KR20090033406A - 계층적 부호화 데이터 전송에 대한 데이터 검출 - Google Patents

계층적 부호화 데이터 전송에 대한 데이터 검출 Download PDF

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Abstract

계층적 부호화 데이터 전송에 대한 데이터 검출을 수행하는 기술이 개시된다. 한 데이터 검출 방식으로, 처음에 데이터 전송에 대한 수신 심벌들을 기초로 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 로그 우도비(LLR)가 유도된다. 제 1 데이터 스트림에 대한 LLR은 복호화되어 복호화 데이터를 취득하고, 이는 재-부호화되고 재변조되어 재변조 심벌을 취득한다. 재변조 심벌들을 기초로 제 1 데이터 스트림으로 인한 간섭이 추정된다. 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR 및 추정된 간섭을 기초로 제 2 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR이 유도된다. 제 1 데이터 스트림에 대한 LLR은 수신 심벌들의 버퍼링 없이 수신 심벌들로부터 실시간으로 유도될 수 있다. 제 2 데이터 스트림에 대한 LLR은 제 1 데이터 스트림이 복호화된 후 유도될 수 있다.

Description

계층적 부호화 데이터 전송에 대한 데이터 검출{DATA DETECTION FOR A HIERARCHICAL CODED DATA TRANSMISSION}
35 U.S.C. §119 하의 우선권 주장 본 특허 출원은 "계층적 부호화 시스템에서의 버퍼 크기 감축"이라는 명칭으로 2004년 1월 21일자 제출된 예비 출원 60/538271호에 대한 우선권을 주장하며, 이는 본원의 양수인에게 양도되었으며 본원에 특별히 참조로 포함된다.
본 발명은 일반적으로 통신에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 무선 통신 시스템에서의 계층적 부호화 데이터 전송에 대한 데이터 검출을 수행하기 위한 기술에 관한 것이다.
계층적 부호화는 다수(예를 들어, 2개)의 데이터 스트림이 겹쳐져(예를 들어, 합쳐져) 동시에 전송되는 데이터 전송 기술이다. 이에 관련하여 "부호화"는 송신기에서의 데이터 부호화라기보다는 채널 부호화를 말한다. 계층적 부호화는 예를 들어 방송 서비스를 지정된 방송 영역 내의 사용자들에게 전달하는데 유리하게 사용될 수 있다. 이 사용자들은 서로 다른 채널 상태를 경험할 수 있으며 서로 다른 신호-대-잡음-및-간섭비(SNR)를 달성할 수 있다. 이에 따라, 사용자들은 서 로 다른 데이터 전송률로 데이터를 수신할 수 있다. 계층적 부호화에 의해 방송 데이터는 "기본 스트림" 및 "확장 스트림"으로 분할될 수 있다. 기본 스트림은 방송 영역의 모든 사용자가 스트림을 복원할 수 있는 방식으로 처리되어 전송된다. 확장 스트림은 보다 나은 채널 상태를 갖는 사용자들이 스트림을 복원할 수 있는 방식으로 처리되어 전송된다.
계층적 부호화 데이터 전송을 복원하기 위해, 수신기는 우선 확장 스트림을 잡음으로 취급함으로써 기본 스트림을 검출하여 복원한다. 그 다음, 수신기는 기본 스트림으로 인한 간섭을 추정하여 제거한다. 그 후, 수신기는 기본 스트림으로부터 간섭이 제거된 확장 스트림을 검출하여 복원한다. 개선된 성능을 위해, 기본 스트림 및 확장 스트림은 통상적으로 상술한 순서대로 한번에 한 스트림씩 순차적으로 복원된다. 통상적으로, 각 스트림을 복원하는데 상당량의 처리가 요구된다. 더욱이, 각 스트림이 검출되어 복원되는 방식 및 속도에 따라 상당량의 버퍼링이 요구될 수도 있다. 상당량의 처리 및 버퍼링은 시스템 성능 및 비용에 악영향을 줄 수 있다.
따라서 계층적 부호화 데이터 전송에 대한 데이터 검출을 효율적으로 수행하는 기술이 필요하다.
계층적 부호화 데이터 전송에 대한 데이터 검출을 수행하는 기술이 본원에 개시된다. 이들 기술은 단일 반송파 및 다중 반송파(예를 들어, OFDM) 무선 통신 시스템에 이용될 수 있다.
한 데이터 검출 방식으로, 처음에 다수(예를 들어, 2개)의 데이터 스트림을 갖는 계층적 부호화 데이터 전송에 대한 수신 심벌들이 취득되고, 수신 심벌들을 기초로 제 1 데이터 스트림(기본 스트림)의 코드 비트에 대한 로그 우도비(LLR)가 유도된다. 제 1 데이터 스트림에 대한 LLR은 복호화되어 복호화 데이터를 취득하고, 이는 추가로 재-부호화되고 재변조되어 제 1 데이터 스트림에 대한 재변조 심벌을 취득한다. 재변조 심벌들을 기초로 제 1 데이터 스트림으로 인한 간섭이 추정된다. 이어서 제 1 데이터 스트림의 코드 비트에 대한 LLR 및 추정된 간섭을 기초로 제 2 데이터 스트림(확장 스트림)의 코드 비트에 대한 LLR이 유도된다. 제 1 데이터 스트림에 대한 LLR은 (1) 수신 심벌들의 버퍼링 없이 수신 심벌들로부터 실시간으로 유도될 수 있고 (2) 복호화를 위해 버퍼에 저장될 수 있다. 제 2 데이터 스트림에 대한 LLR은 (1) 제 1 데이터 스트림이 복호화된 후 유도되고 (2) 제 1 데이터 스트림에 대한 LLR을 겹쳐 씀으로써 동일 버퍼에 저장될 수 있다. 수신 심벌들은 제 2 데이터 스트림에 대한 LLR을 유도하는데 사용되지 않으므로 버퍼링될 필요가 없다.
다른 데이터 검출 방식에서, 처음에 수신 심벌들을 기초로 제 1 데이터 스트림의 코드 비트에 대한 LLR이 유도된다. 그리고 수신 심벌들이나 제 1 데이터 스 트림에 대한 LLR을 기초로 제1 데이터 스트림에 대한 데이터 심벌들(또는 부호화되지 않은 경판정 심벌들)의 추정치가 유도된다. 데이터 심벌 추정치를 기초로 제 1 데이터 스트림으로 인한 간섭이 추정되고 수신 심벌들로부터 제거되어 간섭-제거 심벌들을 취득한다. 이어서, 간섭-제거 심벌들을 기초로 제 2 데이터 스트림의 코드 비트에 대한 LLR이 유도된다. 수신 심벌들의 버퍼링 없이 수신 심벌들로부터 제 1 및 제 2 데이터 스트림의 LLR이 실시간으로 계산될 수 있다. (1) 제 1 데이터 스트림에 대한 재변조 심벌을 기초로 데이터 심벌 추정치에서 에러를 검출하고 (2a) 에러가 있는 데이터 심벌 추정치의 코드 비트에 대한 LLR을 삭제로 설정하거나 (2b) 재변조 심벌 및 데이터 심벌 추정기를 기초로 유도된 보정 계수로 에러가 있는 데이터 심벌 추정치의 코드 비트에 대한 LLR을 수정함으로써 제 1 데이터 스트림이 복호화된 후 제 2 데이터 스트림에 대한 LLR이 조정/업데이트될 수 있다.
본 발명의 다양한 형태 및 실시예가 뒤에 보다 상세히 설명된다.
"예시적인"이란 단어는 "예시, 실례 또는 예증이 되는 것"을 의미하는데 사용된다. 본원에서 "예시적인" 것으로 설명하는 임의의 실시예나 설계는 다른 실시예나 설계보다 바람직하거나 유리한 것으로 해석되는 것은 아니다.
도 1은 무선 통신 시스템(100)의 송신기(110) 및 수신기(150)의 블록도를 나타낸다. 송신기(110)에서, 송신(TX) 데이터 프로세서(120) 내의 인코더/변조기(122a)는 ({d b }로 표기된) 기본 데이터 스트림을 수신하여 부호화하고 인터리빙 및 변조(즉, 심벌 매핑)하여, ({s b }로 표기된) 대응하는 기본 심벌 스트림을 제공한다. 인코더/변조기(122b)는 비슷하게 ({d e }로 표기된) 확장 데이터 스트림을 수신하여 부호화하고 인터리빙 및 변조하여, ({s e }로 표기된) 대응하는 확장 심벌 스트림을 제공한다. 각 스트림의 데이터는 통상적으로 패킷으로 부호화되며, 각 패킷은 송신기에서 개별적으로 부호화되고 수신기에서 개별적으로 복호화된다. 심벌 스트림 {s b } 및 {s e }는 각각 "데이터 심벌"을 포함하며, 이는 데이터의 변조 심벌이다.
