KR20180092744A

KR20180092744A - 무선 통신 시스템에서 수신 신호를 컴바이닝하는 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20180092744A
Application number: KR1020170018880A
Authority: KR
Inventors: 배영택; 양하영; 이주현
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2017-02-10
Filing date: 2017-02-10
Publication date: 2018-08-20
Also published as: EP3567824A1; EP3567824A4; WO2018147500A1; US10862631B2; US20200044794A1

Abstract

본 발명의 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신 장치의 수신 신호 컴바이닝 방법은, 수신 신호에 대한 심벌(symbol) 컴바이닝을 수행하기 위한 N 개(이때, N은 자연수)의 심벌을 결정하고, 상기 결정 결과에 따라 L 회(이때, L은 자연수) 동안 상기 수신 신호를 상기 심벌 컴바이닝하고, 상기 심벌 컴바이닝을 수행한 상기 L 개의 수신 신호의 그룹들 각각을 에너지 컴바이닝하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 연구는 미래창조과학부 '범부처 Giga KOREA 사업'의 지원을 받아 수행하였다.

Description

무선 통신 시스템에서 수신 신호를 컴바이닝하는 방법 및 장치{APPARATUS AND METHOD FOR COMBINING RECEIVED SIGNAL IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

무선 통신 시스템에서 수신 신호는 기본적으로 채널을 거친 송신 신호와 잡음으로 구성된다. 시간영역에서 동일한 송신 신호가 반복되어 전송되는 경우에 상기 송신 신호에 상응하는 수신 신호를 적절히 결합함으로써 수신 장치의 성능을 향상시킬 수 있다. 본 발명은 무선 통신 시스템에서 수신 장치의 성능 향상을 위한 수신 신호 컴바이닝 기법에 관한 것으로 기저 대역 디지털 신호 처리 기술 분야에 관한 것이다.

본 연구는 미래창조과학부 '범부처 Giga KOREA 사업'의 지원을 받아 수행하였다.

무선 통신 시스템에서 수신 신호를 결합하는 방법은 크게 심벌 컴바이닝(symbol combining) 기법과 에너지 컴바이닝(energy combining) 기법으로 나눌 수 있다.

심벌 컴바이닝 기법은 수신 신호를 심벌 단위로 결합하는 기법으로, AWGN(additive white gaussian noise)과 같이 채널이 변하지 않는 환경에서는 컴바이닝하는 신호의 개수에 따라 SNR(signal to noise ratio)이 증가하는 프로세싱 이득(processing gain)을 얻을 수 있다.

반면, 에너지 컴바이닝 기법은 수신 신호의 파워만을 단순히 결합하는 방법으로 SNR이 증가하지는 않지만, AWGN 뿐만 아니라 페이딩(fading) 채널에서도 잡음의 분산(variance)를 감소시키는 효과를 통해 성능 향상을 얻게 된다.

심벌 컴바이닝 기법의 경우에는 페이딩(fading) 채널에서 누적 구간이 길어지게 되면 애버리징 (averaging) 효과로 인해서 오히려 성능 열화가 발생할 수 있는 문제점이 존재한다. 성능 열화를 방지하기 위해 심벌 컴바이닝 기법에서는 채널 추정이 필요하고, 추정된 채널 값을 다시 수신 신호에서 적용하여 채널의 위상(phase)를 보상해 주는 블록이 추가로 필요하게 된다.

하지만, 동작 SNR 영역이 매우 낮은 영역에서는 채널 추정이 부정확해지고, 이로 인해 이론상 얻을 수 있는 성능 이득을 달성하지 못하게 된다. 반면, 에너지 컴바이닝 기법의 경우에는 채널 추정 자체는 필요하지 않지만 프로세싱 이득(processing gain)이 없다는 문제점이 존재한다.

상기 문제점을 해결하기 위해서, 본 발명은 심벌 컴바이닝과 에너지 컴바이닝의 잠정을 모두 갖는 하이브리드 컴바이닝을 제공할 수 있다.

