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Gebiet der
Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft
ein digitales Signalverarbeitungssystem. Insbesondere betrifft die
Erfindung einen Phasendetektor in einem Trägerrückgewinnungsnetzwerk für ein Restseitenband (VSB
= vestigial side band)-Signal, wie es zum Beispiel durch hachauflösende Fernsehinformationen (HDTV)
moduliert sein kann.
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Hintergrund
der Erfindung
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Die Rückgewinnung von Daten aus einem VSB-
oder einem QAM (Quadrature Amplitude Modulated)-Signal bei einem
Empfänger
erfordert die Durchführung
von drei Funktionen: Die Timing-Rückgewinnung für die Symbolsynchronisierung,
die Trägerrückgewinnung
(Frequenzdemodulation) und die Entzerrung. Die Timing-Rückgewinnung oder sogenannte
Taktrückgewinnung
ist der Vorgang, durch den der Empfängertakt (Zeitbasis) auf den
Sendertakt synchronisiert wird. Dadurch kann das empfangene Signal
bei dem optimalen Zeitpunkt abgetastet werden um die Wahrscheinlichkeit
eines sogenannten Slice-Fehlers bei der endscheidungsgerichteten Verarbeitung
von empfangenen Symbolwerten zu verringern. Trägerrückgewinnung ist der Vorgang, durch
den ein empfangenes HF-Signal nach der Frequenzverschiebung in ein
niedrigeres Zwischenfrequenzband in der Nähe des Basisbands endgültig auf das
Basisband verschoben wird, um die Rückgewinnung der modulierenden
Basisbandinformationen zu ermöglichen.
Entzerrung ist ein Vorgang, der Wirkungen von Übertragungskanalstörungen auf
das empfangene Signal kompensiert. Insbesondere beseitigt die Entzerrung
Basisband-Intersymbolstörungen
(ISI = intersymbol interference), verursacht durch Übertragungskanalstörungen einschließlich einer
Tiefpaßfilterung-Wirkung
des Kanals. Eine ISI bewirkt, dass der Wert eines bestimmten Symbols
durch die Werte der vorangehenden und folgenden Symbole verzerrt
wird.
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Für
QAM-Signale ist die Taktrückgewinnung im
allgemeinen die erste in einem Empfänger durchgeführte Funktion.
Das Timing oder der Takt werden entweder aus dem Zwischen-Bandpaßsignal
oder einem Nahezu- oder Quasi-Basisband-signal zurück gewonnen,
d. h. ein Basisbandsignal mit einem Trägeroffset, der durch ein Trägerrückgewinnungsnetzwerk
korrigiert wird. In jedem Fall kann die Taktrückgewinnung oder das Timing
vor der Basisbanddemodulation erfolgen. Der Demodulationsvorgang
für die Trägerrückgewinnung
erfolgt im allgemeinen in einem Vorgang mit zwei Schritten. Zunächst wird
das Bandpaßsignal
durch einen Frequenzverschieber auf das Nahezu-Basisband verschoben,
der eine sogenannte "best
guess" (beste Vermutung)
benutzt, was den Frequenzversatz zwischen dem ankommenden Bandpaßsignal
und dem gewünschten
Basisbandsignal betrifft. Diese Frequenzverschiebung erfolgt im allgemeinen
durch analoge Schaltungen, d. h. vor der Analog/Digital-Umsetzung
im Empfänger.
Als nächstes
erfolgt die Entzerrung auf dem Nahezu-Basisbandsignal. Schließlich erfolgt
die Trägerrückgewinnung,
die jegliche restlichen Frequenzoffsets aus dem Nahezu-Basisbandsignal
entfernt und ein wahres Basisband-Ausgangssignal erzeugt. Diese
Funktion erfolgt durch digitale Empfängerschaltungen. Der Entzerrer
liegt zwischen einem ersten örtlichen Oscillator,
der die Verschiebung in das Nahezu-Basisband bewirkt, und dem Netzwerk
für die
Trägerrückgewinnungsschleife.
Das ist der Fall, weil der Trägerrückgewinnungsvorgang
im allgemeinen ein entscheidungsgerichteter Vorgang ist (wie bekannt), der
wenigstens ein teilweise offenes "Auge" (open eye)
erfordert, das durch die Entzerrerfunktion gebildet wird.
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Ein digitale Informationen übertragendes QAM-Signal
wird durch eine zweidimensionale Datensymbol-Konstellation dargestellt,
die durch reale und imaginäre
Achsen definiert ist. Im Gegensatz dazu wird ein VSB-Signal durch
eine eindimensionale Datensymbol-Konstellation dargestellt, in der
nur eine Achse beim Empfänger
zurückzugewinnende quantisierte
Daten enthält.