결합기(130)는 기본 및 확장 심벌 스트림을 수신하여 결합한다. 결합기(130) 내에서 곱셈기(132a)는 기본 심벌 스트림 {s b }을 수신하여 스케일링 팩터(K b )와 곱하고, 곱셈기(132b)는 확장 심벌 스트림 {s e }을 수신하여 스케일링 팩터(K e )와 곱한다. 스케일링 팩터(K b , K e )는 각각 기본 스트림 및 확장 스트림에 사용할 송신 전력량을 결정한다. 통상적으로, 총 송신 전력(P total ) 중 더 큰 부분이 기본 스트림에 할당된다. 합산기(134)는 곱셈기(132a)로부터 스케일링된 데이터 심벌들과 곱셈기(132b)로부터 스케일링된 데이터 심벌들을 수신하여 합산하고, 결합 또는 합성 심벌을 제공하며, 이는 다음과 같이 나타낼 수 있다: a. x = K b ·s b + K e ·s e , 식(1)
여기서 s b 는 기본 스트림의 데이터 심벌이고, s e 는 확장 스트림의 데이터 심벌이며, x는 결합 심벌이다. 스케일링 및 결합은 심벌 단위로 수행된다.
송신기 유닛(TMTR; 138)은 결합기(130)로부터의 ({x}로 표기된) 결합 심벌 스트림 및 파일럿 심벌을 수신하고, 시스템 설계를 기초로 결합 및 파일럿 심벌을 처리하여 하나 이상의 변조 신호를 생성한다. 파일럿 심벌은 송신기 및 수신기에 의해 연역적으로 알려진 파일럿의 변조 심벌이며, 채널 추정 및 수신기에 의해서는 다른 용도로 사용될 수 있다. 송신기 유닛(138)은 결합 및 파일럿 심벌을 다수의 부대역 상에서 전송하기 위한 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 변조, 다수의 안테나로부터 결합 및 파일럿 심벌들을 전송하기 위한 공간 처리 등을 수행할 수 있다. 변조된 신호(들)는 무선 채널에 의해 수신기(150)에 전송된다.
수신기(150)에서, 수신기 유닛(RCVR; 160)은 무선 채널에 의해 하나 이상의 신호를 수신하고, 송신기 유닛(138)에 의해 수행된 처리와 상보적인 방식으로 수신 신호(들)를 처리하여, ({y p }로 표기된) 수신된 파일럿 심벌들을 채널 추정기(162)에 제공하고, ({y}로 표기된) 수신된 심벌 스트림을 RX 프로세서(170)에 제공한다. 수신된 심벌들은 다음과 같이 나타낼 수 있다: y = h·x + n = h·[K b ·s b + K e ·s e ]+n , 식(2)
여기서 h는 결합 심벌(x)에 대한 복소 채널 이득이고, n은 결합 심벌(x)에 의해 관찰되는 잡음이며, y는 결합 심벌(x)에 대한 수신 심벌이다. 잡음(n)은 채널 잡음 및 간섭, 수신기 회로 잡음 등을 포함한다.
채널 추정기(162)는 수신된 파일럿 심벌들을 기초로 무선 채널의 응답을 추정하고 채널 이득 추정치 {
Figure 112009016035660-PAT00001
}를 제공한다. 간결성을 위해, 여기서 설명은 에러 없는 채널 추정, 즉
Figure 112009016035660-PAT00002
= h를 가정한다.
RX 프로세서(170)는 검출기(172, 176), 간섭 제거기(174), 디코더(182, 186) 및 인코더/변조기(184)를 포함한다. 검출기(172)는 기본 스트림의 수신 심벌 스트림 {y}에 대한 데이터 검출을 수행하여, ({
Figure 112009016035660-PAT00003
}로 표기된) 기본 스트림의 검출된 심벌을 제공한다. 검출된 각 심벌(
Figure 112009016035660-PAT00004
)은 데이터 심벌(s b )의 추정치이며, 후술하는 바와 같이, 예를 들어 로그 우도비(LLR) 집합으로 나타낼 수 있다. 디코더(182)는 기본 스트림에 대한 검출된 심벌들을 복호화하여 ({
Figure 112009016035660-PAT00005
}로 표기된) 복호화된 기본 스트림을 제공한다. 인코더/변조기(184)는 복호화된 기본 스트림을 송신기(110)에 의해 수행된 것과 같은 방식으로 부호화 및 재변조하여, 기본 심벌 스트림 {s b }의 추정치인 ({
Figure 112009016035660-PAT00006
}로 표기된) 재변조된 기본 스트림을 제공한다. 간섭 제거기(174)는 재변조된 기본 스트림을 수신하고, 수신된 심벌 스트림으로부터 기본 스트림으로 인한 간섭을 추정하여 제거하고, 검출기(176)에 ({y e }로 표기된) 간섭-제거 심벌 스트림을 제공한다. 검출기(176)는 확장 스트림에 대한 간섭-제거 심벌 스트림 {y e }의 데이터 검출을 수행하여 ({
Figure 112009016035660-PAT00007
}로 표기된) 확장 스트림에 대해 검출된 심벌을 제공한다. 디코더(186)는 확장 스트림에 대해 검출된 심벌들을 복호화하여 ({
Figure 112009016035660-PAT00008
}로 표기된) 복호화 확장 스트림을 제공한다.
제어기(140, 190)는 송신기(110) 및 수신기(150)에 각각 동작을 지시한다. 메모리 유닛(142, 192)은 제어기(140, 190)에 의해 각각 사용되는 프로그램 코드 및 데이터에 대한 저장소를 제공한다.
수신기에 의해 수행되는 데이터 검출은 각 데이터 스트림에 사용되는 변조 방식, 검출된 심벌들을 나타내는데 사용되는 특정 형태, 데이터 검출에 사용되는 기술 등 각종 요소에 영향을 받는다. 명확성을 위해, 두 스트림에 대한 직교 위상 편이 변조(QPSK)에 의한 계층적 부호화 데이터 전송의 데이터 검출 및 검출된 심벌을 나타내기 위한 LLR의 사용이 하기에 구체적으로 설명된다.
도 2a는 2차원 복소 평면상에 4개의 신호점(210a~210d)을 포함하는 QPSK에 대한 신호 성상도(200)를 나타낸다. 4개의 신호점은 1+j1, 1-j1, -1+j1, -1-j1의 좌표에 위치하며, 각각 '11', '10', '01', '00'의 라벨이 부여된다. QPSK 변조의 경우, (b 1 및 b 2로 표기된) 각 코드 비트 쌍이 4개의 가능한 신호점 중 하나에 매핑되고, 매핑된 신호점의 복소값은 코드 비트 쌍의 변조 심벌이다. 예를 들어, 비트(b 1)는 변조 심벌의 동상(I) 성분에 사용될 수 있고, 비트(b 2)는 직교(Q) 성분에 사용될 수 있다. 이 경우, 각 코드 비트 쌍의 변조 심벌은 s = b 1 + jb 1로 나타낼 수 있으며, b 1 ∈ {1, -1}, b 2 ∈ {1, -1}이다.
도 2b는 기본 스트림 및 확장 스트림의 QPSK에 의한 계층적 부호화에 대한 신호 성상도(250)를 나타낸다. 기본 스트림의 QPSK 성상도는 4개의 신호 점(210a~210d)으로 나타낸다. 확장 스트림의 QPSK 성상도는 기본 스트림의 QPSK 성상도에 겹쳐지고, 각각의 신호점(210) 상에 4개의 신호점(260a~260d)으로 나타낸다. 스케일링 팩터(K b , K e )는 (1) 기본 스트림 신호점(210)과 복소 평면의 중심 간의 거리 및 (2) 확장 스트림 신호점(260)과 기본 스트림 신호점(210) 간의 거리를 결정한다.
다시 도 2a를 참조하면, QPSK에 의해 단 4개의 가능한 신호점 중 하나의 변조 심벌이 코드 비트 쌍마다 전송된다. 그러나 무선 채널에서의 잡음, 간섭 및 왜곡 때문에, 수신 심벌(예를 들어, 도 2a의 심벌(212))은 4개의 가능한 신호점 중 하나 위에 직접 떨어지지는 않는다. 무선 채널의 영향을 없애고(예를 들어, 복소 채널 이득(h)을 없애고) 4개의 가능한 신호점 중 하나가 전송된 데이터 심벌(s)임을 확인하기 위해 데이터 검출이 수행된다. 검출된 각 심벌(
Figure 112009016035660-PAT00009
)의 정보는 흔히 검출된 심벌에 대한 2개의 구성 코드 비트(b 1, b 2) 각각의 LLR 형태로 표현된다. 각 LLR은 1('1' 또는 +1) 또는 0('0' 또는 -1)인 코드 비트(b i )의 우도를 지시한다. 검출된 심벌(
Figure 112009016035660-PAT00010
)의 i번째 코드 비트의 LLR은 다음과 같이 나타낼 수 있다:
Figure 112009016035660-PAT00011
, QPSK에 대해 i = 1, 2 식(3)
여기서 b i 는 검출된 심벌(
Figure 112009016035660-PAT00012
)의 i번째 코드 비트이고;
Figure 112009016035660-PAT00013
은 b i 가 1인 검출된 심벌(
Figure 112009016035660-PAT00014
)의 확률이며; a.
Figure 112009016035660-PAT00015
은 b i 가 -1인 검출된 심벌(
Figure 112009016035660-PAT00016
)의 확률이며; b. LLR i 는 코드 비트(b i )의 LLR이다.
LLR은 양극 값이며, 더 높은 우도의 코드 비트에 대응하는 더 큰 양의 값은 +1이고 더 높은 우도의 코드 비트에 대응하는 더 큰 음의 값은 -1이다. 0의 LLR은 코드 비트가 동일하게 +1 또는 -1이 될 것임을 지시한다. 각 코드 비트의 LLR은 통상적으로 미리 결정된 개수의 비트(또는 L 비트, L>1)로 양자화되어 저장을 용이하게 한다. LLR에 사용되는 비트 수는 디코더의 요건, 검출된 심벌들의 SNR 등 다양한 요소에 좌우된다.
