JP2017112500A - Ｍｉｍｏ無線伝送システム、ｍｉｍｏ無線伝送方法、送信機および受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＩＭＯ無線伝送システムにおける伝送路推定に必要なＬＰのオーバーヘッドを減らし、かつ計算負荷を軽減する。【解決手段】送信機は、基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成して各アンテナの送信信号を生成し、受信機は、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離し、ＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより送受信アンテナ間の伝送路推定を行い、データ信号と伝送路推定部が出力する伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、データ信号の復元処理を行う。【選択図】 図１

Description

本発明は、ＭＩＭＯ（Multi-input Multi-output）無線伝送における伝搬路推定技術を改良したＭＩＭＯ無線伝送システム、ＭＩＭＯ無線伝送方法、送信機および受信機に関する。

ＭＩＭＯ無線伝送による伝送容量の拡大は、活発に検討されている。例えば、数センチメートルから数メートル程度の伝送距離を対象とする無線伝送システムの伝送容量拡張に向けて、無線伝送技術が研究されている（例えば、非特許文献１参照）。また、無線伝送システムのさらなる大容量化を目指して、ＭＩＭＯ無線伝送技術が研究されている（例えば、非特許文献２参照）。このＭＩＭＯ無線伝送技術は、複数の送受信アンテナを適切に計算した間隔ごとに配置することで、アンテナ間の相関を低くすることで、従来のＭＩＭＯ技術より大容量の伝送レートの達成を可能とする技術である。

しかしながら、ＭＩＭＯ無線伝送の実現に必須となる伝送路推定を行う際に、既存のＩＥＥＥ８０２．１１ｎ、もしくはＩＥＥＥ８０２．１１ａｃと同様の周波数領域の伝送路推定技術（ＦＤＥ：frequency domain channel estimation ）を用いると、Ｐ行列を用いた逆行列演算により計算量軽減は可能となるが、空間多重数に比例する数のロングプリアンブル（ＬＰ：long preamble ）が必要となる。したがって、オーバーヘッドが大きくなり、高い伝送レートの達成が難しくなる問題がある。

一方、既存の時間領域の伝送路推定技術（ＴＤＥ：time domain channel estimation）を用いると、伝送路推定に必要なＬＰの数をＦＤＥの場合より減らすことは可能となるが、複雑な逆行列演算を要するため、計算量が大きくなる問題がある。

T. Nitsche, C. Cordeiro, A. Flores, E. Knighty, "802.11ad: directional 60 GHz communication for multi-gigabit-per-second Wifi, "IEEE communication magazine, vol. 52, no. 12, Dec. 2012. K. Nishimori, N. Honma, T. Seki, K. Hiraga, "On the transmission method for short-range MIMO communication," IEEE transaction on vehicular technology, vol. 60, no.3, Mar. 2011.

前述したように、従来のＦＤＥによる伝送路推定技術は、オーバーヘッドが大きくなる問題があり、従来のＴＤＥによる伝送路推定技術は、計算負荷が大きい問題がある。

本発明は、伝送路推定に必要なＬＰのオーバーヘッドを減らし、かつ計算負荷を軽減することができるＭＩＭＯ無線伝送システム、ＭＩＭＯ無線伝送方法、送信機および受信機を提供することを目的とする。

第１の発明は、複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信する送信機および受信機を備えたＭＩＭＯ無線伝送システムにおいて、送信機は、１つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成するＬＰ信号列生成部と、ＬＰ信号列生成部が生成したＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成して各アンテナの送信信号を生成する送信信号生成部と、送信信号生成部が生成する送信信号を無線信号に変換し、各アンテナから送信する電波送信部と、ＬＰ信号列生成部と送信信号生成部と電波送信部の動作に必要なパラメータを制御する送信制御部とを備え、受信機は、各アンテナの受信信号をベースバンドのデジタル信号に変換する電波受信部と、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する信号分離部と、信号分離部が出力するＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより送受信アンテナ間の伝送路推定を行う伝送路推定部と、信号分離部が出力するデータ信号と伝送路推定部が出力する伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、データ信号の復元処理を行う信号復元部と、電波受信部と信号分離部と伝送路推定部と信号復元部の動作に必要なパラメータ等を制御する受信制御部とを備える。

第１の発明のＭＩＭＯ無線伝送システムにおいて、伝送路推定部は、基本ＬＰ信号列を対角行列化して生成した巡回行列を用いて伝送路推定を行う構成である。

第１の発明のＭＩＭＯ無線伝送システムにおいて、送信制御部は、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延と基本ＬＰ信号列の長さを決定するための制御信号を受信機に送信する構成であり、受信制御部は、受信した制御信号を用いて送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を計算し、その情報を送信機に送信する構成であり、送信制御部と受信制御部は、あらかじめ設定されたＬＰ信号列の長さの設定ルールを用いて、基本ＬＰ信号列の長さと巡回シフトの長さを決定する構成である。

第２の発明は、送信機および受信機との間で、複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信するＭＩＭＯ無線伝送方法において、送信機は、１つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成するＬＰ信号列生成ステップと、ＬＰ信号列生成ステップで生成したＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成して各アンテナの送信信号を生成する送信信号生成ステップと、送信信号生成ステップで生成した送信信号を無線信号に変換し、各アンテナから送信する電波送信ステップとを有し、受信機は、各アンテナの受信信号をベースバンドのデジタル信号に変換する電波受信ステップと、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する信号分離ステップと、信号分離ステップで出力するＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより送受信アンテナ間の伝送路推定を行う伝送路推定ステップと、信号分離ステップにより出力されるデータ信号と伝送路推定ステップにより出力される伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、データ信号の復元処理を行う信号復元ステップとを有する。

第２の発明のＭＩＭＯ無線伝送方法において、伝送路推定ステップは、基本ＬＰ信号列を対角行列化して生成した巡回行列を用いて伝送路推定を行う。

第２の発明のＭＩＭＯ無線伝送方法において、送信制御ステップは、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延と基本ＬＰ信号列の長さを決定するための制御信号を受信機に送信し、受信制御ステップは、受信した制御信号を用いて送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を計算し、その情報を送信機に送信し、送信制御ステップと受信制御ステップは、あらかじめ設定されたＬＰ信号列の長さの設定ルールを用いて、基本ＬＰ信号列の長さと巡回シフトの長さを決定する。