Eine Synchrondemodulation eines VSB-Signals ist im allgemeinen durch ein Pilotsignal
begleitet. Das Pilotsignal erleichtert die Demodulation des VSB-Signals
in das Basisband in einem Schritt, im allgemeinen ohne verbleibende Phasen-
oder Frequenzfehler. Die Durchführung
der Funktionen der Taktrückgewinnung,
der Demodulation und der Entzerrung in der Reihenfolge, wie sie
für QAM-Signale
erfolgt, arbeitet für
VSB-Signale mit Anwendung konventioneller Lösungen nicht. Für QAM-Signale
sind mehrere Taktrückgewinnungsverfahren
bekannt, die unabhängig
sind von dem Frequenzoffset zwischen dem Nahezu-Basisbandsignal und
dem Basisbandsignal. Es wird jedoch allgemein akzeptiert, dass eine
frequenzunabhängige
Taktrückgewinnung
für VSB-Signale
nicht durchführbar
ist. Aus diesem Grunde wurde in VSB-Systemen die absolute Demodulation
in das Basisband historisch zuerst durchgeführt.
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Ein Beispiel eines VSB-Systems mit
einer Pilotkomponente ist das kürzlich
für die
Vereinigten Staaten vorgeschlagene Übertragungssystem Grand Alliance
HDTV. Dieses System verwendet ein digitales VSB-Übertragungsformat für die Übertragung
eines paketierten Datenstroms und wird in den Vereinigten Staaten
durch die Federal Communications Commission durch ihr Advisory Committee
of Advanced Television Service (ACATS) ausgewertet. Eine Beschreibung
des Grand Alliance HDTV-Systems, wie
es der ACATS Technical Subgroup am 22. Februar 1994 vorgelegt wurde
(Entwurfsdokument), findet sich in den 1994 Proceedings of the National
Association of Broadcasters, 48th Annual
Broadcast Engineering Conference Proceedings, 20–24 März 1994. Das Trägerrückgewinnungsnetzwerk
in einem 8-VSB-System
so wie in dem Grand Alliance benutzten Übertragungssystem kann nicht
in der Lage sein, Trägerfehlern
bei der Anwesenheit von geringem Phasenrauschen zu folgen, das bei
Oszillatoren auftreten kann, die in Consumer-Empfängertunern
gefunden werden. Das erfordert die Anwendung eines zweiten Trägerrückgewinnungsnetzwerks
zur Beseitigung des Rest-Phasenrauschens.
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In digitalen Bandpaß-Kommunikationssystemen
wird der Träger
im allgemeinen mit einer phasenverkoppelten Schleife (PLL = Phase
Locked Loop) synchronisiert. Ein Phasendetektor ist ein wichtiger
Teil der PLL. Der Phasendetektor ermittelt den Betrag der benötigten Phasenkorrektur
und erzeugt ein entsprechendes Fehlersignal, das, multipliziert
mit dem ankommenden Signal, das Signal in das Basisband demoduliert.
Ein entscheidungsgerichteter Phasendetektor (DDPD = decision-directed phase
detector) wird in QAM-Systemen häufig
angewendet. Ein derartiger Phasendetektor mißt den Phasenwinkel als den
Winkelfehler zwischen dem ankommenden Signal und einer quantisierten
Version des ankommenden Signals. In einem QAM-Signal übertragen die gleichphasige
und Quadraturkomponente Datensymbole, und diese beiden Komponenten
werden durch Anwendung einer Nyquistfilterung beim Sender gebildet.
Das beinhaltet, dass dann, wenn keine Intersymbol-Störung (ISI
= intersymbol interference) vorliegt, die erwarteten Werte der gleichphasigen
und der Quadraturkomponente des QAM-Signals diskrete Werte von dem
Quantisierer sind. Somit kann ein DDPD Phasenfehler durch Messung
der Winkeldifferenz zwischen den Quantisierer-Entscheidungen und
dem ankommenden Signal von dem Entzerrer zu dem Quantisierer genau
messen.
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Diese Lösung ist nicht unmittelbar
auf VSB-Signale anwendbar. Anders als ein QAM-Signal unterliegt in einem komplexen
VSB-Signal nur die gleichphasige Komponente (die reale Komponente des
komplexen Signals) einer Nyquistfilterung beim Sender. Die Quandraturkomponente
(die imaginäre Komponente)
unterliegt einer VSB-Filterung,
die im allgemeinen keine Nyquistfilterung ist. Die Implikation einer
derartigen Filterung ist derart, dass selbst bei Abwesenheit der
ISI der Quadraturkanal ein Kontinuum von erwartetem Wert bei dem
optimalen Abtastpunkt für
die gleichphasige Komponente enthält. Die Anwendung einer konventionellen
DDPD (wie sie in einem QAM-System benutzt werden kann) ist auf ein
VSB-System nicht anwendbar, weil keine diskreten Symbolwerte, zum
Beispiel quantisierte Abtastwerte, aus dem Quadraturkanal verfügbar sind.