*도 1은 계층적 부호화 데이터 전송에 대한 데이터 검출의 상징적 표현을 나타낸다. 데이터 검출은 다양한 방식으로 수행될 수 있다. 3가지 데이터 검출 방식이 하기에 설명된다.
도 3은 기본 스트림 및 확장 스트림 모두 수신 심벌 {y}를 기초로 검출되는 제 1 데이터 검출 방식의 RX 프로세서(170a)를 나타낸다. RX 프로세서(170a)는 도 1의 RX 프로세서(170)의 실시예이다.
RX 프로세서(170a) 내에서, 처음에 수신 심벌 {y}가 버퍼(314)에 저장된다. 기본 스트림 LLR 계산 유닛(320)은 버퍼(314)로부터 수신 심벌들을 구하고 각 수신 심벌(y)에 대한 데이터 검출을 수행하여 그 수신 심벌로 반송되는 기본 스트림 심벌(s b )의 2개의 코드 비트에 대한 2개의 LLR을 구한다. 기본 스트림에 대한 2개의 LLR은 다음과 같이 나타낼 수 있다:
Figure 112009016035660-PAT00017
, 식(4)
여기서 LLR b1 및 LLR b2 는 수신 심벌(y) 내의 기본 스트림 심벌(s b )의 두 비트에 대한 LLR이고; a. h는 수신 심벌(y)에 대한 채널 이득 추정치이고; b. "*"는 복소 공액이고; c. E b 는 기본 스트림 심벌(s b )의 에너지이며; d. N 0, b 는 기본 스트림 심벌(s b )에 의해 관찰되는 잡음 및 간섭 전력이다.
기본 스트림 심벌(s b )은 ±
Figure 112009016035660-PAT00018
±j
Figure 112009016035660-PAT00019
의 복소값을 갖는 것으로 가정한다. 기본 스트림 심벌 에너지는
Figure 112009016035660-PAT00020
이고, 확장 스트림 심벌 에너지는
Figure 112009016035660-PAT00021
이며, E total 은 결합된 심벌(x)의 총 에너지이다. 잡음 및 간섭 전력(N 0, b )은 확장 스트림으로부터의 채널 잡음(N 0) 및 간섭을 포함한다. 계산 유닛(320)은 멀티플렉서(Mux; 322)에 의해 저장용 버퍼(324)에 ({LLR b }로 표기되는) 기본 스트림 LLR을 제공한다.
디코더(182)는 버퍼(324)로부터 기본 스트림 LLR을 수신하여 복호화하고, 기본 스트림에 대한 복호화 데이터 {
Figure 112009016035660-PAT00022
}를 제공한다. 디코더(182)는 송신기에서 터 보 코딩 또는 컨볼루션 코딩이 각각 수행되었다면 터보 디코더 또는 비터비 디코더를 구현할 수 있다. 터보 디코더는 LLR에 대한 복호화를 다수 반복 수행하여 전송된 데이터 비트의 점점 더 나은 추정치를 구한다. 복호화 프로세스는 통상적으로 완료하는데 어느 정도의 시간을 필요로 하며, 추가로 (예를 들어, 터보 디코더에 대한) 복호화 프로세스의 듀레이션 동안 기본 스트림 LLR의 저장을 필요로 할 수도 있다.
기본 스트림 LLR이 복호화된 후, 복호화 데이터 {
Figure 112009016035660-PAT00023
}는 인코더/변조기(184)에 의해 재부호화 및 재변조되어 재변조 심벌 {
Figure 112009016035660-PAT00024
}을 구한다. 간섭 추정기(330)는 변조 심벌 {
Figure 112009016035660-PAT00025
}을 수신하여 채널 이득 추정치 {h}와 곱하여 기본 스트림으로 인한 간섭 추정치 {i b }를 제공한다. 합산기(332)는 간섭 추정치 {i b }를 수신하고 버퍼(314)로부터 수신된 심벌 {y}에서 간섭 추정치 {i b }를 빼서 간섭-제거 심벌 {y e }를 제공하며, 이는 다음과 같이 나타낼 수 있다: a.
Figure 112009016035660-PAT00026
식(5)
재변조 심벌 {
Figure 112009016035660-PAT00027
}은 기본 스트림이 정확하게 복호화된다면 기본 스트림 심벌(s b )과 동일하다. 기본 스트림이 정확하게 복호화되는지 에러가 발생하는지는 CRC(순환 중복 검사)나 다른 에러 검출 방식을 기초로 판단될 수 있다.
확장 스트림 LLR 계산 유닛(340)은 간섭-제거 심벌 {y e }에 대한 데이터 검출 을 수행하여 각 확장 스트림 심벌(s e )의 2개의 코드 비트에 대한 2개의 LLR을 구한다. 확장 스트림에 대한 2개의 LLR은 다음과 같이 나타낼 수 있다: a.
Figure 112009016035660-PAT00028
, 식(6)
여기서 LLR e1 및 LLR e2 는 간섭-제거 심벌 (y e )을 기초로 유도된 확장 스트림 심벌(s e )의 두 비트에 대한 LLR이고; a. E e 는 확장 스트림 심벌(s e )의 에너지이고; b. N 0, e 는 확장 스트림 심벌(s e )에 의해 관찰되는 잡음 및 간섭 전력이다.
계산 유닛(340)은 Mux(322)에 의해 저장용 버퍼(324)에 ({LLR e }로 표기되는) 확장 스트림 LLR을 제공한다. 디코더(182)는 확장 스트림 LLR을 복호화하여 확장 스트림에 대한 복호화 데이터 {
Figure 112009016035660-PAT00029
}를 구한다.
제 1 데이터 검출 방식에서, RX 프로세서(170a)는 기본 스트림이 디코더(182)에 의해 복호화되는 동안 수신 심벌 {y}를 버퍼(314)에 그리고 기본 스트림 LLR을 버퍼(324)에 저장할 필요가 있다. 버퍼(314, 324) 크기는 데이터 패킷 크기, 복호화 지연 및 다른 가능한 요소들에 좌우된다. 기본 스트림 및 확장 스트림은 순차적으로 복호화되기 때문에 동일한 버퍼(324)가 기본 스트림 LLR 및 확장 스트림 LLR을 저장하는데 모두 사용될 수도 있다.
도 4는 기본 스트림이 수신 심벌 {y}를 기초로 검출되고 확장 스트림이 기본 스트림 LLR을 기초로 검출되는 제 2 데이터 검출 방식의 RX 프로세서(170b)를 나타낸다. RX 프로세서(170b)는 도 1의 RX 프로세서(170)의 다른 실시예이다.
RX 프로세서(170b) 내에서, 기본 스트림 LLR 계산 유닛(420)은 수신 심벌 {y}에 대한 데이터 검출을 수행하여, 식(4)에 나타낸 바와 같이 기본 스트림 LLR {LLR b }을 구한다. 계산 유닛(420)은 멀티플렉서(422)에 의해 저장용 버퍼(424)에 기본 스트림 LLR을 제공한다. 디코더(182)는 버퍼(424)로부터 기본 스트림 LLR을 수신하여 복호화하고, 기본 스트림에 대한 복호화 데이터 {
Figure 112009016035660-PAT00030
}를 제공한다. 기본 스트림 LLR이 복호화된 후, 인코더/변조기(184)가 복호화 데이터 {
Figure 112009016035660-PAT00031
}를 재부호화 및 재변조하여 기본 스트림에 대한 재변조 심벌 {
Figure 112009016035660-PAT00032
}을 구한다.
기본 스트림 LLR은 수신 심벌들로부터 이와 밀접히 관련하여 유도된다. 따라서 확장 스트림 LLR은 수신 심벌들 대신 기본 스트림 LLR로부터 직접 계산될 수 있다. 확장 스트림 LLR은 다음과 같이 나타낼 수 있다:
Figure 112009016035660-PAT00033
식(7)
여기서
Figure 112009016035660-PAT00034
, |h|2는 수신 심벌(y)에 대 한 채널 전력 이득 추정치를 나타낸다. 식(7)의 첫 번째 등식은 식(5)에 식(6)을 치환함으로써 구해진다. 세 번째 등식의 괄호 안의 양은 기본 스트림 LLR에 대한 것이다. 식(7)은 확장 스트림 LLR이 기본 스트림 LLR 및 재변조 심벌로부터 유도될 수 있음을 지시한다.
RX 프로세서(170b) 내에서 멀티플렉서(426)는 기본 스트림 LLR을 수신하여 이득(G 1)으로 스케일링하고, 스케일링된 기본 스트림 LLR을 제공한다. 간섭 추정기(430)는 각각의 재변조 심벌 {
Figure 112009016035660-PAT00035
}을 수신하여 채널 이득 추정치 |h|2과 이득(G 2)을 곱하여 기본 스트림으로 인한 간섭 추정치
Figure 112009016035660-PAT00036
를 구한다. 간섭 추정기(430)에 의한 처리는 도 3의 간섭 추정기(330)에 의한 처리와 다르다. 합산기(432)는 간섭 추정치(
Figure 112009016035660-PAT00037
)를 수신하고 이를 스케일링된 기본 스트림 LLR로부터 빼서 확장 스트림 LLR을 제공하고, 이는 Mux(422)에 의해 저장용 버퍼(424)에 전송된다. 디코더(182)는 확장 스트림 LLR을 복호화하여 확장 스트림에 대한 복호화 데이터 {
Figure 112009016035660-PAT00038
}를 구한다. 식(7)에 나타낸 바와 같이, 수신 심벌들 {y}은 확장 스트림 LLR의 유도에 사용되지 않는다.