第３の発明は、複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信する送信機および受信機を備えたＭＩＭＯ無線伝送システムの送信機において、１つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成するＬＰ信号列生成部と、ＬＰ信号列生成部が生成したＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成して各アンテナの送信信号を生成する送信信号生成部と、送信信号生成部が生成する送信信号を無線信号に変換し、各アンテナから送信する電波送信部と、ＬＰ信号列生成部と送信信号生成部と電波送信部の動作に必要なパラメータを制御する送信制御部とを備える。

第４の発明は、複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信する送信機および受信機を備えたＭＩＭＯ無線伝送システムの受信機において、各アンテナの受信信号をベースバンドのデジタル信号に変換する電波受信部と、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する信号分離部と、信号分離部が出力するＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより送受信アンテナ間の伝送路推定を行う伝送路推定部と、信号分離部が出力するデータ信号と伝送路推定部が出力する伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、データ信号の復元処理を行う信号復元部と、電波受信部と信号分離部と伝送路推定部と信号復元部の動作に必要なパラメータ等を制御する受信制御部とを備える。

本発明は、基本ＬＰ信号列に対して送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをして受信信号のＬＰ信号列が巡回行列となるように設定し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより送受信アンテナ間の伝送路推定を行うことにより、空間多重数Ｎを大きくしてもＬＰ信号列の数を減らし、ＬＰ信号列によるオーバーヘッドを軽減することで、伝送容量の増大が可能となる。また、巡回行列による高速逆行列演算による伝送路推定を行うことが可能となる。これらにより、ＭＩＭＯ無線伝送システムの伝送容量の増大とデジタル信号処理負荷の軽減と、それに伴う消費電力の削減を実現することができる。

本発明のＭＩＭＯ無線通信システムの実施例構成を示すブロック図である。 本発明のＭＩＭＯ無線通信システムにおける送受信アンテナの配置例を示す図である。 本発明の実施例１の送信信号の例を示す図である。 本発明の実施例１の送信信号の他の例を示す図である。 本発明の実施例２の送信信号の例を示す図である。 本発明の実施例２の送信信号の他の例を示す図である。

（実施例１）
図１は、本発明のＭＩＭＯ無線通信システムの実施例構成を示す。
図１において、ＭＩＭＯ無線通信システムは、複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信する送信機１０および受信機２０により構成される。ここで、空間多重数をＮとする。送信機１０は、送信制御部１１、ＬＰ信号列生成部１２、送信信号生成部１３、電波送信部１４、複数の送信アンテナ１５（必要に応じて送信アンテナ１〜Ｎと表記）により構成される。受信機２０は、複数の受信アンテナ２１、受信制御部２２、電波受信部２３、信号分離部２４、伝送路推定部２５、信号復元部２６により構成される。ここでは、送信機１０の送信アンテナの数および受信機２０の受信アンテナの数は空間多重数Ｎとするが、送受信アンテナ数は空間多重数Ｎ以上であればよく、また同数でなくてもよい。

送信機１０の送信アンテナ１５および受信機２０の受信アンテナ２１は、図２に示すように、アンテナ数が２，４，８，９，16の場合に、例えば２×１列、２×２列、２×４列、３×３列、４×４列の配置例となる。なお、送信アンテナ数が空間多重数Ｎより多い場合は、あらかじめ設定されている空間多重数Ｎのアンテナを用いて送信を行う。また、受信アンテナ数が空間多重数Ｎより多い場合は、あらかじめ決められている受信アンテナの受信信号のみを処理してもよいし、すべての受信アンテナの受信信号の処理結果を合成してもよい。以下の説明では、あらかじめ決められている受信アンテナの信号のみを処理することを前提とする。すなわち、空間多重数Ｎの受信アンテナ２１の受信信号を処理する場合を示す。

ＬＰ信号列生成部１２は、１つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成する。送信信号生成部１３は、ＬＰ信号列生成部１２が生成したＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成し、各アンテナの送信信号を生成する。電波送信部１４は、送信信号生成部１３が生成する各アンテナの送信信号を無線信号に変換し、送信アンテナ１５から受信機２０に送信する。送信制御部１１は、ＬＰ信号列生成部１２と送信信号生成部１３と電波送信部１４との動作に必要なパラメータ等を制御する。

受信アンテナ２１の受信信号は、電波受信部２３でベースバンドのデジタル信号に変換される。信号分離部２４は、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各受信アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する。伝送路推定部２５は、信号分離部２４が出力するＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより送受信アンテナ間の伝送路推定を行う。このとき、巡回行列は、ＦＦＴ行列と対角行列とＩＦＦＴ行列の行列掛け算で分解できることを用いて高速計算を行う。信号復元部２６は、信号分離部２４が出力するデータ信号と伝送路推定部２５が出力する伝送路推定結果を用いて、ＺＦ(zero forcing)やＭＭＳＥ(minimum mean square error) 等の手法によりＭＩＭＯ等化処理を行ってからデータ信号の復元処理を行う。受信制御部２２は、電波受信部２３と信号分離部２４と伝送路推定部２５と信号復元部２６との動作に必要なパラメータ等を制御する。

送信機１０の送信制御部１１は、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延と基本ＬＰ信号列の長さを決定するため、電波送信部１４でＣＷ（continuous wave ）等のプローブ信号を生成して受信機２０に送信する。受信機２０の電波受信部２３はプローブ信号を受信し、受信制御部２２はこのプローブ信号を用いて送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を計算し、その情報を電波受信部２３から送信機１０に送信し、送信機１０の電波送信部１４で受信して送信制御部１１に入力する。送信制御部１１と受信制御部２２は、あらかじめ設定されたＬＰ信号列の長さの設定ルールを用いて、基本ＬＰ信号列の長さと巡回シフトの長さを決定する。

ここで、送信制御部１１と受信制御部２２は、同様のＬＰ信号列の生成ができる構成であり、またデータ信号とＬＰ信号列の送受信と、プローブ信号の送受信ができる構成である。