Daher wird hier ein Phasendetektor gezeigt, der insbesondere nützlich ist
in dem Trägerrückgewinnungsnetzwerk
von VSB-Datenkommunikationssystemen.
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Ein weiterer technologischer Hintergrund
ist zu finden in der EP-A-0 316 459 oder in dem Artikel von MUELLER
K. H. et al.: "Timing
Recovery in Digital Synchronous Data Receivers", IEEE Transactions on Communications,
Band 24, Nr. 5, 1. Mai 1976, Seiten 516–531.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Gemäß den Prinzipien der vorliegenden
Erfindung wird ein Phasendetektor angegeben, der für die Anwendung
in einem Trägerrückgewinnungsnetzwerk
von VSB-Signalverarbeitungssystemen
geeignet ist. Der Phasendetektor enthält einen Quantisierer, ein
Verzögerungsnetzwerk
zur Lieferung verzögerter
Symbole und einen ersten und einen zweiten Multiplizierer zur Erzeugung
von ersten und zweiten Symbolen aus Kombinationen von ankommenden,
quantisierten und verzögerten
Symbolen. Das erste und das zweite Signal werden zur Erzeugung eines
Phasenfehlersignals kombiniert.
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In einer dargestellten bevorzugten
Ausführungsform
spricht der Phasendetektor nur auf ein reales VSB-Signal an. Das
Phasenfehlersignal wird einem Steuereingang eines Entzerrers zugeführt, dem in
dem Signalweg ein anderes Trägerrückgewinnungsnetzwerk
vorausgeht.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnung
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In der Zeichnung
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1 ist
ein Blockschaltbild eines Teils eines fortschrittlichen Fernsehempfängers, wie
eines HDTV-Empfängers,
mit einer Phasendetektorvorrichtung gemäß den Prinzipien der Erfindung.
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2 ist
ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform eines Empfängersystems
mit einer Vorrichtung für
einen Phasendetektor für
eine Trägerrückgewinnung
gemäß den Prinzipien
der vorliegenden Erfindung.
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3 zeigt
Details einer Phasendetektorschaltung gemäß den Prinzipien der vorliegenden
Erfindung.
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4 zeigt
ein Symbol für
einen Blind-Entzerrungsvorgang, der anhand der 1 und 2 beschrieben
wird.
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Detaillierte
Beschreibung der Zeichnung
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In 1 wird
ein durch eine Antenne 10 empfangenes, VSB-moduliertes,
analoges Rundfunk-HDTV-Signal durch ein Eingangsnetzwerk 14 verarbeitet,
das zum Beispiel HF-Abstimmschaltungen, einen Tuner mit doppelter
Umsetzung zur Erzeugung eines Zwischenfrequenz-Bandpaßausgangssignals
und geeignete Verstärkungsregelschaltungen
aufweist. Das empfangene VSB-Signal ist beispielsweise ein 8-VSB-Signal mit einer
Symbolrate von 10,76 MSymbolen/Sekunde, das ein konventionelles
NTSC-Frequenzspektrum mit 6 MHz einnimmt, gemäß der Grand Alliance HDTV-Spezifikation. Die
Nyquistbandbreite für
dieses System beträgt 5,38
MHz mit einer Überschußbandbreite
von 0,31 MHz an jeder Bandkante.
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Das Bandpaßausgangssignal von dem Eingangsprocessor 14 wird
durch einen Analog/Digital-Konverter 16 von einer analogen
in eine digitale Form umgesetzt, der zum Beispiel bei einer Abtastrate
von 2 Abtastwerten/Symbol arbeitet. Das empfangene VSB-Signal enthält in diesem
Beispiel keine Pilotkomponente öder
eine Übungskomponente
und wurde durch die Einheit 14 so verarbeitet, dass die Mitte
des 6 MHz-Bands nominell bei 5,38 MHz liegt. Das Frequenzspektrum
dieses Signals am Eingang des ADC 16 nimmt einen Bereich
von 2,38 MHz bis 8,38 MHz ein. Wenn die Taktsynchronisierung durch das
Taktrückgewinnungsnetzwerk 17 erfolgt
ist, bewirkt die ADC-Einheit 16 eine Abtastung dieses Signals
bei 21,52 MHz, was das Zweifache der Symbolrate ist. Das Taktrückgewinnungsnetzwerk 17 liefert einen
Ausgangssymboltakt (CLK), der mit einem beim Sender erzeugten entsprechenden
Takt synchronisiert ist. Der Takt CLK wird der ADC-Einheit 16 und
anderen Bauteilen des Empfängersystems
zugeführt.
