计单元和/或至少另外的相位角估计单元处未提供匹配的情况下，提供错误检测输出信号。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，在预定时间段内对所述错误检测输出信号进行平均，并且选择具有最低平均值的所述相位角估计单元作为最佳匹配相位角估计单元候选29、29a。
6.根据权利要求5所述的方法，所述方法还包括以下步骤：根据所述最佳匹配相位角估计单元候选29、29a，确定对应的码元估计。
7.根据前述权利要求中任一项所述的方法，所述方法包括以下步骤：应用数字锁相环(PLL)或锁频环(FLL)，以去除任何频率误差。
8.根据权利要求7所述的方法，所述方法还包括以下步骤：将所述PLL或FLL锁定在与所述第一调制方案和所述至少一个另外的调制方案中的至少一者相关联的接收信号上。
9.根据权利要求8所述的方法，所述方法还包括以下步骤：识别低阶调制方案并将所述PLL或FLL应用于所述低阶调制方案，以将码元之间的相位角最大化。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所实现的相位估计单元29、29a、29b的数量与其被应用到的调制方案的阶数成正比。
11.根据权利要求9或权利要求10所述的方法，其中，所述第一调制方案是QPSK方案，并且所述至少一个另外的调制方案是3PSK方案，所述方法还包括以下步骤：将所述PLL或FLL锁定在所述3PSK方案上。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，三个相位估计设备被实现用于对按照0度、120度和240度间隔开的码元进行估计。
13.根据权利要求7至12中任一项所述的方法，其中，所述PLL的方法包括决策直接环(DDL)。
14.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述第一相位估计单元和所述至少一个另外的相位估计单元分别包括查找表(LUT)或库。
15.根据前述权利要求中任一项所述的方法，所述方法还包括以下步骤：根据所述第一复数码元集的相位角和所述另外的复数码元集的相位角来确定所述源数据。
16.一种单载波解调制方法，所述单载波解调制方法包括根据权利要求1至15中任一项所述的方法。
17.一种多载波解调制方法，所述多载波解调制方法包括应用根据权利要求1至15中任一项所述的方法。
18.一种用于经调制的通信信号的解调器设备，所述经调制的通信信号包括源数据，所述源数据被映射到第一调制方案以获得第一复数码元集，并且被映射到至少一个另外的调制方案以获得至少一个另外的复数码元集，所述设备包括接收器13、处理器和存储器14，其中，所述存储器14存储有指令，所述指令在被执行时使所述处理器执行以下步骤：
a.在所述接收器13处接收所述经调制的信号，所述经调制的信号包括所述第一复数码元集和所述至少一个另外的复数码元集；
b.将前向纠错(FEC)技术应用于所接收的信号；
c.将第一相位角估计技术应用于所述第一码元集；
d.将第二相位角估计技术应用于所述第二码元集，其中，步骤c和步骤d使用在工作时与所述处理器联接的第一相位角估计单元29来确定调制信号的相位角信息；以及
e.使用在工作时联接到所述处理器的至少一个另外的相位估计单元29a重复步骤c和步骤d，以识别相位旋转的存在。
19.根据权利要求18所述的解调器设备，其中，所述存储器14存储有指令，所述指令在被执行时还使所述处理器执行以下步骤：
根据所述第一复数码元集的相位角和所述另外的复数码元集的相位角来确定所述源数据。
20.一种通信装置，所述通信装置包括根据权利要求18或权利要求19所述的解调器设备12。
21.一种多载波通信装置，所述多载波通信装置包括根据权利要求18或权利要求19所述的解调器设备12。
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