以下、送信機１０および受信機２０の各部の機能について詳細に説明する。
送信機１０の送信制御部１１は、あらかじめ設定するプローブ有無を表すパラメータに応じて、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延の計算のためのプローブ信号を送信するか否かを決定する。すなわち、プローブ有無を表すパラメータが「０」ならば、あらかじめ設定する最大伝送路遅延を意味するパラメータをその値として用いる。プローブ有無を表すパラメータが「１」ならば、最大伝送路遅延を計算するため、電波送信部１４で生成したプローブ信号をアンテナ１５から受信機２０に伝送する。ここで、あらかじめ設定するプローブ有無を表すパラメータと、あらかじめ設定する最大伝送路遅延を意味するパラメータは、送信機１０と受信機２０との間で共通であるものとする。なお、プローブ信号は、簡単なＣＷでもよいし、その他無線通信のチャネル応答を計算するための信号でもよいが、送信機１０と受信機２０の双方が、どのプローブ信号を使うかは知っていることとする。

プローブ有無を表すパラメータが「１」であり、送信機からプローブ信号が送信されると、受信機２０のアンテナ２１がプローブ信号を受信し、電波受信部２３でデジタル信号に変換して受信制御部２２に出力する。受信制御部２２は、あらかじめ決めた閾値を超える各アンテナのチャネル応答の中で、最初の応答と最後の応答の差を計算し、その時間差を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延の値として設定する。また、受信制御部２２は、この値を電波受信部２３からアンテナ２１を介して送信機１０に送信し、送信機１０の電波送信部１４は該情報を受信し、送信制御部１１に入力する。ここで、送信機１０の電波送信部１４と、受信機２０の電波受信部２３は、電波送受信装置を装備するため、データの送受信ができるものである。

以上の構成により、プローブ有無を表すパラメータが「０」の場合でも、「１」の場合でも、送信制御部１１と受信制御部２２は、同じ送受信アンテナ間の最大伝送路遅延の値を共有することができる。

送信制御部１１は、あらかじめ設定されている空間多重数Ｎと、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延 CIR_max を用いて、基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPを、式(1) のように計算する。

ここで、Ｌ_LPmin は予め設定する最小の基本ＬＰ信号列の長さを表し、以下簡単のため 64 とする。max(A,B)は、ＡとＢの中で大きい方を出力する演算子であり、ＡとＢが同じであればその値を出力する。ceil(C) は、Ｃ以上の最小の整数を出力する演算子である。また、「２＾Ｄ」は、２のＤ乗を出力する演算子である。

例えば、空間多重数Ｎが４、最大伝送路遅延 CIR_max が７の場合、
Ｌ_LP＝max(64，2＾ceil(log₂((7＋1)*4))＝max(64，32）＝64
となる。同様に、空間多重数Ｎが16、最大伝送路遅延 CIR_max が７の場合、
Ｌ_LP＝max(64，2＾ceil(log₂((7＋1)*16))＝max(64，128)＝128
となる。

送信制御部１１は、基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPを上記のように計算してから、巡回シフトの長さＬ_{cyclic shift}を式(2) のように計算する。

例えば、基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPが64、空間多重数Ｎが４の場合、
Ｌ_{cyclic shift}＝ceil(64／４）＝16
となる。同様に、基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPが128 、空間多重数Ｎが16の場合、
Ｌ_{cyclic shift}＝ceil(128／16）＝８
となる。

受信制御部２２も、送信制御部１１と同様の計算により、同様の基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPと巡回シフトの長さＬ_{cyclic shift}を計算する。

ＬＰ信号列生成部１２は、送信制御部１１から入力される基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPと、巡回シフトの長さＬ_{cyclic shift}と、空間多重数Ｎの値を用いて、空間多重数Ｎ分のＬＰ信号列を生成する。あらかじめ設定したＬＰ信号列領域のパラメータが「０」の場合は時間領域のＬＰ信号列を生成し、「１」の場合は周波数領域のＬＰ信号列を生成する。

まず、時間領域のＬＰ信号列を生成する例を示す。この場合、ＬＰ信号列生成部１２は長さＬ_LPの基本ＬＰ信号列を生成する。例えば、基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPが64の場合、長さ64の時系列の信号列を生成する。この信号列は、ＰＮ(pseudo noise)コードやGolay コード等のように、通信分野でよく使われるコードを使えばよい。続いて、基本ＬＰ信号列を先頭から巡回シフトの長さＬ_{cyclic shift}の値ずつ右シフトを行いながら、残りのＬＰ信号列を生成する。

例えば、基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPが64、巡回シフトの長さＬ_{cyclic shift}が16、空間多重数Ｎが４の場合、式(3) に示すように、長さ64のＬＰ信号列ＬＰ_#1〜ＬＰ_#4が生成される。ここで、c(j)は、時間領域の基本ＬＰ信号列のｊ番目の成分を表す。

ＬＰ信号列領域のパラメータが「１」であり、周波数領域のＬＰ信号列を生成する際には、以下の手順による。まず、上記の時間領域のＬＰ信号列を生成する場合と同様の基本ＬＰ信号列を周波数領域で生成する。ここで、周波数領域のＬＰ信号列を生成する場合は、基本ＬＰ信号列をＩＦＦＴ処理により、時間領域のＬＰ信号列とする。残りのＬＰ信号列は、該ＩＦＦＴ処理を行った時間領域のＬＰ信号列を、巡回シフトの長さの値ずつ右シフトを行いながら生成する。

例えば、基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPが64、巡回シフトの長さＬ_{cyclic shift}が16、空間多重数Ｎが４の場合、式(4) のように、周波数領域の基本ＬＰ信号列ＬＰ_{#1 freq} を生成する。

ここで、C(j)は、周波数領域の基本ＬＰ信号列のｊ番目の成分を表す。該周波数領域の基本ＬＰ信号列も、時間領域のＬＰ信号列と同様に、ＰＮコードやGolay コード等を使えばよい。

そして、式(5) を用いて、周波数領域の基本ＬＰ信号列ＬＰ_{#1 freq} にＩＦＦＴ処理を行い、時間領域の基本ＬＰ信号列ＬＰ_#1を生成する。

ここで、ifft [・] は、ＩＦＦＴ処理を表し、c'(i) は、周波数領域の基本ＬＰ信号列ＬＰ_{#1 freq} にＩＦＦＴ処理を行って得た、64個の時間領域の信号の中のｉ番目の成分を表す。