Lösungen
für die
Erreichung der Taktrückgewinnung
sind hinreichend bekannt. Eine besonders vorteilhafte Lösung für die Taktrückgewinnung,
die für
die Anwendung durch das Netzwerk 17 geeignet ist, ist beschrieben
in einer anhängigen
Patentanmeldung EP-A-0 752 172.
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In dem zu diskutierenden System beträgt die Trägerfrequenz
des übertragenen
Signals nominell 5,38 MHz, die übertragene
Symbolfrequenz beträgt nominell
10,76 MSymbole/Sekunde, und die Empfängerabtastfrequenz beträgt nominell
21,52 MHz. Bei der Taktverriegelung ist die Empfängerabtastfrequenz der zweifache
der übertragenen
Symbolfrequenz. Bei der Trägerverriegelung,
wenn die Demodulation in das Basisband erfolgt, beträgt die zurückgewonnene
Trägerfrequenz
ein Viertel der Empfängerabtastfrequenz.
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Das digitale Signal von der ADC-Einheit 16 wird
einem Trägerprocessor 18 zugeführt. Der
Processor 18 enthält
ein Trägerrückgewinnungsnetzwerk
mit konventionellem Aufbau zur Lieferung eines VSB-Ausgangssignals,
das auf das Nahezu-Basisband
demoduliert wird. Für
diese Zweck geeignete Trägerückgewinnungsnetzwerke
sind im Stand der Technik bekannt. Ein besonders geeignetes Trägerrückgewinnungsnetzwerk
für die
Anwendung in der Einheit 18 ist beschrieben in einer anhängigen Patentanmeldung
EP-A-0 752 185. In dem zu diskutierenden System erfolgt die Demodulation
auf das absolute Basisband durch ein Blind-Entzerrernetzwerk zusammen mit einem
zweiten Trägerrückgewinnungsnetzwerk
ohne Anwendung eines Pilotsignals zur Unterstützung der Trägerrückgewinnung
oder eines Übungssignals
zur Unterstützung
der Entzerrung. Das Eingangs-VSB-Signal
ist ein komplexes Signal mit einer realen und einer imaginären Komponente und
kann von dem Typ sein, der durch das Grand Alliance HDTV-Übertragungssystem benutzt wird.
Nur die reale Komponente des VSB-Signals enthält wiederzugewinnende Datensymbole.
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Das Nahezu-Basisband-VSB-Ausgangssignal
von dem Processor 18 enthält digitale Daten sowie eine
Intersymbolstörung
(ISI), die durch Übertragungskanalstörungen und
Artifakte bedingt sind. Dieses Signal wird einem Eingang eines komplexen,
adaptiven Vorwärts-Bandpaßentzerrer 20 zugeführt, zum
Beispiel einem partiell beabstandeten Entzerrer, der in diesem Fall
als ein digitales FIR-Filter ausgeführt ist. Der Entzerrer 20 arbeitet
in einem sogenannten "Blind"-Modus während der
Signalerfassung und arbeitet danach in einem entscheidungsgerichteten
Modus. Die Koeffizientenwerte (abgriffgewichtet) des Entzerrers 20 werden
adaptiv durch ein Fehlersignal "E" gesteuert, das einem
Steuereingang zugeführt
wird, wie noch erläutert
wird.
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Die anfängliche Blindentzerrung des VSB-Eingangssignals
von dem Processor 18 erfolgt auf einer VSB-Symbolkonstellation
dadurch, was als eine modifizierte Version des RCA-Algorithmus angesehen
werden kann. Insbesondere haben die Erfinder erkannt, dass eine
Blindentzerrung eines VSB-Signals durch Anwendung einer eindimensionalen
Version des RCA-Algorithmus erfolgen kann, der für ein VSB-Signal geeignet ist.
Der angewendete Algorithmus ermittelt die geeigneten Entscheidungsbereiche
für ein
VSB-Entscheidungsgerät,
um so Entscheidungen zu erzeugen, die es einem adaptiven Entzerrer
ermöglichen,
ohne Anwendung eines Übungssignals
zu konvergieren.
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Es ist hilfreich, vor der Beschreibung
des Vorgangs der Blindentzerrung im Detail verschiedene Ausdrücke zu definieren.
Ein "Entscheidungsbereich" ist ein kontinuierlichen
Teil des realen Zifferbereichs und hat eine obere und eine untere
Grenze. Ein "unbegrenzter
Entscheidungsbereich" ist
ein Entscheidungsbereich, entweder mit einer positiven unendlichen
Menge (infinity) für
eine obere grenze oder eine negative unbegrenzte Menge für eine untere Grenze.