제 2 데이터 검출 방식에서, RX 프로세서(170b)는 수신 심벌을 저장할 필요가 없고, 기본 스트림 LLR 및 확장 스트림 LLR을 모두 저장하는데 단 하나의 버퍼(424)가 사용될 수 있다. 이는 수신기의 버퍼링 요건을 크게 줄일 수 있다.
기본 스트림 LLR은 충분한 비트 수로 양자화되고 저장되어 이들 LLR은 기본 스트림에 양호한 복호화 성능을 제공하고 추가로 확장 스트림 LLR을 유도하는데 사용될 수 있다. 제 2 데이터 검출 방식에서, 기본 스트림 LLR에 사용하는 비트 수는 두 스트림에 대한 LLR의 정확도 및 범위에 영향을 준다. 어떤 특정 터보 디코더 구현에서, LLR은 6비트로 양자화되어 [-8, 8]의 범위 및 0.25의 정확도를 갖는다. 정확도는 최대 가능 양자화 에러를 나타낸다. 범위 및 정확도는 통상적으로 둘 다 복호화 성능을 기초로 선택되며 신호-대-양자화-잡음비(SQNR)에 간접적으로만 관련된다. 더욱이, 범위 및 정확도는 통상적으로 코드 레이트나 작동 SNR 등의 요소를 기초로 변경되지 않는다.
확장 스트림 LLR의 정확도는 식(7)에서 기본 스트림 LLR을 스케일링하는데 사용되는 이득(G 1)에 영향을 받는다. 기본 스트림에 의해 관찰되는 잡음 및 간섭 전력(N 0, b )이 확장 스트림으로부터의 간섭이 아니라 채널 잡음(N 0)에 의해 지배된다면, N 0, b 는 N 0과 거의 동일하고, 일반적으로 확장 스트림에 더 적은 전력이 사용되기 때문에 확장 스트림은 기본 스트림보다 낮은 SNR을 갖게 된다. 이 경우, 이득(G 1)은 1보다 작을 것이며, 기본 스트림 LLR은 G 1로 스케일링 되므로 확장 스트림 LLR의 정확도는 기본 스트림 LLR의 정확도에 의해 악영향을 받지 않는다. 그러나 이득(G 1)이 1보다 크다면, 1 이상의 추가 낮은 차수/더 하위 비트가 기본 스트림 LLR에 사용될 수 있다.
양자화 범위는 기본 스트림 LLR이 포화되지 않거나 값이 성능을 떨어뜨릴 수 있는 너무 낮은 값으로 고정되지 않도록 충분히 커야 한다. 기본 스트림 LLR의 포화는 통상적으로 터보 디코더에 심각한 문제를 제기하지 않지만 기본 스트림 LLR로부터 유도되는 확장 스트림 LLR의 품질에 심각한 영향을 줄 수도 있다. LLR 포화를 막기 위해 얼마나 많은 추가 고차 비트가 필요한지를 판단하기 위해, 식(4)의 수신 심벌(y)은 다음과 같이 h·s b + n으로 치환될 수 있다:
Figure 112009016035660-PAT00039
식(8)
여기서 n b 는 기본 스트림에 의해 관찰되는 잡음 및 간섭을 나타내며, 이는 확장 스트림으로부터의 간섭을 포함한다.
기본 스트림 심벌 s b =
Figure 112009016035660-PAT00040
+ j
Figure 112009016035660-PAT00041
가 전송되면, 심벌(s b )에 대한 2개의 LLR은 각각 μ b = 2E b ·|h|2/N 0, b = 2·SNR b 의 평균과
Figure 112009016035660-PAT00042
의 표준 편차를 갖는다. 기본 스트림에 대한 SNR은 2·SNR b = E b ·|h|2/N 0, b 이다. 수신 심벌(y)에 대한 평균 + 3×표준 편차의 "적당한" 편차를 가정하면, LLR의 크기는 μ b +3σ b 2 = 2·SNR b + 6
Figure 112009016035660-PAT00043
까지의 값을 취할 수 있어야 한다. 이 값은 기본 스트림에 대한 SNR이 증가함에 따라 증가 한다. 따라서 최악의 경우는 채널 잡음이 0이고 기본 스트림 SNR이 확장 스트림으로부터의 간섭에 의해 발생한 잡음 플로어에 이를 때이다. 이 시점에서, 기본 스트림의 SNR은 SNR b = E b /E e 이고, 제공되는 최대 LLR 크기는 2·E b /E e + 6
Figure 112009016035660-PAT00044
이다. 이는 N 0, b 가 확장 스트림으로부터의 간섭에 의해 지배될 때 잡음이 더 이상 가우시안 잡음이 아니라 평균 + 단일 표준 편차 이상으로 변하지 않는 QPSK 잡음이기 때문에 신중한 범위라는 점에 유의해야 한다.
기본 스트림 LLR에 사용하는 비트 수는 기본 스트림 심벌 에너지와 확장 스트림 심벌 에너지의 비를 기초로 선택될 수 있다. 예를 들어, 기본 스트림의 전력이 확장 스트림 전력보다 4배 더 강하다면(또는 E b /E e = 4), 기본 스트림 LLR은 2·4+6
Figure 112009016035660-PAT00045
= 20까지의 크기로 양자화되어야 한다. [-8, 8]의 범위를 갖는 상술한 예시적인 터보 디코더 구현의 경우, 기본 스트림 LLR은 2개의 추가 고차 비트 또는 총 8비트로 양자화되어 저장될 수 있다. 다른 예로서, 기본 스트림의 전력이 확장 스트림 전력보다 9배 더 강하다면(또는 E b /E e = 9), 기본 스트림 LLR은 2·9+6
Figure 112009016035660-PAT00046
= 36까지의 크기로 양자화되어야 하며, 3개의 추가 고차 비트가 LLR에 사용될 수 있다.
제 2 데이터 검출 방식에서 기본 스트림 LLR은 추가 비트를 갖고 저장될 수 있지만, 전체 메모리 요건은 제 1 데이터 검출 방식보다 여전히 상당히 적으며, 수신 심벌과 기본 스트림 LLR 모두 저장한다. 이는 수신 심벌이 확장 스트림에 직면 하여 더 큰 비트 폭을 필요로 하기 쉽기 때문에 특히 사실이다.
도 5는 기본 스트림이 수신 심벌 {y}를 기초로 검출되고 확장 스트림이 부호화되지 않은 간섭 제거를 이용하여 검출되는 제 3 데이터 검출 방식의 RX 프로세서(170c)를 나타낸다. RX 프로세서(170c)는 도 1의 RX 프로세서(170)의 또 다른 실시예이다.
RX 프로세서(170c) 내에서, 기본 스트림 LLR 계산 유닛(520)은 수신 심벌(y)에 대한 데이터 검출을 수행하여, 식(4)에 나타낸 바와 같이 기본 스트림 심벌 LLR을 구한다. 계산 유닛(520)은 저장용 버퍼(524)에 기본 스트림 LLR을 제공한다. 디코더(182)는 멀티플렉서(526)에 의해 버퍼(524)로부터 기본 스트림 LLR을 수신하여 복호화하고, 기본 스트림에 대한 복호화 데이터 {
Figure 112009016035660-PAT00047
}를 제공한다.
제 3 데이터 검출 방식에서, 확장 스트림 LLR은 제 1 데이터 검출 방식과 비슷하게 수신 심벌 {y}로부터 계산된다. 그러나 기본 스트림으로 인한 간섭은 기본 스트림에 대한 (재변조 심벌 대신) 부호화되지 않은 데이터 심벌 추정치를 기초로 추정된다. 따라서 확장 스트림 LLR은 기본 스트림의 복호화 완료를 기다려야 하는 대신, 기본 스트림 LLR에 의해 동시에 계산될 수 있다.
부호화되지 않은 데이터 심벌 추정치(s b ')(또는 간단히 데이터 심벌 추정치)는 수신 심벌(y)이나 수신 심벌(y)의 기본 스트림 LLR에 대한 경판정에 의해 구해진 기본 스트림 심벌(s b )의 추정치이다. 예를 들어, 도 2a를 참조하면, 수신 심벌(212)에 대한 데이터 심벌 추정치는 1+j1의 단일 신호점일 수 있으며, 이는 수신 심벌(212)에 가장 가까운 신호점이다. 데이터 심벌 추정치는 기본 스트림에 사용되는 코드의 에러 정정 능력의 이익 없이 수신 심벌을 기초로 유도된다. 따라서 데이터 심벌 추정치는 기본 스트림 코드의 에러 정정 능력으로부터 이익을 얻는 재변조 심벌보다 에러가 발생하기 더 쉽다. 따라서 데이터 심벌 추정치로부터 유도되는 부호화되지 않은 간섭 추정치 {i b '}는 신뢰성이 더 낮고, 부호화되지 않은 간섭-제거 심벌 {y e '}로부터 유도된 확장 스트림 LLR 또한 제 1 데이터 검출 방식에 의해 유도된 것보다 신뢰성이 더 낮다. 복호화 프로세스에서 에러가 있는 데이터 심벌 추정치에 대한 LLR에 높은 신뢰도의 값(또는 더 큰 가중치)이 주어진다면 확장 스트림의 복호화 성능은 열화될 수 있다.