続いて、式(6) に示すように、巡回シフトの長さの値ずつ右シフトを行いながら、残りの基本ＬＰ信号列ＬＰ_#2，ＬＰ_#3，ＬＰ_#4を生成する。

なお後述するように、周波数領域のＬＰ信号列は、チャネル推定を行う際の対角行列演算の際に、雑音による影響を時間領域のＬＰ信号列より軽減できる長所がある。反面、時間領域のＬＰ信号列は、ＬＰ信号列のパワーが一定となるため、信号列の生成の精度が高くなる効果がある。Ｄ／Ａ変換やアップコンバージョン等のフロントエンド装置の性能やチャネルのＳＮＲ（signal to noise ）により、時間領域のＬＰ信号列と周波数領域のＬＰ信号列はトレードオフの関係にあるが、一般的には、チャネル推定に雑音による影響の減少が重要であるため、周波数領域のＬＰ信号列の生成が望ましい。

図３は、送信信号生成部１３が生成する送信信号の構成を示す。
図３において、送信信号生成部１３は、送信制御部１１から入力される同期信号やＳＰ（short premable）等の制御信号と、ＬＰ信号列生成部１２が生成するＬＰ信号列と、送信制御部１１から入力されるデータ信号を合成し、アンテナ１〜Ｎから送信する空間多重数Ｎの送信信号を生成する。

ＬＰ以外の制御信号は、例えば同期信号やＳＰ等であり、通信規格ごとに名称や種類が違ってもＬＰ以外のすべての制御信号を表す。

予め決めていたＣＰ（cyclic prefix ）有無のパラメータが「１（あり）」の場合、アンテナ１〜ＮのＬＰ信号列は、ＬＰ信号生成部１２が生成する空間多重数Ｎに対応し、信号列の後ろ部分のうち送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい整数のなかで、最小値をＣＰとして信号列の先頭につける。あるいは、信号列の先頭部分をＣＰとして、信号列の後ろの部分につけることも可能であるが、本質的な差はないため、ここでは、後ろの部分を先頭につけるＣＰ方式を前提とする。例えば、式(6) のＬＰ信号列ＬＰ_#1〜ＬＰ_#4の場合、ＣＰの長さは最大伝送路遅延 CIR_max である７より大きい整数のなかで最小値である８となり、ＣＰを付けたＬＰ信号列ＬＰ_{#1 CP} 〜ＬＰ_{#4 CP} は、式(7) のようになる。

ここで、ＣＰを付けたＬＰ信号列ＬＰ_{#i CP} は、ＬＰ信号列ＬＰ_#iの後ろの８個の信号を先頭につけて生成されている。なお、伝送路推定の性能向上のため、式(7) に示されるＬＰ_{#i CP} をＫ回（Ｋは２以上の整数）反復して送信することも可能である。反復回数は、送信機と受信機が共有する所定のパラメータである。もしくは、送信機と受信機が送受信手段を用いて、周期的に変えることも可能である。

予め決めていたＣＰ有無のパラメータが「０（なし）」の場合、アンテナ１〜ＮのＬＰ信号列は、ＬＰ信号生成部１２が生成する空間多重数Ｎに対応し、ＣＰを付けずに送信する。この場合は、ＣＰを挿入しないことから生じる問題を解決するため、送信機１０は各アンテナからＬＰ信号列ＬＰ_#iを２回以上反復して送信し、受信機２０は２回目以降のＬＰ信号を用いて後述するチャネル推定を行う。例えば、ＣＰの挿入なしでＬＰ信号列を５回反復して送信する際には、２回目から５回目のＬＰ信号列を用いて、４回のチャネル推定を行う。

このようにＬＰ信号列にＣＰを挿入しなくても、各アンテナが同じＬＰ信号列を反復して送信することにより、ｎ回目のＬＰ信号列の後ろの部分が（ｎ＋１）回目のＬＰ信号のＣＰの役割をするため、ＣＰを挿入する際と同じ信号処理でチャネル推定が可能となる。すなわち、前記のＣＰは、ＬＰ信号列の後ろの部分を先頭につけることで、チャネル推定を行う際の干渉問題を解決する役割を担うが、ＣＰを挿入しなくても同じＬＰ信号列を反復的に挿入すると、図４に示すように、１回目のＬＰ信号列の後ろの部分と２回目のＬＰ信号列の後ろの部分が同じであるため、２回目のＬＰ信号列の後ろの部分をＣＰとしてその先頭につけなくても、１回目のＬＰ信号列の後ろの部分が同じ作用をする。ただし、１回目のＬＰ信号列の先頭には、このような部分がないため、受信機のチャネル推定処理は反復がＫ回の場合、２回目のＬＰ信号列からＫ回目のＬＰ信号列を用いた（Ｋ−１）回のチャネル推定を行い、その平均をチャネル推定値とする。

このようにＬＰ信号列にＣＰを挿入しない場合でも、ＬＰ信号列を反復的に挿入することにより同じ動作でチャネル推定が可能となる。なお、ＣＰを挿入すると、その分のオーバーヘッドは生じるが、１回目のＬＰ信号列からチャネル推定処理が可能となる。一方、ＣＰを挿入しない方法では、ＣＰの挿入に必要な回路やオーバーヘッドは生じないが、反復するＬＰ信号列の２回目からチャネル推定をすることになる。

続いて、各ＬＰ信号列の後ろに空間多重数Ｎに対応する独立なデータ信号をつける。該独立なデータ信号は、ＣＰを付ける通信規格や付けない通信規格に合わせて、付けてもよいし付けなくてもよい。

電波送信部１４は、送信信号生成部１３が生成した空間多重数Ｎの送信信号に、Ｄ／Ａ変換やアップコンバージョン等のフロントエンド処理を行って無線周波数信号に変換し、空間多重数Ｎのアンテナ１５から受信機２０に送信する。ここで、Ｄ／Ａ変換やアップコンバージョン等フロントエンド処理は一例であり、通信規格ごとに異なる処理を行う場合は、その処理を意味する。