Ein Symbolpunkt liegt bei einem Entscheidungsbereich, wenn er einen
Wert hat, der kleiner als die obere Grenze und größer als
die untere Grenze ist. Ein Entscheidungsbereich "überspannt" (spans) einen Symbolpunkt,
wenn der Symbolpunkt in dem Entscheidungsbereich liegt. Ein "Entscheidungsgerät", wie ein Quantisierer,
ermittelt, in welchem Entscheidungsbereich ein ankommender Symbolpunkt liegt,
und gibt ein Symbol aus, das dem Entscheidungsbereich entspricht.
Ein "Schritt" (step) ist der Abstand
zwischen zwei aneinanderliegenden Symbolen in einer vollen Konstellation.
Wie oben erwähnt,
ist ein VSB-Signal im wesentlichen eine eindimensionale Datenkonstellation,
wobei nur eine Achse quantisierte Symboldaten enthält, die
bei einem Empfänger
zurückgewonnen
werden müssen.
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In einem VSB-System überspannt
ein Entscheidungsbereich im allgemeinen ein Datensymbol der vollen
Konstellation. Die obere und die untere Grenze jedes Entscheidungsbereich
liegen in der Mitte zwischen den Konstellations-Abtastpunkten. Wenn
diese Entscheidungsbereiche für
die anfängliche
Konvergenz des Entzerrers benutzt werden, tritt keine Konvergenz
auf, weil aufgrund der Anwesenheit der ISI nennenswert weniger als
90% der Entscheidungen von dem Entscheidungsgerät richtig sind.
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Ein Blind-Entzerrungsalgorithmus
ermittelt, wie noch erläutert
wird, die neue obere und untere Grenze des Entscheidungsbereichs
in dem Vorgang, um einige richtige Entscheidungen zu erzwingen.
Die volle VSB-Konstellation ist in mehrere Sätze gebündelt (clustered), und es werden
eine obere und eine untere Grenze für die Entscheidungsbereiche
bestimmt. Diese ersten Sätze
werden in kleinere Sätze unterteilt,
bis jeder Satz nur ein Symbol und die Entscheidungsbereiche enthält, die
den typischen VSB-Entscheidungsbereichen entsprechen. Die Entscheidungsbegrenzungen
liegen im allgemeinen auf halber Strecke zwischen den Symbolen mit
Entscheidungsbereichen. Jede Entscheidungsstufe, zum Beispiel ein
Quanitierer, ermöglicht,
dass eine Zahl von Entscheidungen richtig ist, so dass der Entzerrer
sich der Konvergenz nähert.
Somit dient jede Entscheidungsstufe in dem Blind-Entzerrungsvorgang zur progressiven Öffnung des "Auges" des VSB-Signals, wenn
die Konvergenz angenähert
wird.
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Die obere und die untere Grenze jedes
Entscheidungsbereich werden in der folgenden Weise bestimmt. Für ein bestimmtes
Bündel
von Symbolen wird die untere grenze eines bestimmten Entscheidungsbereichs
bei einem Wert festgesetzt, der um einen Halben Schritt geringer
ist als der Wert des kleinsten Symbols in diesem Bündel. Wenn
jedoch das kleinste Symbol das kleinste bewertete Symbol der Konstella tion
ist, dann wird die untere Grenze auf eine negative unendliche Menge
(negative infinity) festgesetzt. Die obere Grenze des Entscheidungsbereichs
wird auf einen Wert gesetzt, der um einen halben Schritt größer ist
als der Wert des größten Symbols
in dem Bündel
(wenn nicht das Symbol das größte bewertete
Symbol in der Konstellation ist, in welchem Fall die obere Grenze
auf einen Wert mit einer positiven unendlichen Menge gesetzt wird). Wenn
ein Ausgangssymbol von dem Entzerrer in einem dieser Entscheidungsbereiche
liegt, wird der Ausgang des Entscheidungsgeräts als das arithmetische Mittel
der Datensymbole des zugehörigen
Bündels
genommen.
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Wenn ein örtlich erzeugtes Fehlersignal
kleiner ist als ein vorbestimmter Quantisiererschwellwert, was bedeutet,
dass die Auswertung des Entscheidungsbereichs verfeinert werden
kann, werden die Entscheidungsbereiche durch Teilung jedes Bündels in
die Hälfte
geändert.
Die obere und die untere Grenze der neuen Entscheidungsbereiche
und der Ausgang des Entscheidungsgeräts werden in der oben beschriebenen
Weise neu berechnet.
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Der oben beschriebene Vorgang wird
in dem folgenden Beispiel für
ein 8-VSB-Signal erläutert. Das
durch die Grand Alliance HDTV-System angenommene Signalformat verwendet
ein 8-VSB-Signal mit einer eindimensionalen Datenkonstellation,
die durch die folgenden acht Datensymbole definiert ist:
–7 –5 –3 –1 +1 +3
+5 +7
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Diese eindimensionale Konstellation
wird durch die reale, gleichphasige Komponente des VSB-Signals übertragen.