또한, 채널 추정이 어려운 환경에서도 수신기 성능을 개선할 수 있는 하이브리드 컴바이닝을 제공할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신 장치의 수신 신호 컴바이닝 방법은, 수신 신호에 대한 심벌(symbol) 컴바이닝을 수행하기 위한 N 개(이때, N은 자연수)의 심벌을 결정하고, 상기 결정 결과에 따라 L 회(이때, L은 자연수) 동안 상기 수신 신호를 상기 심벌 컴바이닝하고, 상기 심벌 컴바이닝을 수행한 상기 L 개의 수신 신호의 그룹들 각각을 에너지 컴바이닝하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.

이때, 상기 수신 신호의 그룹들 각각은 상기 N 개의 심벌을 이용하여 상기 심벌 컴바이닝된 수신 신호일 수 있다. 또한, 상기 수신 신호는 채널 상태, 송신 신호, 및 잡음에 기반하여 모델링된 신호일 수 있다.

실시예에 따라, 상기 N 개의 심벌을 결정하는 단계는, K 번째까지(이때, K는 자연수) 심벌 컴바이닝된 제1 신호와 K+1 번째 수신 신호인 제2 신호를 이용하여 상기 심벌 컴바이닝을 위한 메트릭 값을 계산하는 단계와, 상기 메트릭 값의 실수 값이 상기 N에서 "0" 이상이고 N+1에서 음수이면, 상기 N을 선택하는 단계를 포함할 수 있다.

다른 실시예에 따라, 상기 N 개의 심벌을 결정하는 단계는, 바로 인접하는 심벌들 간 상호 상관(cross-correlation)의 합을 계산하는 단계와, 상기 상호 상관의 합을 정규화(normalize)하고, 상기 N에서 정규화된 상호 상관의 합의 실수 값이 미리 설정된 임계값 이상이면 상기 N을 선택하는 단계를 포함할 수 있다.

이때, 상기 임계값은 프로그램 가능한 값(programmable value)일 수 있다.

실시예에 따라, 상기 수신 장치는 제1 기지국에서 제2 기지국의 하향링크 채널을 수신하는 수신기이고, 상기 수신 신호는 동기 신호일 수 있다.

다른 실시예에 따라, 상기 수신 장치는 MTC(machine type communication) 단말로부터 상향링크 채널을 통해 동일한 신호를 반복 수신하는 수신기이고, 상기 수신 신호는 상기 MTC 단말로부터 전송되는 신호일 수 있다.

본 발명의 실시예에 따라 무선 통신 시스템에서 수신 신호를 컴바이닝하는 수신 장치는, 신호를 송수신하는 송수신부, 및 수신 신호에 대한 심벌(symbol) 컴바이닝을 수행하기 위한 N 개(이때, N은 자연수)의 심벌을 결정하고, 상기 결정 결과에 따라 L 회(이때, L은 자연수) 동안 상기 수신 신호를 상기 심벌 컴바이닝하고, 상기 심벌 컴바이닝을 수행한 상기 L 개의 수신 신호의 그룹들 각각을 에너지 컴바이닝하는 제어부를 포함할 수 있다.

본 발명의 수신 신호를 컴바이닝하는 방법은, 심벌 컴바이닝과 에너지 컴바이닝의 잠정을 모두 갖는 하이브리드 컴바이닝을 제공할 수 있다.

본 발명의 수신 신호를 컴바이닝하는 방법은, 채널 추정이 어려운 환경에서도 수신기 성능을 개선할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 하이브리드 컴바이닝 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 하이브리드 컴바이닝 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 도 2에 도시된 심벌 컴바이닝을 수행하기 위한 N 개의 심벌을 결정하는 과정을 설명하는 순서도이다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따라 도 2에 도시된 심벌 컴바이닝을 수행하기 위한 N 개의 심벌을 결정하는 과정을 설명하는 순서도이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따라 도 4에 도시된 순서도의 의미를 보다 명확하도록 수식을 이용하여 설명한 순서도이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 수신 장치를 나타내는 도면이다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예들을 상세히 설명한다. 이 때, 첨부된 도면에서 동일한 구성 요소는 가능한 동일한 부호로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 본 발명의 요지를 흐리게 할 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략할 것이다.

본 명세서에서 실시 예를 설명함에 있어서 본 발명이 속하는 기술 분야에 익히 알려져 있고 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.

마찬가지 이유로 첨부 도면에 있어서 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 개략적으로 도시되었다. 또한, 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 각 도면에서 동일한 또는 대응하는 구성요소에는 동일한 참조 번호를 부여하였다.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.