受信機２０の受信制御部２２は、送信制御部１１との間で、基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPと、空間多重数Ｎと、巡回シフトの長さＬ_{cyclic shift}と、ＬＰ信号列領域のパラメータとの情報を共有する。受信制御部２２は、これらの情報を用いて、送信制御部１１が生成する基本ＬＰ信号列を生成し、それを用いて巡回行列を生成する。巡回行列は、右シフト方式でも、左シフト方式でもよいが、以下では簡単のため右シフト方式を用いる。ここで、基本ＬＰ信号列を周波数領域で生成した場合も、その周波数領域で生成した基本ＬＰ信号列にＩＦＦＴ処理をした時間領域のＬＰ信号列を用いて、巡回行列を生成する。例えば、式(8) は、式(5) の時間領域のＬＰ信号列を用いて生成した巡回行列ＬＰ_circの例を表す。

ここで、巡回行列ＬＰ_circは、ＦＦＴ行列と、対角行列と、ＩＦＦＴ行列に分解できることを用いると、式(8) は、式(9) のように表すことができる。

ここで、FFTmatrix(64point)とIFFTmatrix(64point) は、それぞれ64ポイントのＦＦＴ処理とＩＦＦＴ処理を行う行列である。これらの処理は、ＦＦＴとＩＦＦＴの動作と同様であるため、別途の行列の保存は必要なくなり、また、行列演算ではなく、高速のＦＦＴ処理とＩＦＦＴ処理で行うため、計算速度も行列演算より速くなる。なお、式(9) の対角成分は、式(8) の１列目の64個の成分のＦＦＴ処理後の結果であり、結果的に、式(4) のＬＰ_{#1 freq} と同様となる。

この性質を用いると、巡回行列ＬＰ_circの生成に、式(8) の64×64の巡回行列を直接生成する必要がなく、式(4) の周波数領域の基本ＬＰ信号列ＬＰ_{#1 freq} を対角行列化するだけで巡回行列の生成ができるため、メモリの節約と、ＩＦＦＴ・ＦＦＴ処理による計算速度の向上も可能となる。

前記のＬＰ信号列領域のパラメータが「０」であり、式(3) の時間領域の基本ＬＰ信号列ＬＰ_#1を使う場合には、式(9) の対角行列は、その時間領域の基本ＬＰ信号列のＦＦＴ処理後の結果を用いて対角行列を生成すればよい。

電波受信部２３は、空間多重数Ｎの受信アンテナ２１の受信信号をダウンコンバージョンやＡ／Ｄ変換等のＲＦ処理を行い、ベースバンドのデジタル信号に変換する。ここで、ダウンコンバージョンやＡ／Ｄ変換等のＲＦ処理は一例であり、通信規格ごとに異なる処理が必要な場合は、その処理を含めるあらゆる電波受信手段を表す。

信号分離部２４は、ＬＰ以外の制御信号と、ＬＰ信号列と、データ信号の分離を行う。分離されたＬＰ以外の制御信号は受信制御部２２に入力され、同期処理等の各通信規格ごとに必要な処理が行われる。分離された各アンテナのＬＰ信号列の部分は、伝送路推定部２５に入力される。また、分離された各アンテナのデータ信号は、信号復元部２６に入力される。

伝送路推定部２５は、空間多重数ごとに独立し、以下の伝送路推定処理を行う。送受信の空間多重数が互いにＮ個である場合、送信側ｊから受信側ｉへの時間領域の伝送路応答ｈ_ijを式(10)のように表す。

ここで、h_ij(k)は、ｋ番目の伝送路応答を表す。 CIR_max は、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延であるため、伝送路応答ｈ_ijはh_ij(0) からh_ij(CIR_max ) まで表せばよい。なお、伝送路応答ｈ_ijのｊとｉの値により、伝送路応答ｈ_ijの応答の長さが最大伝送路遅延 CIR_max より小さい場合もあり得るが、その場合は、残りの成分を「０」に設定すればよいため、式(10)のように伝送路応答ｈ_ijを設定してもよい。

次に、受信アンテナｉに受信するＬＰ信号列の処理について説明する。
受信アンテナｉに受信するＬＰ信号列の処理では、Ｎ個の送信アンテナ１〜Ｎから受信アンテナｉへの時間領域の伝送路応答ｈ_i1，ｈ_i2，…，ｈ_iNの推定が行われる。この推定を、各受信アンテナの受信信号に対して行うことにより、すべての送受信伝送路の伝送路応答の推定ができる。

式(11)は、伝送路推定部２５における受信アンテナｉに受信するＬＰ信号列ｙ_i の例を示す。ここでは、基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPが64、空間多重数Ｎが４、巡回シフトの長さＬ_{cyclic shift}が16であり、周波数領域のＬＰ信号列の場合を想定する。

ここで、ｙ_i は、72×１の列ベクトルであり、ｎ_i は受信アンテナｉの時間領域の雑音を表す72×１の列ベクトルである。ｙ_i とｎ_i の長さが72である理由は、ＣＰを付けた基本ＬＰ信号列の長さＬＰ_{#j CP} が64であり、時間領域の伝送路応答ｈ_ijの長さが８であるため、そのコンボリューションの結果であるためである。

ここで、受信アンテナｉに受信するＬＰ信号列ｙ_i の先頭の８個の信号は、ＣＰ区間に該当するため除去し、残り９番目から72番目の64個の成分y_i(9)〜y_i(72) を64×１の列行列で表すと、式(12)のようになる。

ここで、n_i(L) は、ｎ_i のＬ番目の成分である。式(12)の右辺のシグマ中のＬＰ_#j(K) は、式(6) のＬＰ_#jのＫ番目の成分を表す。なお、簡単のために、空間多重数Ｎを４とし、最大伝送路遅延 CIR_max を７としている。

このように、y_i(L) は、ＬＰ_#jとｈ_ijのコンボリューションであるため、ＣＰを含めて72個の信号に相当する区間内で、伝送路応答が変わらないとすると、式(12)のように表すことができる。なお、通信規格では、ＬＰ信号列とその後にくるデータ信号の区間には、伝送路応答が変わらないように、ＬＰ信号列とデータ信号の長さを設定することが一般的であるため、ＬＰ区間内に伝送路応答が変わらない前提で、式(11)からＣＰを除去した行列式を式(12)のように表すことは妥当である。