Mit dieser Symbolanordnung sind die Symbole alle gleichmäßig in zwei
getrennten Einheiten beabstandet, und die Datenbit können für Symbole
ohne das Auftreten eines Gleichspannungsoffsets dargestellt werden.
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Das oben angegeben Beispiel für den Blind-Entzerrungsvorgang
umfaßt
drei Stufen oder Werte, in denen Eingangsdatensymbole in drei verschiedenen
Wegen gruppiert oder "gebündelt" (clustered) werden
und jeweils progressiv feineren Quantisierschritten durch die zugehörigen Quantisier-Entscheidungsgeräte unterliegen.
Die erste (grobe) Bündelung
der acht Symbol-VSB-Konstellationspunkte erscheint bei einem ersten
Wert der Entzerrung mit einem groben Quantisierschritt und erzeugt
zwei Symbolbündel:
[–7, –5, –3, –1] und
[1, 3, 5, 7]
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Für
diesen Betrieb wird der sogenannte Slice-Punkt quantisiert auf null
gesetzt, und das Datenvorzeichen (+ oder –) wird ermittelt. Die Entscheidungsbereiche
mit dem groben Quantisierschritt für jedes dieser Bündel sind
jeweils
[–unendliche
Menge, 0] und [0, + unendliche Menge].
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In diesem Fall sind die Ausgänge der
Entscheidungsgeräte
mit dem groben Quantisierer jeweils
[–4] [+4].
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Der nächste Wert der (feineren) Bündelung bei
dem nächsten
Wert der Entzerrung erzeugt die folgenden vier Symbolbündel:
[–7, –5] [–3, –1] [1,
3] [3, 5]
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Die Entscheidungsbereiche mit einem
feineren Quantisierschritt für
diese Bündel
sind jeweils
[–inf., –4] [–4, 0] [0,
4] [4, inf]
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In diesem Fall sind die Ausgänge der
Entscheidungsgeräte
mit der feineren Auflösung
jeweils
[–6]
[–2] [2]
[6].
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Der letzte Wert der Verfeinerung
bei dem letzten Wert der Entzerrung erzeugt Symbolbündel
[–7] [–5] [–3] [–1] [1]
[3] [5] [7]
mit den feinsten Entscheidungsbereichen
[–inf, –6] [–6, –4] [–4, –2] [–2, 0] [0,
2] [2, 4] [4, 6] [6, inf].
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Die Ausgänge des Entscheidungsgeräts mit der
feinsten Auflösung
sind somit die vollen VSB-Konstellation:
–7 –5 –3 –1 1 3 5 7.
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Die durch die Quantisierer erzeugten
Entscheidungsausgänge
werden durch einen Eingang-zu-Ausgang Mapper (look-up-Tabelle) geliefert. Die
Anwendung eines derartigen Mapper ist in dem Quantisiereraufbau
hinreichend bekannt. Dieses Beispiel für ein 8-VSB-Signal begann mit
zwei Bündeln von
vier Symbolabtastwerten. Es hätte
ebenso mit einem Bündel
von acht Symbolen beginnen können. Ein
analoger betrieb betrifft ein 16-VSB-Signal. Ein 16-VSB-Signal kann
mit vier Bündeln
von vier Symbolen oder mit zwei Bündeln von acht Symbolen beginnen.
Wie zwischen aufeinander folgenden groben und feineren Bereichen
sind die Werte des Entscheidungsbereichs im allgemeinen um ein Faktor
einer Hälfte
verknüpft,
jedoch ist dieser Zusammenhang nicht kritisch.
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Der oben beschriebene Vorgang ist
durch die 4 zusammengefaßt, die
Bündel,
Entscheidungsbereiche und Ausgänge
von Entscheidungsgeräten für eine Blind-Entzerrung eines
8-VSB-Signals zeigt. Diese Vorgänge
erfolgen durch ein Netzwerk 50 in 1, wie noch erläutert wird, mit Quantisierern 52, 54 und 56 und
einem Multiplexer (MUX) 58 zur Lieferung eines Ausgangsdatenstroms
von zeitgemultiplexten Symbolen.
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Eine Modifikation des oben beschriebenen Vorgangs
kann manchmal für
VSB-Signale erforderlich
sein. Ein Problem tritt auf, wenn einige, aber nicht alle der Entscheidungsbereiche
in einem Satz von Entscheidungsbereichen unbegrenzt (unbounded) sind.
Für VSB-Signale
sind die äußerst positiven
und negativen Entscheidungsbereiche unbegrenzt. Aufgrund der Übertragungskanalstörungen ist
es mög lich,
dass mehr Punkte in die unbegrenzten Bereiche fallen können, als
es normalerweise ohne Kanalstörungen
der Fall wäre.