이 때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.

또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.

이 때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다.

이하 본 발명의 실시 예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 하이브리드 컴바이닝 기법을 설명하기 위한 도면이다.

도 1을 참조하면, 무선 통신 시스템에서 수신 장치는 각각의 N_i 구간 동안 심벌 컴바이닝(symbol combining)을 수행하고, 상기 심벌 컴바이닝을 L 번 수행한 이후에(N_i ~ N_L), 상기 L 개의 수신 신호의 그룹들 각각에 대한 에너지 컴바이닝을 수행(L-energy combining)할 수 있다.

예컨대, 상기 수신 장치는 제1 구간(N₁) 동안 5 개의 수신 신호(r₀ ~ r₄)를 심벌 컴바이닝하고, 제2 구간(N₂) 동안 6 개의 수신 신호(r₅ ~ r₁₀)를 심벌 컴바이닝하고, 제3 구간(N₃) 동안 4 개의 수신 신호(r₁₁ ~ r₁₄)를 심벌 컴바이닝하고, 제L 구간(N_L) 동안 5 개의 수신 신호(r₁₅ ~ r₁₉)를 심벌 컴바이닝할 수 있다.

본 발명에서는 심벌 컴바이닝을 하는 구간인 N_i가 수신 신호를 이용하여 계산되는 메트릭(metric)에 따라 실시간 또는 적응적(adaptive)으로 결정될 수 있다.

이후, 상기 수신 장치는 심벌 컴바이닝을 수행한 제1 그룹(r₀ ~ r₄), 제2 그룹(r₅ ~ r₁₀), 제3 그룹(r₁₁ ~ r₁₄), 및 제L 그룹(r₁₅ ~ r₁₉) 모두를 에너지 컴바이닝할 수 있다.

본 명세서에서는 설명의 편의를 위해 하이브리드 컴바이닝 기법을 설명하기 이전에 심벌 컴바이닝 기법과 에너지 컴바이닝 기법을 먼저 설명한다.

먼저 n-번째 수신 신호(r_n)를 아래의 수학식 1과 같이 모델링한다.

[수학식 1]

상기 수학식 1에서, h_n은 채널을 의미하며 Zero Mean, Unit Variance(

)을 가지는 Complex Gaussian Random Variable{ComplexNorm(0.1)}이고, 마찬가지로 Z_n은 잡음 성분으로

인 분포를 따른다. 송신 신호 x_n은 단위 원(unit circle) 상의 파일럿 신호(pilot signal, 또는 known signal)를 의미한다.

먼저 심벌 컴바이닝 기법과 에너지 컴바이닝 기법의 기본 개념을 설명하기 위해 AWGN 채널을 가정(h_n = h)하고 수식 전개를 해보도록 한다.

[수학식 2]

비상관화(de-correlation) 이후의 신호에 대한 두 컴바이닝 기법은 아래의 수학식 3과 수학식 4를 통해 설명한다.

먼저, 비상관화 이후의 신호에 대한 심벌 컴바이닝(symbol combining)은 수학식 3과 같다.

[수학식 3]

상기 수학식 3을 참조하면, 신호 성분의 Power는

이고, 잡음 성분의 Power는

이다. 따라서 AWGN 채널처럼 N 개의 컴바이닝 동안 채널이 변하지 않는다면 Combined SNR 은 N * SNR이 되어 프로세싱 이득(processing gain)을 얻을 수 있다.

다음으로, 비상관화 이후의 신호에 대한 에너지 컴바이닝(energy combining)은 수학식 4와 같다.

[수학식 4]

상기 수학식 4를 참조하면, 신호 성분의 Power는

이고, 잡음 성분의 Power는

이다. 따라서 AWGN 채널처럼 N 개의 컴바이닝 동안 채널이 변하지 않는다면 Combined SNR 은 단순히 SNR이 되어 심벌 컴바이닝과 같은 프로세싱 이득은 존재하지 않는다. 하지만, 에너지 컴바이닝은 잡음 성분의 분산(variance)을 줄여 주는 성능 이득이 있다. 이에 대해서는 좀 더 살펴 보도록 하자.