次に、伝送路推定部２５は、後述する巡回行列による伝送路推定を行い、計算速度を向上するため、式(12)のシグマ中の左側の行列式にゼロ列を挿入し、式(13)のようにＬＰ_#j ^extendを生成する。

ここで、ＬＰ_#jは、式(13)の例のように、式(6) の１×64の行ベクトルであるＬＰ_#jをトランスポス処理により、64×１の列ベクトルにしてから、該列ベクトルを下方向に巡回シフトしながら生成した８個の列ベクトルからなる64×８の行列である。ＬＰ_#j ^add は、前記の下方向の巡回シフトを、さらに８回を行ってから生成する８個の列ベクトルからなる64×８の行列である。また、ＬＰ_#j ^extendは、ＬＰ_#jとＬＰ_#j ^add を統合して生成した64×16の行列であり、結果的に、式(6) の１×64の行ベクトルであるＬＰ_#jをトランスポス処理により、64×１の列ベクトルにしてから、該列ベクトルを下方向に巡回シフトしながら生成した16個の列ベクトルからなる64×16の行列である。

上記の例では、ＬＰ_#j ^add のサイズが64×８の場合を示したが、一般的に、ＬＰ_#j ^add のサイズは、「Ｌ_LP× (Ｌ_LP／Ｎ−(CIR_max ＋１))」となる。例えば、Ｌ_LP＝64、Ｎ＝４、 CIR_max ＝７である場合、ＬＰ_#j ^add は64×８の行列となる。また、Ｌ_LP＝128 、Ｎ＝16、 CIR_max ＝７である場合、ＬＰ_#j ^add は 128×０の行列となり、ＬＰ_#j ^add は挿入せず、ＬＰ_#j ^extend＝ＬＰ_#jとなる。

次に、式(12)のシグマ中の右側の行列式に０_64x8に相当するゼロを挿入し、式(14)のようにｈ_ij ^zeroを生成する。

ここで、０_8x1 は８×１のゼロ行列であり、ｈ_ij ^zeroは８×１のｈ_i1に０_8x1 を挿入して生成する16×１のベクトルである。ここでは、挿入されるゼロベクトルが０_8x1 の例を示したが、前記のように一般的には、「（Ｌ_LP／Ｎ−(CIR_max ＋１))×１」のゼロベクトルが挿入される。ここでも、Ｌ_LP／Ｎ−(CIR_max ＋１) が０以下になる場合は、ゼロベクトルを挿入しないようになる。

次に、簡単のため、式(12)をＬＰ_#jとｈ_i1とを用いて書きなおすと、式(15)のようになる。

また、ある値とゼロ間の掛け算はゼロであるため、ＬＰ_#j×ｈ_i1＝ＬＰ_#j ^extend×ｈ_ij ^zeroの関係を用いて式(15)を書きなおすと、式(16)のようになる。

すなわち、ＬＰ_#j ^extendは [ＬＰ_#j ＬＰ_#j ^add ] であるため、非ゼロのＬＰ_#j ^add 部分が挿入されるが、ｈ_ij ^zeroは

であり、非ゼロのＬＰ_#j ^add 部分と掛け算されるｈ_ij ^zeroの部分はゼロであるため、ＬＰ_#j×ｈ_i1＝ＬＰ_#j ^extend×ｈ_ij ^zeroの関係は成り立つ。

次に、式(16)の右辺第１項を１つの行列式で表すと、式(17)のようになる。

ここで、式(17)の右辺第１項は、それぞれ64×16のＬＰ_#1 ^extend〜ＬＰ_#4 ^extendを統合して生成した64×64の行ベクトルである。また、右辺第２項は、それぞれ16×１のｈ_i1 ^zero〜ｈ_i4 ^zeroを統合して生成した64×１の列ベクトルである。

前記のようにＬＰ_#j ^extendは、式(6) のＬＰ_#jを列ベクトルにしてから、下方向へ巡回シフトしながら生成した16個の列ベクトルを合成した生成した行列である。また、ＬＰ_#jは式(6) のように、ＬＰ_#1を16個ずつ巡回シフトしながら生成したため、式(17)の右辺第１項は、式(8) に示す巡回行列ＬＰ_circとして表すことができ、式(18)のように書き換えることができる。

次に、伝送路推定部２５は、受信アンテナｉのＣＰ除去後のＬＰ信号列が式(18)のように表せることと、巡回行列ＬＰ_circは式(9) のように、ＦＦＴ行列、対角行列、ＩＦＦＴ行列に分解できる性質を用いて、伝送路推定を行う。まず、式(18)を、式(9) を用いて式(19)のように書き換える。

伝送路推定部２５は、受信アンテナｉのＣＰ除去後のＬＰ信号列にＦＦＴ処理を行う。この例では、64ポイントのＦＦＴ処理を行うと、式(20)の結果が得られる。

ここで、fft[・] は、ＦＦＴ処理を表す。なお、以下簡単のために、

とする。

次に、ＦＦＴ処理の結果に、周波数領域の基本ＬＰ信号列を成分ごとの割り算を行う。その処理結果は、式(21)のようになる。

ここで、ＬＰ信号列を周波数領域のバイポーラ基本ＬＰ信号列を使う場合は、式(20)の対角行列の成分は、「＋１」か「−１」の値であるため、式(21)のように成分ごとの割り算ではなく、式(22)に示すように成分ごとの掛け算で表すこともできる。

この場合は、割り算の代わりに掛け算を行うため、ＳＮＲが低い場合に雑音が増加する問題を回避できる。以下、より一般的な説明のため、式(21)を用い説明する。

伝送路推定部２５は、上記の計算結果にＩＦＦＴ処理を行う。この例では、64ポイントのＩＦＦＴ処理を行う。その計算結果は、式(23)となる。

ここで、ifft [・] は、ＩＦＦＴ処理を表す。なお、以下簡単のために、

とすると、式(23)は、式(24)のようになる。

次に、伝送路推定部２５は、

と推定する。ここで、ＳＣ（successive cancellation ）や適応信号処理などの手法を用いてもよい。また、

であったことを用いると、ｈ_ijをそれぞれ推定することができる。
伝送路推定部２５は、この過程を受信アンテナごとに行い、すべての伝送路の伝送路応答を推定し、その結果を信号復元部２６に出力する。