Diese Situation bildet einen systematischen Fehler (bias) in dem
Ausgang des Entscheidungsgeräts.
Zur Überwindung
dieses systematischen Fehlers wird der Bereich der unbegrenzten
Entscheidungsbereiche leicht gekürzt,
und der Bereich der begrenzten Entscheidungsbereiche wird gleichzeitig
erhöht.
Diese Bereiche werden um einen Betrag gekürzt oder verlängert, der
benötigt
wird, die in dem folgenden Absatz genannten optimalen Offsetwerte
zu erreichen. Diese Werte sind im allgemeinen ein kleiner Prozentsatz
des gesamten Entscheidungsbereichs. Diese Einstellung macht die
Wahl aller Entscheidungsbereiche gleich wahrscheinlich.
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Dieser Vorgang für die Einstellung des systematischen
Fehlers wird durch das folgende Beispiel im Zusammenhang mit dem
oben beschriebenen 8-VSB-System erläutert. In der Vier-Bündel-Stufe werden
zum Beispiel die Werte der Entscheidungsbereiche durch Multiplikation
mit einem Offset-Skalierfaktor "Δ" multipliziert, der
zum Beispiel einen Wert etwas größer eins
hat. Der Offsetwert kann sich mit der Art und den Anforderungen
eines bestimmten Systems ändern.
Der Zweck des Offset besteht darin, den Bereich von Zwischen-Entscheidungsbereichen zu
verengen. Der Offset wird mit den äußersten Werten der positiven
und negativen Extreme eines Entscheidungsbereichs nicht angewendet,
zum Beispiel eine positive oder negative unendliche Menge. Somit werden
in dem Fall der oben beschriebenen zweiten Symbolbündelung
die Entscheidungsbereiche folgendermaßen modifiziert:
[–inf., –4*Δ] [–4*Δ, 0] [0,
4*Δ] [4*Δ, +inf.].
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Die Ausgänge des Entscheidungsgeräts werden ähnlich modifiziert:
–6*Δ –2*Δ 2*Δ 6*Δ
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Der Offset-Skalierwert kann durch
Versuche ermittelt werden. Optimale Offsetwerte für jede Stufe der
Entzerrung (Bündelungswert)
werden durch Minimierung von Übergängen in
dem RMS-Fehler gefunden, wenn der Quantisierer von zwei Bündeln auf
vier Bündel
oder von vier Bündeln
auf acht Bündel
umschaltet. Diese Werte werden häufig
empirisch ermittelt. In manchen Fällen können der Offsetwert des Aus gangsgeräts und der
Offsetwert des Entscheidungsbereichs unterschiedlich sein. Analoge
Beobachtungen gelten für
ein 16-VSB-Signal.
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Die Wirkungsweise des in 1 dargestellten Systems
wird nunmehr beschrieben. In dieser Ausführungsform ist der Entzerrer 20 als
ein FIR-Filter mit einstellbaren Abgriffen ausgebildet, wenngleich
auch andere adaptive Filterstrukturen benutzt werden können. Der
Entzerrer 20 ist eine komplexe Einheit mit einem komplexen
Eingang und Ausgang. Jedoch kann der Entzerrer 20 ein rein
reales Filter sein, das nur die gleichphasige reale Komponente des
Eingangssignals verarbeitet und das einen einzigen realen Ausgang
aufweist. Eine Anordnung mit einem rein realen Entzerrungsfilter
ist in 2 dargestellt,
wie im folgenden erläutert
wird.
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Das Ausgangssignal von dem Entzerrer 20 wird
einem ersten (De-)Rotator 22 zugeführt, der einen bekannten Aufbau
hat und in bekannter Weise zur Kompensation der Phasenfehler eines
Eingangssignals durch ein Steuersignal arbeitet. Der Rotator 22,
ein komplexer Multiplizierer, ist in einem zweiten Trägerrückgewinnungsnetzwerk
enthalten, das außerdem
ein Phasendetektornetzwerk 30 und ein Netzwerk 24 zur
Trennung der realen gleichphasigen und der imaginären Quadraturkomponente
des Ausgangssignals von dem Rotator 22 enthält. Netzwerke zur
Trennung der realen und der imaginären Komponente eines komplexen
Signals sind bekannt. Das zweite Trägerrückgewinnungsnetzwerk beseitigt
im allgemeinen restliche Phasenfehler in dem Ausgangssignal des
Entzerrers 20 zur Erzeugung eines Basisbandsignals. Das
zweite Trägerrückgewinnungsnetzwerk
vergrößert in
vorteilhafter Weise ein früheres
Trägerrückgewinnungsnetzwerk
in dem Processor 18, das im allgemeinen Frequenzoffsets
beseitigt, das jedoch nicht in der Lage ist, alle Frequenz- und
Phasenoffsets zu beseitigen.