확장 스트림의 복호화에서 데이터 심벌 에러(또는 경판정 심벌 에러)의 악영향을 완화하는데 다양한 방식이 사용될 수 있다. 각각의 재변조 심벌을 대응하는 데이터 심벌 추정치와 비교하고 둘이 동일하지 않다면 에러를 선언함으로써 데이터 심벌 에러가 검출될 수 있다.
제 1 에러 보상 방식에서, 복호화 프로세스에서 에러가 있는 데이터 심벌 추정치에 대응하는 확장 스트림 LLR에는 가중치가 부여되지 않는다. 이는 LLR을 삭제로 설정함으로써 달성될 수 있고, 삭제는 동일한 우도의 코드 비트가 +1 또는 -1임을 지시하는 0의 LLR 값이다. 심벌 에러율(SER)이 비교적 낮다면, 데이터 심벌 에러에 대응하는 LLR에 삭제를 이용하는 효과는 작을 것이다. 예를 들어, (확장 스트림 전력의 4배를 갖는 기본 스트림에 대응하는) 6㏈의 잡음 플로어에서, SER은 약 2%이다. 경판정 심벌 에러를 삭제 선언하는 것으로부터 복호화 성능의 열화는 크지 않아야 한다.
제 2 에러 보상 방식에서, 에러가 있는 데이터 심벌 추정치로 구해진 확장 스트림 LLR은 기본 스트림이 복호화된 후 재변조 심벌을 기초로 업데이트된다. 식(7)으로부터의 확장 스트림 LLR은 다음과 같이 나타낼 수 있다:
Figure 112009016035660-PAT00048
식(9)
여기서 LLR e1 ' 및 LLR e2 '는 확장 스트림 심벌(s e )의 두 비트에 대한 최초 LLR이다. 식(9)은 수신 심벌(y) 및 데이터 심벌 추정치(s b ')를 기초로 최초 LLR e1 ' 및 LLR e2 '가 구해질 수 있음을 지시한다. 기본 스트림이 복호화되고 재변조 심벌이 유효하면, 최초 LLR e1 ' 및 LLR e2 '가 재변조 심벌(
Figure 112009016035660-PAT00049
)로 업데이트되어 최종 LLR e1 ' 및 LLR e2 '를 구할 수 있으며, 이는 복호화되어 확장 스트림에 대한 복호화 데이터를 구할 수 있다. 최초 LLR이 포화된다면, 이들 LLR은 삭제로 설정될 수 있다. 최종 LLR은 포화되더라도 유지된다.
RX 프로세서(170c) 내에서, 경판정 유닛(528)은 (도 5에 나타낸 것과 같은) 기본 스트림 LLR 또는 (도 5에 나타내지 않은) 수신 심벌들을 수신하고 경판정을 수행하여 기본 스트림에 대한 데이터 심벌 추정치 {s b '}를 유도한다. 경판정은 당업계에 공지된 바와 같이 수행될 수 있다. 예를 들어, 각 데이터 심벌 추정치는 수신 심벌과 거리가 가장 가까운 신호점으로 설정될 수 있다. 재변조 심벌들과 달리, 데이터 심벌 추정치는 최소 지연으로 유도될 수 있다.
간섭 추정기(530)는 데이터 심벌 추정치 {s b '}를 수신하여 채널 이득 추정치 {h}를 곱하고, 기본 스트림으로 인한 부호화되지 않은 간섭 추정치 {i b '}를 제공하며, 이는 i b ' = h·s b '로 나타낼 수 있다. 합산기(532)는 간섭 추정치 {i b '}를 수신하여 수신 심벌 {y}로부터 빼서 부호화되지 않은 간섭-제거 심벌 {y e '}을 제공하며, 이는 y e ' = y - i b ' = y - h·s b '로 나타낼 수 있다. 확장 스트림 LLR 계산 유닛(540)은 부호화되지 않은 간섭-제거 심벌 {y e '}에 대한 데이터 검출을 수행하여 식(6)에 나타낸 것과 비슷한 최초 확장 스트림 LLR {LLR e }을 구한다. 계산 유닛(540)은 저장용 버퍼(544)에 최초 확장 스트림 LLR을 제공한다.
기본 스트림 LLR이 복호화된 후, 인코더/변조기(184)는 복호화 데이터 {
Figure 112009016035660-PAT00050
}를 재부호화 및 재변조하여 기본 스트림에 대한 재변조 심벌 {
Figure 112009016035660-PAT00051
}을 구한다. 심벌 에러 검출기(542)는 재변조 심벌 {
Figure 112009016035660-PAT00052
} 및 데이터 심벌 추정치 {s b '}를 수신하여, 데이터 심벌 추정치의 오차를 검출하고, 에러가 있는 것으로 검출된 각 데이터 심벌 추정치에 대한 표시를 제공한다. 심벌 에러 검출기(542)는 또한 제 2 에러 보상 방식이 사용되는 경우, 에러가 있는 각 데이터 심벌 추정치에 대한 보정 계수 c b = (s b ' -
Figure 112009016035660-PAT00053
)·|h|2·G 2 를 계산할 수 있다. LLR 조정 유닛(546)은 버퍼(544)로부터 최초 확장 스트림 LLR {LLR e '}을 수신하고 조정하여 멀티플렉서(526)에 의해 디코더(182)에 최종 확장 스트림 LLR {LLR e }을 제공한다. LLR 조정 유닛(546)은 (1) 제 1 에러 보상 방식의 경우, 에러가 있는 데이터 심벌 추정치에 대한 확장 스트림 LLR을 삭제로 설정하거나, (2) 제 2 에러 보상 방식의 경우, 에러가 있는 각 데이터 심벌 추정치에 대한 최초 확장 스트림 LLR에 보정 계수(c b )를 더할 수 있다.
제 3 데이터 검출 방식에서, RX 프로세서(170c)는 수신 심벌을 저장할 필요가 없으며, 기본 스트림 LLR 및 확장 스트림 LLR을 각각 저장하는데 2개의 버퍼(524, 544)가 사용된다.
명확성을 위해, QPSK에 대한 3개의 데이터 검출 방식이 상기에 설명되었다. 이들 데이터 검출 방식은 QPSK보다 고차의 변조 방식인 고차 변조 방식에 사용될 수도 있다. 제 1 및 제 3 데이터 검출 방식은 기본 스트림에 대한 임의의 변조 방식 및 확장 스트림에 대한 임의의 변조 방식에 의해 상술한 방식으로 사용될 수 있다. 제 3 데이터 검출 방식에서, 보정 계수 c b = (s b ' -
Figure 112009016035660-PAT00054
)·|h|2·G 2 는 데이터 심벌 추정치에 에러가 있는 것으로 검출될 때마다, 확장 스트림에 사용되는 변조 방 식에 따라 최초 LLR을 업데이트하는데 사용될 수 있다.
제 2 데이터 검출 방식에서, 기본 스트림 LLR은 수신 심벌들의 모든 정보를 포함하며, 따라서 수신 심벌들을 추정하거나 재구성하는데 사용될 수 있다. 확장 스트림 LLR은 수신 심벌 추정치로부터 계산될 수 있다. 기본 스트림 LLR로부터 수신 심벌들의 추정은 후술하는 바와 같이 수행될 수 있다. 간결성을 위해, 다음 설명은 QPSK보다 높은 차수를 갖는 그레이-매핑 변조 방식이 기본 스트림에 사용된다고 가정한다. 그레이 매핑에 의해, 성상도에서(정사각형 성상도의 수평 및 수직 방향으로) 이웃하는 신호점들은 단 1비트만 위치가 다른 라벨을 갖는다. 그레이 매핑은 에러가 더 발생하기 쉬운 경우에 코드 비트 에러 수를 감소시키며, 이는 정확한 신호점 근처의 신호점에 매핑되는 수신 심벌에 대응하고, 이 경우 단 하나의 코드 비트만이 에러가 된다. 다음 설명은 또한 기본 스트림 LLR이 "이중-최대 근사(dual-max approximation)"를 이용하여 계산되는 것으로 가정하고, 이는 다음과 같이 나타낼 수 있다:
Figure 112009016035660-PAT00055
식(10)
여기서 LLR i 는 수신 심벌(y)의 i번째 코드 비트에 대한 LLR이고; a. s i ,1은 s i ,1에 대한 i번째 코드 비트가 +1 값을 갖도록 수신 심벌(y)에 가장 가까운 가정된 변조 심벌이고; b. s i ,0은 s i ,0에 대한 i번째 코드 비트가 -1 값을 갖도록 수신 심벌(y)에 가장 가까운 가정된 변조 심벌이다.
M-어레이 PSK 또는 M-QAM 변조 방식의 신호 성상도는 M개의 신호점을 포함한다. 각 신호점은 B-비트 라벨에 관련되고, B = log2M이다. B 코드 비트는 변조 심벌에 매핑되고, 변조 심벌은 그 라벨이 B 코드 비트 값들과 동일한 신호점의 복소값이다. 각 수신 심벌(y)에 대한 B개의 LLR이 계산되고, 각 LLR은 각각의 가정된 변조 심벌 쌍(s i ,1, s i ,0)을 기초로 계산된다.