우선, 잡음 성분을 실수 부분과 허수 부분으로 나누고 각각이 Real Gaussian Random Variable {Norm(0.1)}인 변수라고 생각하면 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 5]

상기 수학식 5를 참조하면,

는 차의 Chi-square 분포를 의미하고 이의 평균은 2N 이고 분산은 4N 이므로,

는 평균은 1, 분산은 1/N 이다. [참고: 만약 N 의 값이 무한대로 커진다면

]

즉, 에너지 컴바이닝에서 누적 횟수를 두 배씩 할수록 잡음의 분산은 반으로 줄어들고, 누적횟수가 매우 커지면 가우시안 분포(Gaussian Distribution)에 근사화되는 것을 알 수 있다.

N_i 구간 동안은 각각 심벌 컴바이닝을 수행하고, 이런 구간을 L 번 동안 에너지 컴바이닝하는 하이브리드 컴바이닝(hybrid combining) 기법을 수식으로 표현하면 아래의 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 6]

상기 수학식 6을 참조하면, 신호 성분의 Power는

이고, 잡음 성분의 Power는

이다. 따라서 모든

로 동일한 경우 Combined SNR 은

이 되어 심벌 컴바이닝으로 인한 프로세싱 이득을 얻을 수 있다. 또한 에너지 컴바이닝으로 인한 잡음 성분의 분산 감소 이득을 얻을 수 있다. 따라서, 채널의 상황에 맞게 이 값들(N_i)을 적절히 조절한다면 두 컴바이닝 기법의 장점만을 취할 수 있게 된다.

이하에서는 싱글-캐리어 관점에서 페이딩 채널에서 하이브리드 컴바이닝 기법을 적용하는 방법을 설명한다.

[수학식 7]

- N = 2인 경우 심벌 컴바이닝은 아래의 수학식 8과 같다.

[수학식 8]

- N = 2인 경우 에너지 컴바이닝은 아래의 수학식 9와 같다.

[수학식 9]

따라서, 상기 수학식 8 및 상기 수학식 9를 비교해보면,

의 값이 양수이면 심벌 컴바이닝이 유리하다.

- 일반적인 N의 경우 심벌 컴바이닝은 아래의 수학식 10과 같다.

[수학식 10]

- 일반적인 N의 경우 에너지 컴바이닝은 아래의 수학식 11과 같다.

[수학식 11]

상기 수학식 10 및 상기 수학식 11을 참조하면,

의 값이 양수이면 심벌 컴바이닝이 유리하다.

상기 부분을 다시 적어보면 수학식 12 내지 수학식 14와 같다.

[수학식 12]

[수학식 13]

[수학식 14]

상기 수학식 12 내지 상기 수학식 14를 참조하면, Y_n _-1 은 n-1 번까지 심벌 컴바이닝된 신호를 의미하고, y_n 은 n 번째 수신된 신호를 나타낸다. S_n _-1 은 n-1 번째까지 심벌 컴바이닝을 하기 위한 메트릭(metric) 값을 나타낸다.

따라서

이고

이면, N-1 번째까지 심벌 컴바이닝을 적용하도록 한다. 하지만 위 식에서

부분은 잡음에 해당하는 부분이므로, 잡음도 증가하는 문제가 있고 만약 잡음의 양에 비례하는 임계값(Threshold)을 적용하여 신호 품질을 판정하는 경우에는 단순히 S_N _-1 과 S_N의 실수 부분이 양수인지 음수인지만 구분하여 컴바이닝을 결정하는 방법에는 문제가 있다.

좀 더 다른 접근 방법으로 S_N _-1 값을 이용하기 보다는

이라고 두고, Z_n 값 자체의 변화량을 누적 (또는 평균)한 값을 이용하는 방법을 생각해 보기로 한다. 이는 변화량이 작은 경우에는 심벌 컴바이닝을 수행하는 것이 유리할 수 있다는 기본적인 아이디어로부터 출발한다.

[수학식 15]

만약 인접한 Symbol간 변화량이 작다고 가정하면

로 둘 수 있고, Z_n값의 변화량은 아래의 수학식 16과 같은 관계를 만족하게 된다.

[수학식 16]

이 변화량을 각각 구하고 전체적으로 누적해 보면 아래의 수학식 17과 같다.

[수학식 17]

상기 수학식 17의 항목들을 모두 합하면 아래의 수학식 18을 얻을 수 있다.