信号復元部２６は、信号分離部２４からのデータ信号と伝送路推定部２５からの伝送路応答の推定結果を用いてチャネル等化を行う。チャネル等化は、時間領域の等化処理と同様に周波数領域の等化処理も適応可能である。また、ＺＦ，ＭＭＳＥ，適応信号処理を含むあらゆるチャネル等化手法が適応可能である。

次に、信号復元部２６は、チャネル等化処理後の結果を用いて信号復元処理を行う。この段階では、異なる通信規格により適用されているチャネル符号化を含むあらゆる手段を含む処理を行うこととする。

受信制御部は、伝送路推定の結果、信号復元の結果の情報を用いて、空間多重数を含むパラメータの調節を行う。例えば、あらかじめ設定した値と伝送路推定の結果や信号復元の結果とを比較し、あらかじめ設定した値より、伝送路推定の結果や信号復元の結果の性能が悪い場合は、空間多重数を減らす。若しくは、ＬＰ信号列の反復回数を増やす。また、あらかじめ設定した値より、伝送路推定の結果や信号復元の結果の性能が良い場合は、空間多重数を増やす。若しくは、ＬＰ信号列の反復回数を減らす。

（実施例２）
実施例２は、基本ＬＰ信号列の長さの下限のみが予め決められている実施例１と異なり、基本ＬＰ信号列の長さの下限と上限が予め決められている場合を示す。具体的には、実施例１の式(1) に示す基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPは、空間多重数Ｎと、送受信アンテナ間の最大伝送路遅延 CIR_max を用いて、以下のようになる。

ここで、Ｌ_LPmin は予め設定する最小の基本ＬＰ信号列の長さを表し、Ｌ_LPmax は予め設定する最大の基本ＬＰ信号列の長さを表す。
例えば、空間多重数Ｎが16、最大伝送路遅延 CIR_max が８、Ｌ_LPmin が64、Ｌ_LPmax が128 の場合、
Ｌ_LP＝min(128, (max(64，2＾ceil(log₂((8＋1)*16)))))
＝min(128, max(64,256))
＝128
となり、基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPは、その上限値Ｌ_LPmax である 128となる。

このように、２＾ceil(log₂((CIR _max＋１)*N)）がＬ_LPmax より大きい値であるため、Ｌ_LPが式(25)によりＬ_LPmax の値で設定される場合は、式(3) から式(7) のように、残りのＬＰ信号列を生成する場合、シフトの値がＬＰ信号列の長さより大きくなる場合が生じるため、式(8) の巡回行列が生成できなくなり、実施例１で記述した巡回行列の性質を用いた高速伝送路推定ができなくなる問題がある。

実施例２は、基本ＬＰ信号列の長さＬ_LPの上限値が予め決められている場合でも、前記の問題が生じないように、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成する際に、図５のように複数のＬＰ信号列用のスロットを用いる。このスロットは、通信規格により名称が異なる場合は、送信データ列の時系列の中で、ＬＰ信号列に相当する部分を意味する。

実施例２において、送信制御部１１と受信制御部２２は、複数のＬＰ信号列用のスロットの数Ｄは、式(26)により計算する。

例えば、空間多重数Ｎが16、最大伝送路遅延 CIR_max が８、Ｌ_LPmin が64、Ｌ_LPmax が128 の場合、複数のＬＰ信号列用のスロットの数Ｄは
Ｄ＝ 256／128 ＝２
となるため、２個のＬＰ信号列用のスロットを用いる。

また、空間多重数ＮのＬＰ信号列は、複数ＤのＬＰ信号列用のスロットに均等に分けて生成する。上記の例では、空間多重数Ｎが16、ＬＰ信号列用のスロットの数Ｄが２であるため、ＬＰ信号列用のスロットごとに、８個のＬＰ信号列用を生成する。残りのＬＰ信号列用のスロットは、先頭のＬＰ信号列用のスロットのため生成したＬＰ信号列用と同じ信号列を使う。上記の例で、アンテナ16個を用いて、空間多重数が16個のＬＰ信号列を生成する際に、スロットの数Ｄが２であり、ＬＰ信号列用のスロットごとに、８個のＬＰ信号列用を生成するため、式(3) から式(7) のように長さ128 の８個のＬＰ信号列を生成し、８個のアンテナ（例えば、送信アンテナ１から８）が、それぞれ１個目のＬＰ信号列用のスロットを用いて送信する。また、同じ８個のＬＰ信号列を、残りのアンテナ（例えば、送信アンテナ９から16）が、それぞれ２個目のＬＰ信号列用のスロットを用いて送信する。

このように、実施例２は、複数のＬＰ信号列用のスロットを用いること以外、伝送路推定を含む残りの動作は実施例１と同様である。上記の例では、１個目のＬＰ信号列用のスロットを用いて送信する送信アンテナ１から送信アンテナ８の信号を、受信アンテナ１から受信アンテナ16が受信し、それぞれの伝送路を推定してデータ復元を行う。また、２個目のＬＰ信号列用のスロットを用いて送信する送信アンテナ９から送信アンテナ16の信号を、受信アンテナ１から受信アンテナ16が受信し、それぞれの伝送路を推定してデータ復元を行う。

また、実施例２においても、各アンテナのＬＰ信号列にＣＰを付けない場合には、図６に示すように、スロットごとにＬＰ信号列をそれぞれＫ回反復挿入する送信信号の形態とする。ここでは、図５と同様に空間多重数Ｎが16の場合でＬＰ信号列用のスロットの数Ｄが２の場合の例を示し、アンテナ１〜８の各ＬＰ信号列とアンテナ９〜16の各ＬＰ信号列は同じものである。

前述した各実施例における無線伝送システムの一部をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device ）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array ）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。

本発明のＭＩＭＯ無線伝送システムは、ＬＰ信号列による伝送路推定に必要なＬＰ信号用のスロットの数を軽減し、高速な伝送路推定により、高品質のＭＩＭＯ無線伝送を実現することが不可欠な用途に適用できる。