식(10)은 검출되는 변조 심벌(s)의 각 코드 비트에 대한 수신 심벌(y)에 관한 하나의 방정식을 제공한다. 따라서 8-PSK(B = 3)의 각 수신 심벌에 대한 3개의 방정식, 16-QAM(B = 4)의 각 수신 심벌에 대한 4개의 방정식 등이 있다. B 코드 비트에 대해 식(10)으로부터 유도된 B 방정식은 선형 방정식이다. 이들 B 방정식으로부터, 2개의 미지수, 즉 수신 심벌(y)의 실수부 및 허수부가 결정될 수 있다. 그러나 다른 가정된 변조 심벌 쌍(s i ,1, s i ,0)이 수신 심벌(y)에 대한 B 방정식 각각에 사용되며, 이들 가정된 변조 심벌은 알려지지 않는다는 어려움이 있다. 그레이 매핑 8-PSK 및 16-QAM의 경우, 후술하는 기술을 이용하여 각각의 수신 심벌(y)에 대한 B 코드 비트 중 적어도 2개에 대해 가정된 변조 심벌이 결정될 수 있다. 수신 심벌(y)의 실수부 및 허수부에 대한 2개의 미지수를 계산하는데 2개의(개별) 선형 방정식이 이용될 수 있다.
수신 심벌(y)의 2개의 코드 비트에 대한 s i ,1 및 s i ,0 값은 다음과 같이 결정될 수 있다. 우선, 방정식(10)은 각 코드 비트 LLR의 부호가 y/h에 가장 가까운 가정된 변조 심벌에 의해 결정된다는 점을 지시한다. 예를 들어, s i ,1이 s i ,0보다 y/h에 더 가깝다면, |(y/h) - s i ,1|2이 |(y/h) - s i ,0|2보다 더 작고, LLR i 는 음의 값이 될 것이다. 반대로, s i ,0이 s i ,1보다 y/h에 더 가깝다면, LLR i 는 양의 값이 될 것이다. 이 사실로 돌아가면, B 코드 비트 LLR의 부호(경 비트 판정)는 y/h에 가장 가까운 신호점(s c )을 결정한다(경 심벌 판정). 예를 들어, 8-PSK 심벌에 대해 LLR 1 = +a, LLR 2 = +b, LLR 3 = -c이고, a, b, c는 모두 양의 값이라면, 이 8-PSK 심벌에 가장 가까운 신호점은 '001'의 라벨을 갖는다.
표기를 간단히 하기 위해, 성상도의 각 신호점의 라벨과 가장 가까운 신호점의 라벨의 배타적-OR(XOR)를 수행함으로써 가장 가까운 신호점(s c )은 모두 0인 라벨로 재-라벨링될 수 있다. 이러한 새로운 표기로, B 코드 비트 각각의 가정된 심벌(s i ,0)은 가장 가까운 신호점(s c )과 같거나 i = 1 ... B에 대해 s i ,0 = s c 가 된다. s i ,1을 결정하는 프로시저는 신호 성상에 좌우되며, 구체적으로 하기의 그레이 매핑 8-PSK 및 16-QAM에 대해 설명한다.
8-PSK의 경우, 성상도의 8개의 신호점은 단위 원 상에서 45°씩 균등하게 이격된다. y/h에 가장 가까운 신호점은 상술한 프로시저로부터 '000'으로 라벨링된 다. 8-PSK 성상도의 경우, y/h에 다음으로 가장 가까운 2개의 신호점은 '000'에 이웃하는 2개의 신호점이다(즉, 단위 원을 따라 '000'의 좌측에 하나의 신호점과 우측에 다른 신호점). 성상도는 그레이 매핑되기 때문에, 이들 2개의 인접한 신호점은 '000'에서 1비트 위치만 다르다. 예를 들어, 2개의 이웃하는 신호점이 '100'과 '010'으로 라벨링된다면, s i ,1은 가장 왼쪽 코드 비트에 대해 '100'이고 중간 코드 비트에 대해 '010'이다. 따라서 3개의 코드 비트 중 2개에 대한 s i ,1 및 s i ,0 값이 알려지고, 이들 2개의 코드 비트에 대한 LLR 및 채널 이득 추정치(h)와 함께 사용되어 수신 심벌(y)을 구할 수 있다.
16-QAM의 경우, 2차원 그리드에 16개의 신호점이 배치되고, 각 신호점은 실수 축을 따라 적어도 하나의 이웃하는 신호점과 허수 축을 따라 적어도 하나의 이웃하는 신호점을 갖는다. 성상도는 그레이 매핑되기 때문에, 이들 이웃하는 신호점은 원래의 신호점과 기껏해야 1비트 위치만큼 다르다. y/h에 가장 가까운 신호점은 상술한 프로시저로부터 '0000'으로 라벨링된다. 가장 가까운 신호점(s c )의 2개의 이웃하는 2개의 신호점이 '1000' 및 '0001'로 라벨링된다면, s i ,1은 가장 왼쪽 코드 비트에 대해 '1000'이고 가장 오른쪽 코드 비트에 대해 '0001'이다. 따라서 4개의 코드 비트 중 2개에 대한 s i ,1 및 s i ,0 값이 알려지고, 이들은 수신 심벌(y)을 구하는데 사용될 수 있다. 하나의 수평 이웃 및 하나의 수직 이웃의 사용은 종속 방정식을 갖는 상황을 피한다.
도 6은 기본 스트림이 고차 변조 방식에 의해 변조되는 제 2 데이터 검출 방식의 RX 프로세서(170d)를 나타낸다. RX 프로세서(170d)는 (버퍼(314) 없이) 도 3의 RX 프로세서(170a)의 대부분의 유닛을 포함하며, 수신 심벌 추정기(326)를 추가로 포함한다.
기본 스트림 LLR 계산 유닛(320)은 수신 심벌 {y}를 기초로 기본 스트림 LLR을 유도하고, 멀티플렉서(322)에 의해 저장용 버퍼(324)에 기본 스트림 LLR을 제공한다. 수신 심벌 추정기(326)는 버퍼(324)로부터 기본 스트림 LLR을 수신하여, LLR을 기초로, 예를 들어 상술한 바와 같이 수신 심벌 추정치 {
Figure 112009016035660-PAT00056
}를 유도한다. 합산기(332)는 간섭 추정치 {i b }를 수신하고 수신 심벌 추정치 {
Figure 112009016035660-PAT00057
}에서 간섭 추정치 {i b }를 빼서 간섭-제거 심벌 {y e }를 제공한다. 확장 스트림 LLR 계산 유닛(340)은 간섭-제거 심벌 {y e }를 기초로 확장 스트림 LLR을 유도하고, 멀티플렉서(332)를 통해 저장용 버퍼(324)에 확장 스트림 LLR을 제공한다.
명확성을 위해, 도 3, 도 5 및 도 6에는 기본 스트림 및 확장 스트림에 대한 개별 LLR 계산 유닛이 도시된다. 두 스트림에 대한 LLR 계산은 단일 LLR 계산 유닛에 의해, 예를 들어 시분할 다중화(TDM) 방식으로 수행될 수도 있다. 데이터 검출의 모든 계산은 하나 이상의 곱셈-누적 유닛 및 하나 이상의 산술 로직 유닛(ALU)을 갖는 디지털 신호 프로세서(DSP)에 의해 수행될 수도 있다. 도 3, 도 4, 도 5 및 도 6에 나타낸 블록도는 데이터 검출 프로세스를 위한 흐름도로서 사용될 수도 있다.
본원에 개시된 데이터 검출 기술은 단일 반송파뿐 아니라 다중 반송파 시스템에도 사용될 수 있다. 다중 반송파는 OFDM 또는 다른 구성에 의해 제공될 수 있다. OFDM은 전체 시스템 대역폭을 톤, 부반송파, 빈, 주파수 채널이라고도 하는 다수(N)의 직교 부대역으로 분할한다. OFDM에 의해 각 부대역은 데이터로 변조될 수 있는 각 부반송파와 관련된다.
데이터 전송에 사용되는 각 부대역 상에서 결합 심벌(x)이 전송될 수 있다. N개까지의 결합 심벌이 각 OFDM 심벌 주기로 N개의 부대역 상에서 전송될 수 있다. 송신기는 하나의 OFDM 심벌 주기로 전송될 N개의 결합 및 파일럿 심벌의 각 그룹 {x(k)}을 N-점 고속 푸리에 역변환(IFFT)을 이용하여 시간 영역으로 변환함으로써 OFDM 변조를 수행하여, N개의 칩을 포함하는 "변환" 심벌을 얻는다. 주파수 선택 페이딩에 의해 발생하는 심벌간 간섭(ISI)에 대응하기 위해, 통상적으로 각 변환 심벌의 일부(또는 Ncp개의 칩)가 반복되어 대응하는 OFDM 심벌을 형성한다. 각 OFDM 심벌은 한 OFDM 심벌 주기로 전송되며, 이는 N+Ncp개의 칩 주기이고, Ncp는 순환 프리픽스 길이이다.