[수학식 18]

즉,

이 되고, 이는 바로 인접한 심벌(Symbol)과의 상호 상관(Cross-Correlation)의 합을 구하고 있다는 것을 알 수 있다.

본 발명에서는 상기 수식이 Cross-Correlation 정도를 측정하고 있다는 점을 이용하여 아래의 수학식 19와 같이 새로운 메트릭(metric) X_n 을 정의하고 이 값이 특정한 값보다 같거나 큰 경우에만 심벌 컴바이닝을 수행하도록 자동으로 결정할 수 있다.

[수학식 19]

일반적으로 위와 같이 Normalized된 Cross-Correlation의 실수 값이 일정 값(예컨대, 0.8) 이상이면 Strong Correlation이 있다고 여겨지고 있다. 하지만 r의 값은 고정이 아니라 최적화를 통해 상황에 따라 정하여 사용할 수 있도록 가변 값으로 둔다.

이하에서는 멀티-캐리어 관점에서 페이딩 채널에서 하이브리드 컴바이닝 기법을 적용하는 방법을 설명한다.

[수학식 20]

상기 수학식 20을 참조하면, 신호 모델에서 시간 축을 의미하는 n 뿐 아니라 주파수 축을 의미하는 k 를 아래 첨자에 포함하였다.

- N = 2인 경우 심벌 컴바이닝은 아래의 수학식 21과 같다.

[수학식 21]

- N = 2인 경우 에너지 컴바이닝은 아래의 수학식 22와 같다.

[수학식 22]

상기 수학식 21 및 상기 수학식 22를 참조하면,

의 값이 양수이면 심벌 컴바이닝이 유리하다.

- 일반적인 N의 경우 심벌 컴바이닝은 아래의 수학식 23과 같다.

[수학식 23]

- 일반적인 N의 경우 에너지 컴바이닝은 아래의 수학식 24와 같다.

[수학식 24]

상기 수학식 23 및 상기 수학식 24를 참조하면,

의 값이 양수이면 심벌 컴바이닝이 유리하다. 이 부분을 Single-Carrier에서와 마찬가지로 유사하게 정리하면 아래의 수학식 25 및 수학식 26과 같다.

[수학식 25]

[수학식 26]

상기 수학식 25 내지 수학식 26을 참조하면, 변수 위 화살표는 주파수 방향 Vector를 의미하며 내적은

로 표시하였다. 마찬가지로 여기서

은 n-1 번까지 Symbol Combining된 신호를 의미하고,

은 n 번째 수신된 신호를 나타낸다. S_n _-1 은 n-1 번째까지 Symbol Combining을 하기 위한 Metric값을 나타낸다.

이면 N-1 번째까지 Symbol Combining을 적용하도록 한다.

역시

부분이 잡음에 해당하는 부분이므로 잡음도 증가하는 문제가 있고 만약 잡음의 양에 비례하는 Threshold를 적용하여 신호 품질을 판정하는 경우에는 단순히 S_N _-1 과 S_N 의 실수 부분이 양수인지 음수인지만 구분하여 Combining을 결정하는 방법에는 문제가 있다. 따라서 Single-Carrier일 때와 마찬가지로 Cross-Correlation 정도를 측정하여 Symbol Combining 구간을 아래의 수학식 27과 같이 찾도록 한다.

[수학식 27]

즉, Multi-Carrier의 경우 주파수 방향 Vector의 내적을 이용하여 Single-Carrier와 동일한 방법이 적용 가능하다.

심벌 컴바이닝과 에너지 컴바이닝의 장점을 모두 가지는 본 발명의 하이브리드 컴바이닝 기법은 채널 추정이 어려운 환경에서도 수신기 성능을 개선할 수 있다.

LTE 시스템의 OTAR (Over The Air Receiver) 수신기 (한 기지국에서 타 기지국의 Downlink 채널을 수신하는 것) 는 동작 SNR 영역이 매우 낮은 곳(예컨대, SNR = -20dB)에서도 높은 신뢰도를 가지는 Synchronization 및 Cell ID detection성능 확보가 요구되는데, 이를 위해서는 시간영역에서 Synch 신호(PSS/SSS)를 여러서브프레임(Subframe) 동안 누적할 필요가 있다.