１０ 送信機
１１ 送信制御部
１２ ＬＰ信号列生成部
１３ 送信信号生成部
１４ 電波送信部
１５ 送信アンテナ
２０ 受信機
２１ 受信アンテナ
２２ 受信制御部
２３ 電波受信部
２４ 信号分離部
２５ 伝送路推定部
２６ 信号復元部

Claims (8)

1. 複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信する送信機および受信機を備えたＭＩＭＯ無線伝送システムにおいて、
   前記送信機は、
   １つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成するＬＰ信号列生成部と、
   前記ＬＰ信号列生成部が生成したＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成して各アンテナの送信信号を生成する送信信号生成部と、
   前記送信信号生成部が生成する送信信号を無線信号に変換し、各アンテナから送信する電波送信部と、
   前記ＬＰ信号列生成部と前記送信信号生成部と前記電波送信部の動作に必要なパラメータを制御する送信制御部と、を備え、
   前記受信機は、
   各アンテナの受信信号をベースバンドのデジタル信号に変換する電波受信部と、
   前記送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する信号分離部と、
   前記信号分離部が出力するＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより前記送受信アンテナ間の伝送路推定を行う伝送路推定部と、
   前記信号分離部が出力するデータ信号と前記伝送路推定部が出力する伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、前記データ信号の復元処理を行う信号復元部と、
   前記電波受信部と前記信号分離部と前記伝送路推定部と前記信号復元部の動作に必要なパラメータ等を制御する受信制御部と、を備えた
   ことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送システム。
2. 請求項１に記載のＭＩＭＯ無線伝送システムにおいて、
   前記伝送路推定部は、前記基本ＬＰ信号列を対角行列化して生成した前記巡回行列を用いて伝送路推定を行う構成である
   ことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送システム。
3. 請求項１に記載のＭＩＭＯ無線伝送システムにおいて、
   前記送信制御部は、前記送受信アンテナ間の最大伝送路遅延と前記基本ＬＰ信号列の長さを決定するための制御信号を前記受信機に送信する構成であり、
   前記受信制御部は、受信した前記制御信号を用いて前記送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を計算し、その情報を前記送信機に送信する構成であり、
   前記送信制御部と前記受信制御部は、あらかじめ設定されたＬＰ信号列の長さの設定ルールを用いて、前記基本ＬＰ信号列の長さと巡回シフトの長さを決定する構成である
   ことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送システム。
4. 送信機および受信機との間で、複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信するＭＩＭＯ無線伝送方法において、
   前記送信機は、
   １つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成するＬＰ信号列生成ステップと、
   前記ＬＰ信号列生成ステップで生成したＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成して各アンテナの送信信号を生成する送信信号生成ステップと、
   前記送信信号生成ステップで生成した送信信号を無線信号に変換し、各アンテナから送信する電波送信ステップと、を有し、
   前記受信機は、
   各アンテナの受信信号をベースバンドのデジタル信号に変換する電波受信ステップと、 前記送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する信号分離ステップと、
   前記信号分離ステップで出力するＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより前記送受信アンテナ間の伝送路推定を行う伝送路推定ステップと、
   前記信号分離ステップにより出力されるデータ信号と前記伝送路推定ステップにより出力される伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、前記データ信号の復元処理を行う信号復元ステップと、を有する
   ことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送方法。
5. 請求項４に記載のＭＩＭＯ無線伝送方法において、
   前記伝送路推定ステップは、前記基本ＬＰ信号列を対角行列化して生成した前記巡回行列を用いて伝送路推定を行う
   ことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送方法。
6. 請求項４に記載のＭＩＭＯ無線伝送方法において、
   前記送信制御ステップは、前記送受信アンテナ間の最大伝送路遅延と前記基本ＬＰ信号列の長さを決定するための制御信号を前記受信機に送信し、
   前記受信制御ステップは、受信した前記制御信号を用いて前記送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を計算し、その情報を前記送信機に送信し、
   前記送信制御ステップと前記受信制御ステップは、あらかじめ設定されたＬＰ信号列の長さの設定ルールを用いて、前記基本ＬＰ信号列の長さと巡回シフトの長さを決定する
   ことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送方法。
7. 複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信する送信機および受信機を備えたＭＩＭＯ無線伝送システムの送信機において、
   １つの基本ＬＰ信号列を生成し、この基本ＬＰ信号列を送受信アンテナ間の最大伝送路遅延より大きい長さの巡回シフトをしながら、空間多重数ＮのＬＰ信号列を生成するＬＰ信号列生成部と、
   前記ＬＰ信号列生成部が生成したＬＰ信号列に対応する空間多重数Ｎの独立なデータ信号を生成し、ＬＰ信号列とデータ信号を時系列に合成して各アンテナの送信信号を生成する送信信号生成部と、
   前記送信信号生成部が生成する送信信号を無線信号に変換し、各アンテナから送信する電波送信部と、
   前記ＬＰ信号列生成部と前記送信信号生成部と前記電波送信部の動作に必要なパラメータを制御する送信制御部と
   を備えたことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送システムの送信機。
8. 複数のアンテナを用いて複数の独立なデータ信号を空間多重により送受信する送信機および受信機を備えたＭＩＭＯ無線伝送システムの受信機において、
   各アンテナの受信信号をベースバンドのデジタル信号に変換する電波受信部と、
   送受信アンテナ間の最大伝送路遅延を考慮し、各アンテナの受信信号からＬＰ信号列とデータ信号を分離して出力する信号分離部と、
   前記信号分離部が出力するＬＰ信号列を組み合わせて巡回行列を生成し、この巡回行列を用いてＴＤＥにより送受信アンテナ間の伝送路推定を行う伝送路推定部と、
   前記信号分離部が出力するデータ信号と前記伝送路推定部が出力する伝送路推定結果を用いてＭＩＭＯ等化処理を行い、前記データ信号の復元処理を行う信号復元部と、
   前記電波受信部と前記信号分離部と前記伝送路推定部と前記信号復元部の動作に必要なパラメータ等を制御する受信制御部と
   を備えたことを特徴とするＭＩＭＯ無線伝送システムの受信機。

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