수신기는 수신 심벌에 대한 샘플 스트림을 취득하고 각 수신 OFDM 심벌의 순환 프리픽스를 제거하여 대응하는 수신 변환 심벌을 취득한다. 그 다음, 수신기는 각 수신 변환 심벌을 N-점 고속 푸리에 변환(FFT)을 이용하여 주파수 영역으로 변환하여 N개의 부대역에 대한 N개의 수신 심벌 {y(k)}를 얻는다. 각 수신 심벌 y(k)는 부대역(k) 상에서 전송된 결합 심벌 x(k) 또는 파일럿 심벌에 대한 것이며, 이는 식(2)에 나타낸 것과 같이 채널 이득 h(k)에 의해 왜곡되고 잡음 n(k)에 의해 열화된다. 수신 심벌들은 3개의 데이터 검출 방식에 대해 상술한 바와 같이 차례로 나열되어 처리될 수 있다.
여기서 설명한 데이터 검출 기술은 2개 이상의 데이터 스트림에 사용될 수도 있다. 확장 스트림에 사용되는 처리(예를 들어, LLR 계산, 심벌 추정, 간섭 추정 등)는 추가 데이터 스트림마다 반복될 수 있다.
여기서 설명한 데이터 검출 기술은 다양한 수단에 의해 구현될 수 있다. 예를 들어, 이들 기술은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 하드웨어 구현의 경우, 데이터 검출을 수행하는데 사용되는 처리 유닛들은 하나 이상의 주문형 집적 회로(ASIC), 디지털 신호 프로세서(DSP), 디지털 신호 처리 장치(DSPD), 프로그래밍 가능 로직 장치(PLD), 현장 프로그래밍 가능 게이트 어레이(FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로컨트롤러, 마이크로프로세서, 여기서 설명한 기능들을 수행하도록 설계된 다른 전자 유닛, 또는 이들의 조합 내에 구현될 수 있다.
소프트웨어 구현의 경우, 데이터 검출 기술은 여기서 설명한 기능들을 수행하는 모듈(예를 들어, 프로시저, 함수 등)로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛(예를 들어, 도 1의 메모리 유닛(192))에 저장될 수도 있고 프로세서(예를 들어, 제어기(190))에 의해 실행될 수도 있다. 메모리 유닛은 프로세서 내에 또는 프로세서 외부에 구현될 수도 있으며, 이 경우 당업계에 공지된 바와 같이 다양한 수단에 의해 프로세서에 통신 가능하게 연결될 수 있다.
개시된 실시예들의 상기 설명은 당업자들이 본 발명을 구성 또는 사용할 수 있도록 제공된다. 이들 실시예의 다양한 변형이 당업자들에게 쉽게 명백하며, 본원에 정의된 일반 원리들은 본 발명의 진의 또는 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예들에 적용될 수 있다. 따라서 본 발명은 본원에 나타낸 실시예들에 한정되는 것이 아니라 본원에 개시된 원리 및 새로운 특징들과 일치하는 가장 넓은 범위에 따르는 것이다.
본 발명의 특징 및 특성은 도면과 관련하여 하기의 상세한 설명으로부터 보다 명백해질 것이며, 도면에서 동일 참조 부호들이 전반적으로 대응하여 식별된다.
도 1은 무선 통신 시스템의 송신기 및 수신기를 나타낸다.
도 2a는 QPSK에 대한 신호 성상도를 나타낸다.
도 2b는 기본 스트림 및 확장 스트림의 QPSK에 의한 계층적 부호화에 대한 신호 성상도를 나타낸다.
도 3은 제 1 데이터 검출 방식의 수신(RX) 프로세서를 나타낸다.
도 4는 제 2 데이터 검출 방식의 RX 프로세서를 나타낸다.
도 5는 제 3 데이터 검출 방식의 RX 프로세서를 나타낸다.
도 6은 기본 스트림에 대한 고차 변조 방식을 갖는 제 2 데이터 검출 방식의 RX 프로세서를 나타낸다.

Claims (34)

  1. 무선 통신 시스템에서 데이터 검출을 수행하는 방법으로서:
    데이터 전송을 위한 수신된 심볼들에 기초하여 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 로그-우도 비(log-likelihood ratio, LLR)들을 유도하는 단계;
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들에 기초하여 디코딩된 기본(base) 스트림을 계산하는 단계;
    상기 디코딩된 기본 스트림에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭을 추정하는 단계;
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들로부터 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 상기 추정된 간섭을 차감(subtract)함으로써 확장(enhancement) LLR들을 유도하는 단계; 및
    상기 확장 LLR들에 기초하여 디코딩된 확장 스트림을 계산하는 단계를 포함하는 데이터 검출 수행 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 디코딩된 데이터를 획득하기 위해 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 디코딩하는 단계; 및
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 재-변조(re-modulate)된 심볼들을 획득하기 위해 상기 디코딩된 데이터를 재-인코딩(re-encode) 및 재-변조하는 단계를 더 포 함하며, 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭은 상기 재-변조된 심볼들에 기초하여 추정되는, 데이터 검출 수행 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들은 상기 수신된 심볼들을 버퍼링하지 않고 실-시간으로 상기 수신된 심볼들로부터 유도되는, 데이터 검출 수행 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 버퍼에 저장하는 단계; 및
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 겹쳐씀(overwrite)으로써 상기 확장 LLR들을 상기 버퍼에 저장하는 단계를 더 포함하는 데이터 검출 수행 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    직교 위상 편이 변조(QPSK)가 상기 제 1 및 상기 디코딩된 확장 데이터 스트림들 모두에 이용되는, 데이터 검출 수행 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    직교 위상 편이 변조(QPSK) 보다 고차의 변조 방식이 상기 제 1 데이터 스트림에 이용되고, 상기 방법은:
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들에 기초하여 수신된 심볼 추정치(estimate)들을 유도하는 단계를 더 포함하며, 확장 LLR들은 상기 수신된 심볼 추정치들 및 상기 추정된 간섭에 기초하여 유도되는, 데이터 검출 수행 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 수신된 심볼 추정치들을 유도하는 단계는:
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 상기 수신된 심볼로 반송(carry)되는 데이터 심볼의 모든 코드 비트들에 대한 LLR들에 기초하여 각각의 수신된 심볼에 대한 두 개의 등식(equation)들을 형성하는 단계를 포함하며, 상기 수신된 심볼에 대한 수신된 심볼 추정치는 상기 두 개의 등식들로부터 유도되는, 데이터 검출 수행 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들 및 확장 LLR들은 이중-최대 근사(dual-max approximation)에 기초하여 유도되는, 데이터 검출 수행 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 데이터 전송에 이용되는 무선 채널에 대한 채널 이득 추정치들을 유도하는 단계를 더 포함하며, 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들, 확장 LLR들 및 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭은 상기 채널 이득 추정치들을 이용하여 유도되는, 데이터 검출 수행 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 스트림은 기본 스트림이며 상기 디코딩된 확장 스트림은 계층적 부호화(hierarchical coded) 데이터 전송을 위한 확장 스트림인, 데이터 검출 수행 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 무선 통신 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 활용하며, 상기 수신된 심볼들은 복수의 부-대역(sub-band)들로부터 유래하는, 데이터 검출 수행 방법.
  12. 데이터 전송을 위한 수신된 심볼들에 기초하여 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 로그-우도 비(LLR)들을 유도하도록 동작하는 제 1 계산 유닛;
    상기 제 1 계산 유닛으로부터 수신되는 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들에 기초하여 디코딩된 기본 스트림을 계산하도록 구성되는 모듈들;
    상기 디코딩된 기본 스트림에 기초하여 간섭을 추정하도록 동작하는 간섭 추정기;
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들로부터 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 추정된 간섭을 차감함으로써 LLR들을 유도하도록 동작하는 제 2 계산 유닛; 및
    상기 확장 LLR들에 기초하여 디코딩된 확장 스트림을 계산하도록 구성되는 모듈들을 포함하는 무선 통신 시스템용 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 디코딩된 데이터를 획득하기 위해 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 디코딩하도록 동작하는 디코더; 및
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 재-변조된 심볼들을 획득하기 위해 상기 디코딩된 데이터를 재-인코딩 및 재-변조하도록 동작하는 인코더 및 변조기를 더 포함하며, 상기 간섭 추정기는 상기 재-변조된 심볼들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭을 추정하도록 동작하는, 무선 통신 시스템용 장치.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 저장하고 그리고 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 겹쳐씀으로써 상기 확장 LLR들을 저장하도록 동작하는 버퍼를 더 포함하는 무선 통신 시스템용 장치.
  15. 제 12 항에 있어서,
    상기 데이터 전송에 이용되는 무선 채널에 대한 채널 이득 추정치들을 유도하도록 동작하는 채널 추정기를 더 포함하며, 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들, 상기 확장 LLR들 및 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭은 상기 채널 이득 추정치들을 이용하여 유도되는, 무선 통신 시스템용 장치.
  16. 데이터 전송을 위한 수신된 심볼들에 기초하여 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 로그-우도 비(LLR)들을 유도하는 수단;
    상기 LLR 유도 수단으로부터 수신되는 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들에 기초하여 디코딩된 기본 스트림을 계산하는 수단;
    상기 디코딩된 기본 스트림에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭을 추정하는 수단;
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들로부터 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 상기 추정된 간섭을 차감함으로써 확장 LLR들을 유도하는 수단; 및
    상기 확장 LLR들에 기초하여 디코딩된 확장 스트림을 계산하는 수단을 포함하는 무선 통신 시스템용 장치.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 디코딩된 데이터를 획득하기 위해 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 디코딩하는 수단; 및
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 재-변조된 심볼들을 획득하기 위해 상기 디코딩된 데이터를 재-인코딩 및 재-변조하는 수단을 더 포함하며, 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭은 상기 재-변조된 심볼들에 기초하여 추정되는, 무선 통신 시스템용 장치.