또한, OTAR 수신기와 같이 인접 기지국의 정보를 추정해야 하는 경우, 기지국 이동에 따른 채널 변화가 거의 없기 때문에 긴 주기 동안 심벌 컴바이닝 기법이 적용될 가능성이 있다. 이와 같이 낮은 SNR영역에서는 채널 추정 자체가 매우 부정확해지기 때문에 현재는 에너지 컴바이닝 기법만을 주로 사용하고 있는데, 하이브리드 컴바이닝 기법은 N_i 값을 적절히 제어함으로써 추가적인 프로세싱 이득을 얻을 수 있다.

또 다른 적용 분야는 LTE eMTCC(enhanced Machine Type Communication)와 같이 단말이 Uplink 채널을 통해 동일한 신호를 반복 전송하는 경우 기지국에서 수신 신호 컴바이닝을 적용하여 성능 이득을 취해야 하는 경우이다.

PRACH(Physical Random Access Channel)의 경우 신호의 존재 유무를 검출해야 하기 때문에 본 발명의 심벌 컴바이닝과 에너지 컴바이닝 기법을 직접적으로 적용할 수 있다.

PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)/ PUCCH(Physical Uplink Control Channel)의 경우에도 본 발명의 심벌 컴바이닝과 디코더(Decoder)에서 LLR(Log-Likelihood Ratio) 컴바이닝 기법을 같이 적용하면 성능 이득을 취할 수 있다.

이 경우 서브프레임 단위로 얼마 동안 심벌 컴바이닝을 적용할 것인지가 관건인데 본 발명의 방법을 적용하면 송수신간 채널에 따라 심벌 컴바이닝 구간을 적응적으로(Adaptive) 결정할 수 있는 장점이 있다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 하이브리드 컴바이닝 방법을 설명하기 위한 순서도이다.

S200 단계에서, 무선 통신 시스템에서 수신 장치는 수신 신호에 대한 심벌 컴바이닝을 수행하기 위한 N 개의 심벌을 결정할 수 있다. 이때, 상기 N은 자연수이다.

S210 단계에서, 상기 수신 장치는 상기 결정 결과에 따라 L 회 동안 상기 수신 신호를 상기 심벌 컴바이닝할 수 있다. 이때, 상기 L은 자연수이다.

S220 단계에서, 상기 수신 장치는 상기 심벌 컴바이닝을 수행한 상기 L 개의 수신 신호의 그룹들 각각을 에너지 컴바이닝할 수 있다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 도 2에 도시된 심벌 컴바이닝을 수행하기 위한 N 개의 심벌을 결정하는 과정을 설명하는 순서도이다.

S300 단계에서, 수신 장치는 K 번째까지 심벌 컴바이닝된 제1 신호와 K+1 번째 수신 신호인 제2 신호를 이용하여 상기 심벌 컴바이닝을 위한 메트릭 값을 계산할 수 있다. 이때, 상기 K는 자연수이다.

S310 단계에서, 상기 수신 장치는 상기 메트릭 값의 실수 값이 N에서 "0" 이상이고 N+1에서 음수인지 판단할 수 있다.

S310 단계에서 판단 결과, 상기 메트릭 값의 실수 값이 N에서 "0" 이상이고 N+1에서 음수가 아니면, S320 단계에서 상기 수신 장치는 "N=N+1"을 수행할 수 있다.

S310 단계에서 판단 결과, 상기 메트릭 값의 실수 값이 N에서 "0" 이상이고 N+1에서 음수이면, S330 단계에서 상기 수신 장치는 상기 N을 선택할 수 있다.

도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따라 도 2에 도시된 심벌 컴바이닝을 수행하기 위한 N 개의 심벌을 결정하는 과정을 설명하는 순서도이다.

S400 단계에서, 수신 장치는 바로 인접하는 심벌들 간 상호 상관의 합을 계산할 수 있다.

S410 단계에서, 상기 수신 장치는 상기 상호 상관의 합을 정규화할 수 있다.

S420 단계에서, 상기 수신 장치는 N에서 정규화된 상호 상관의 합의 실수 값이 미리 설정된 임계값 이상인지 판단할 수 있다.

S420 단계에서 판단 결과 상기 N에서 정규화된 상호 상관의 합의 실수 값이 미리 설정된 임계값 이상이 아니면, S430 단계에서 상기 수신 장치는 "N=N+1"을 수행할 수 있다.

S420 단계에서 판단 결과 상기 N에서 정규화된 상호 상관의 합의 실수 값이 미리 설정된 임계값 이상이면, S440 단계에서 상기 수신 장치는 상기 N을 선택할 수 있다.

도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따라 도 4에 도시된 순서도의 의미를 보다 명확하도록 수식을 이용하여 설명한 순서도이다.

S500는 초기화(Initialization)에 해당하는 단계로서, 하나의 vector값(

)과 두 개의 변수 값(n, Xn)을

=0, n=0, Xn=0로 설정한다. S510 단계에서

은 입력 벡터이다. S520 단계에서 상기 수신 장치는 n≥1인지 여부를 판단하고, n≥1이면 S530 단계에서 Xn≥r 인지 여부를 판단한다.

이때, 상기 X_n 은 전술한 바와 같이 인접하는 심벌들 간의 상호 상관을 고려하여 정의한 메트릭이고, 상기 r은 미리 설정된 임계값이다. 상기 X_n 은 아래의 수학식 28과 같이 정의될 수 있다.

[수학식 28]

상기 수신 장치는 S520 단계에서 n≥1이 아니거나, S530 단계에서 X_n≥r 을 만족하면, S540 단계에서,

의 연산을 수행한다.

상기 수신 장치는 S550 단계에서, n=n+1의 연산을 수행하고, S560 단계에서,

(element by element product을 의미)의 연산을 수행한다.

S570 단계에서, 상기 수신 장치는 에너지 컴바이닝 버퍼링을 수행할 수 있다. 이때, 에너지 컴바이닝 버퍼는 symbol combining을 계속 하고 있다가 metric에 따라 S530 단계에서 ‘No’가 되는 순간에 symbol combining 멈추고, combine된 수신 신호의 에너지를 구해서 저장할 수 있다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 수신 장치를 나타내는 도면이다.

도 6을 참조하면, 수신 장치는 송수신부(610), 및 제어부(620)를 포함할 수 있다.

송수신부(610)는 제어부(620)와 연결되어 수신 신호의 하이브리드 컴바이닝을 수행하는데 필요한 정보들을 송신 또는 수신할 수 있다.

제어부(620)는 수신 신호에 대한 심벌(symbol) 컴바이닝을 수행하기 위한 N 개(이때, N은 자연수)의 심벌을 결정하고, 상기 결정 결과에 따라 L 회(이때, L은 자연수) 동안 상기 수신 신호를 상기 심벌 컴바이닝하고, 상기 심벌 컴바이닝을 수행한 상기 L 개의 수신 신호의 그룹들 각각을 에너지 컴바이닝할 수 있다.

이때, 상기 수신 신호의 그룹들 각각은 상기 N 개의 심벌을 이용하여 상기 심벌 컴바이닝된 수신 신호일 수 있다.

또한, 상기 수신 신호는 채널 상태, 송신 신호, 및 잡음에 기반하여 모델링(modeling)될 수 있다.

실시예에 따라, 상기 제어부는, K 번째까지(이때, K는 자연수) 심벌 컴바이닝된 제1 신호와 K+1 번째 수신 신호인 제2 신호를 이용하여 상기 심벌 컴바이닝을 위한 메트릭 값을 계산할 수 있다. 이후 상기 제어부는 상기 메트릭 값의 실수 값이 상기 N에서 "0" 이상이고 N+1에서 음수이면, 상기 N을 선택할 수 있다.

다른 실시예에 따라, 상기 제어부는, 바로 인접하는 심벌들 간 상호 상관(cross-correlation)의 합을 계산하고, 상기 상호 상관의 합을 정규화(normalize)하고, 상기 N에서 정규화된 상호 상관의 합의 실수 값이 미리 설정된 임계값 이상이면 상기 N을 선택할 수 있다.