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들은 상기 수신된 심볼들을 버퍼링하지 않고 실-시간으로 상기 수신된 심볼들로부터 유도되는, 무선 통신 시스템용 장치.
  19. 제 16 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들 및 확장 LLR들을 버퍼에 저장하는 수단을 더 포함하며, 확장 LLR들은 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 겹쳐씀으로써 저장되는, 무선 통신 시스템용 장치.
  20. 무선 통신 시스템에서 데이터 검출을 수행하는 방법으로서:
    데이터 전송을 위한 수신된 심볼들에 기초하여 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 로그-우도 비(LLR)들을 유도하는 단계;
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들 또는 상기 수신된 심볼들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 대한 코딩되지 않은(uncoded) 데이터 심볼 추정치들을 유도하는 단계;
    모듈들의 세트를 이용하여 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들 및 상기 수신된 심볼들 중 적어도 하나에 기초하여 디코딩된 스트림을 계산하는 단계;
    상기 코딩되지 않은 데이터 심볼 추정치들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭을 추정하는 단계; 및
    상기 수신된 심볼들 및 상기 추정된 간섭에 기초하여 제 2 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 유도하는 단계를 포함하며,
    상기 제 2 데이터 스트림은 확장(enhanced) 디코딩된 데이터 스트림을 생성하기 위해 상기 모듈들에 제공되는, 데이터 검출 수행 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 코딩되지 않은 데이터 심볼 추정치들은 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들 또는 상기 수신된 심볼들에 경판정(hard decision)들을 마킹(mark)함으로써 유도되는, 데이터 검출 수행 방법.
  22. 무선 통신 시스템에서 데이터 검출을 수행하는 방법으로서:
    데이터 전송을 위한 수신된 심볼들에 기초하여 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 로그-우도 비(LLR)들을 유도하는 단계;
    상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들 또는 상기 수신된 심볼들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 대한 데이터 심볼 추정치들을 유도하는 단계;
    상기 데이터 심볼 추정치들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭을 추정하는 단계;
    상기 수신된 심볼들 및 상기 추정된 간섭에 기초하여 제 2 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 유도하는 단계;
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 디코딩된 데이터를 획득하기 위해 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 디코딩하는 단계;
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 재-변조된 심볼들을 획득하기 위해 상기 디코딩된 데이터를 재-인코딩 및 재-변조하는 단계; 및
    상기 재-변조된 심볼들 및 상기 제 1 데이터 스트림에 대한 데이터 심볼 추정치들에 기초하여 상기 제 2 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 조정(adjust)하는 단계를 포함하며;
    상기 제 2 데이터 스트림은 상기 데이터 심볼 추정치들에 기초하고 상기 제 2 데이터 스트림은 확장 디코딩된 데이터 스트림을 생성하기 위해 상기 제 1 데이터 스트림과 결합(combine)되는, 데이터 검출 수행 방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 재변조된 심볼들에 기초하여 상기 데이터 심볼 추정치들에 대한 에러 검출 기능(function)을 수행하는 단계를 더 포함하는 데이터 검출 수행 방법.
  24. 제 22 항에 있어서,
    상기 재변조된 심볼들에 기초하여 상기 데이터 심볼 추정치들에 대한 에러 검출 기능을 수행하는 단계,
    잘못된(in error) 것으로 검출되는 데이터 심볼 추정치들에 대한 정정 인자(correction factor)들을 유도하는 단계, 및
    상기 정정 인자들을 이용하여 잘못된 것으로 검출되는 데이터 심볼 추정치들의 코드 비트들에 대한 LLR들을 갱신하는 단계를 더 포함하는 데이터 검출 수행 방법.
  25. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 데이터 스트림들의 코드 비트들에 대한 LLR들은 상기 수신된 심볼들을 버퍼링하지 않고 실-시간으로 상기 수신된 심볼들로부터 유도되는, 데이터 검출 수행 방법.
  26. 제 20 항에 있어서,
    차후의 디코딩을 위해 상기 제 1 및 제 2 데이터 스트림들의 코드 비트들에 대한 LLR들을 버퍼링하는 단계를 더 포함하는 데이터 검출 수행 방법.
  27. 데이터 전송을 위한 수신된 심볼들에 기초하여 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 로그-우도 비(LLR)들을 유도하도록 동작하는 제 1 계산 유닛;
    상기 수신된 심볼들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 대한 코딩되지 않은 데이터 심볼 추정치들을 유도하도록 동작하는 결정 유닛;
    상기 코딩되지 않은 데이터 심볼 추정치들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭을 추정하도록 동작하는 간섭 추정기; 및
    상기 수신된 심볼들 및 상기 추정된 간섭에 기초하여 제 2 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 유도하도록 동작하는 제 2 계산 유닛을 포함하며,
    상기 제 2 데이터 스트림은 확장 데이터 심볼 추정치들을 형성하기 위해 상기 제 1 데이터 스트림과 결합되는, 무선 통신 시스템용 장치.
  28. 데이터 전송을 위한 수신된 심볼들에 기초하여 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 로그-우도 비(LLR)들을 유도하도록 동작하는 제 1 계산 유닛;
    상기 수신된 심볼들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 대한 데이터 심볼 추정치들을 유도하도록 동작하는 결정 유닛;
    상기 데이터 심볼 추정치들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭을 추정하도록 동작하는 간섭 추정기;
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 디코딩된 데이터를 획득하기 위해 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 디코딩하도록 동작하는 디코더;
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 재변조된 심볼들을 획득하기 위해 상기 디코딩된 데이터를 재-인코딩 및 재변조하도록 동작하는 인코더 및 변조기; 및
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 데이터 심볼 추정치들 및 상기 재변조된 심볼들에 기초하여 제 2 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 조정하도록 동작하는 조정 유닛을 포함하며;
    상기 조정 유닛으로부터의 정보는 확장 데이터 심볼들의 추정치들을 형성하기 위해 상기 결정 유닛으로부터의 데이터와 결합되는, 무선 통신 시스템용 장치.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 재변조된 심볼들에 기초하여 상기 데이터 심볼 추정치들에 대한 에러 검출 기능을 수행하도록 구성되는 심볼 에러 검출기를 더 포함하는 무선 통신 시스템용 장치.
  30. 제 28 항에 있어서,
    상기 재변조된 심볼들에 기초하여 상기 데이터 심볼 추정치들에 대한 에러 검출 기능을 수행하도록 구성되는 심볼 에러 검출기를 더 포함하며, 상기 조정 유닛은 잘못된 것으로 검출되는 데이터 심볼 추정치들에 대한 정정 인자들을 유도하도록 동작하는, 무선 통신 시스템용 장치.
  31. 데이터 전송을 위한 수신된 심볼들에 기초하여 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 로그-우도 비(LLR)들을 유도하는 수단;
    상기 수신된 심볼들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 대한 코딩되지 않은 데이터 심볼 추정치들을 유도하는 수단;
    상기 코딩되지 않은 데이터 심볼 추정치들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭을 추정하는 수단;
    상기 수신된 심볼들 및 상기 추정된 간섭에 기초하여 제 2 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 유도하는 수단; 및
    상기 제 2 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들에 기초하여 디코딩된 확장 스트림을 계산하는 수단을 포함하는 무선 통신 시스템용 장치.
  32. 제 31 항에 있어서,
    데이터 전송을 위한 수신된 심볼들에 기초하여 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 로그-우도 비(LLR)들을 유도하는 수단;
    상기 수신된 심볼들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 대한 데이터 심볼 추정치들을 유도하는 수단;
    상기 데이터 심볼 추정치들에 기초하여 상기 제 1 데이터 스트림에 기인하는 간섭을 추정하는 수단;
    상기 수신된 심볼들 및 상기 추정된 간섭에 기초하여 제 2 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 유도하는 수단;
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 디코딩된 데이터를 획득하기 위해 상기 제 1 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 디코딩하는 수단;
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 재변조된 심볼들을 획득하기 위해 상기 디코딩된 데이터를 재-인코딩 및 재변조하는 수단; 및
    상기 제 1 데이터 스트림에 대한 데이터 심볼 추정치들 및 상기 재변조된 심볼들에 기초하여 상기 제 2 데이터 스트림의 코드 비트들에 대한 LLR들을 조정하는 수단을 포함하는, 무선 통신 시스템용 장치.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 재변조된 심볼들에 기초하여 상기 데이터 심볼 추정치들에서의 에러들을 검출하도록 구성되는 에러 검출 수단, 및 잘못된 것으로 검출되는 데이터 심볼 추정치들의 코드 비트들에 대한 LLR들을 디코딩을 위한 소거(erasure)들로 세팅하는 수단을 더 포함하는 무선 통신 시스템용 장치.
  34. 제 32 항에 있어서,
    상기 LLR들을 조정하는 수단은 상기 재변조된 심볼들에 기초하여 상기 데이터 심볼 추정치들에서의 에러들을 검출하도록 구성되는 에러 검출 수단, 잘못된 것으로 검출되는 데이터 심볼 추정치들에 대한 정정 인자들을 유도하는 수단, 및 잘못된 것으로 검출되는 데이터 심볼 추정치들의 코드 비트들에 대한 LLR들을 상기 정정 인자들을 이용하여 업데이트하는 수단을 더 포함하는, 무선 통신 시스템용 장치.
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