한편, 본 명세서와 도면에는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 개시하였으며, 비록 특정 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 발명의 이해를 돕기 위한 일반적인 의미에서 사용된 것이지, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시예 외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

610: 송수신부
620: 제어부

Claims

무선 통신 시스템에서 수신 장치의 수신 신호 컴바이닝 방법에 있어서,
수신 신호에 대한 심벌(symbol) 컴바이닝을 수행하기 위한 N 개(이때, N은 자연수)의 심벌을 결정하는 단계;
상기 결정 결과에 따라 L 회(이때, L은 자연수) 동안 상기 수신 신호를 상기 심벌 컴바이닝하는 단계; 및
상기 심벌 컴바이닝을 수행한 상기 L 개의 수신 신호의 그룹들 각각을 에너지 컴바이닝하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 수신 신호의 그룹들 각각은 상기 N 개의 심벌을 이용하여 상기 심벌 컴바이닝된 수신 신호인 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 수신 신호는 채널 상태, 송신 신호, 및 잡음에 기반하여 모델링되는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 N 개의 심벌을 결정하는 단계는,
K 번째까지(이때, K는 자연수) 심벌 컴바이닝된 제1 신호와 K+1 번째 수신 신호인 제2 신호를 이용하여 상기 심벌 컴바이닝을 위한 메트릭 값을 계산하는 단계; 및
상기 메트릭 값의 실수 값이 상기 N에서 "0" 이상이고 N+1에서 음수이면, 상기 N을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 N 개의 심벌을 결정하는 단계는,
바로 인접하는 심벌들 간 상호 상관(cross-correlation)의 합을 계산하는 단계; 및
상기 상호 상관의 합을 정규화(normalize)하고, 상기 N에서 정규화된 상호 상관의 합의 실수 값이 미리 설정된 임계값 이상이면 상기 N을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제5항에 있어서,
상기 임계값은 프로그램 가능한 값(programmable value)인 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 수신 장치는 제1 기지국에서 제2 기지국의 하향링크 채널을 수신하는 수신기이고, 상기 수신 신호는 동기 신호인 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 수신 장치는 MTC(machine type communication) 단말로부터 상향링크 채널을 통해 동일한 신호를 반복 수신하는 수신기이고, 상기 수신 신호는 상기 MTC 단말로부터 전송되는 신호인 것을 특징으로 하는 방법.
무선 통신 시스템에서 수신 신호를 컴바이닝하는 수신 장치에 있어서,
신호를 송수신하는 송수신부; 및
수신 신호에 대한 심벌(symbol) 컴바이닝을 수행하기 위한 N 개(이때, N은 자연수)의 심벌을 결정하고, 상기 결정 결과에 따라 L 회(이때, L은 자연수) 동안 상기 수신 신호를 상기 심벌 컴바이닝하고, 상기 심벌 컴바이닝을 수행한 상기 L 개의 수신 신호의 그룹들 각각을 에너지 컴바이닝하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제9항에 있어서,
상기 수신 신호의 그룹들 각각은 상기 N 개의 심벌을 이용하여 상기 심벌 컴바이닝된 수신 신호인 것을 특징으로 하는 장치.
제9항에 있어서,
상기 수신 신호는 채널 상태, 송신 신호, 및 잡음에 기반하여 모델링되는 것을 특징으로 하는 장치.
제9항에 있어서, 상기 제어부는,
K 번째까지(이때, K는 자연수) 심벌 컴바이닝된 제1 신호와 K+1 번째 수신 신호인 제2 신호를 이용하여 상기 심벌 컴바이닝을 위한 메트릭 값을 계산하고,
상기 메트릭 값의 실수 값이 상기 N에서 "0" 이상이고 N+1에서 음수이면, 상기 N을 선택하는 것을 특징으로 하는 장치.
제9항에 있어서, 상기 제어부는,
바로 인접하는 심벌들 간 상호 상관(cross-correlation)의 합을 계산하고,
상기 상호 상관의 합을 정규화(normalize)하고, 상기 N에서 정규화된 상호 상관의 합의 실수 값이 미리 설정된 임계값 이상이면 상기 N을 선택하는 것을 특징으로 하는 장치.
제13항에 있어서,
상기 임계값은 프로그램 가능한 값(programmable value)인 것을 특징으로 하는 장치.
제9항에 있어서,
상기 수신 장치는 제1 기지국에서 제2 기지국의 하향링크 채널을 수신하는 수신기이고, 상기 수신 신호는 동기 신호인 것을 특징으로 하는 장치.
제9항에 있어서,
상기 수신 장치는 MTC(machine type communication) 단말로부터 상향링크 채널을 통해 동일한 신호를 반복 수신하는 수신기이고, 상기 수신 신호는 상기 MTC 단말로부터 전송되는 신호인 것을 특징으로 하는 장치.