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Die getrennte reale Komponente von
Netzwerk 24 wird durch einen Realphasen-Detektor 32 in dem Netzwerk 30 verarbeitet,
wie anhand der 3 dargestellt
und beschrieben ist. Ein Ausgangssignal von dem Detektor 32 zeigt
einen Phasenfehler des Detektoreingangssignals an, der mit dem Ausgangssignal
des Entzerrers 20 in Beziehung steht. Das Ausgangssignal
des Detektors 32 wird durch ein Schleifenfilter 34 (z.
B. einem Integrator) gefiltert, um eine dem Phasenfehler proportionale
Spannung zu erzeugen. Ein spannungsgeregelter Oscillator (VCO =
voltage controlled oscillator) 36 erzeugt eine zu dieser
Spannung proportionale Frequenz. Somit ist der Ausgang des VCO 36 ein
komplexes Signal, dessen Frequenz und Phase proportional zu dem
Phasenfehler des Ausgangssignals von dem adaptiven Entzerrer sind.
Das Ausgangssignal von dem VCO 36 steuert den Betrieb des
Derotators 22 zur Kompensation von Phasenfehlern in dem
Ausgangssignal des Entzerrers 20. Insbesondere modifiziert
der Rotator 22 die Phase des Eingangssignals abhängig von dem
VCO-Ausgangssignal, um den Phasenfehler auf null zu verringern.
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Unter Anwendung von bekannten Signalverarbeitungslösungen wird
das Steuersignal von dem Netzwerk 30 durch die Einheit 64 konjugiert,
um die imaginäre
Komponente des komplexen Steuersignals von dem Netzwerk 30 zu
beseitigen.
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Das resultierende, rein reale Steuersignal von
der Einheit 64 wird einem Steuereingang eines zweiten (De-)Rotators 62 zugeführt, der
im folgenden beschrieben wird. Die getrennte reale Komponente von
der Einheit 24 wird zur Verarbeitung einem Eingang des
Netzwerks 50 zugeführt.
Die Einheit 67 verarbeitet die getrennte imaginäre Komponente
von der Einheit 25 mit einem realen Ausgangssignal von dem
Netzwerk 50 zur Bildung eines komplexen Signals.
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Das Netzwerk 50 ist ein
Mehrstufen-Entscheidungsgerät
mit drei parallelen Quantisierstufen (Entscheidungsgeräte) 52, 54 und 56,
die quantisierte Daten zu einem 3 : 1 Zeitmultiplexer 58 liefern.
Das Netzwerk 50 liefert die Symbolbündelung, die Entscheidungsbereiche
und die Entscheidungsausgänge,
wie es oben beschrieben und in 4 zusammengefaßt ist.
Der 2-Wert-Quantisierer 52 wird zunächst während des ersten (groben) Werts
der Entzerrung benutzt. Wenn der RMS-Wert eines Bandpaßfehlersignals
E, das an dem Ausgang des zweiten Rotators 62 entsteht,
einen vorbestimmten Schwellwert übersteigt,
wie er durch ein Komparatornetzwerk in einem Sensor 66 ermittelt
wird, wird durch den Sensor ein Multiplexer (MUX)-Steuersignalerzeugt.
Dieses Steuersignal bewirkt, dass der MUX 58 in dem Netzwerk 50 den
Ausgang von dem nächsten
(feineren) Wertequantisierer wählt,
z. B. von dem 4-Wert-Quantisierer 54 bei dem zweiten Wert
der Entzerrung. Der Entzerrer wird gesteuert durch Informationen,
die aus der Benutzung dieses Quantisierers abgeleitet werden, bis
der RMS-Fehler einen vorbestimmten zweiten Schwellwert übersteigt, was
ebenfalls durch den Sensor 66 ermittelt wird. Ein für diesen
Zustand erzeugtes Multiplexer-Steuersignal bewirkt, dass in diesem
Beispiel das Netzwerk 50 den Ausgang von dem nächsten und
letzten (feinsten) Wertquantisierer, dem 8-Wert-Quantisierer 56 bei dem
dritten und endgültigen
Wert der Entzerrung wählt.
Der Quantisierer 56 überdeckt
die volle 8-VSB-Konstellation. An diesem Punkt wird erwartet, dass
der Entzerrer 20 in der Lage ist, vollständig zu konvergieren.
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Der Eingang zu dem nicht-invertierenden (+)-Eingang
des Kombinierers 60 ist das komplexe Signal vor der Quantisierung,
und der Eingang zu dem invertierenden (–)-Eingang des Kombinierers ist das komplexe
Signal nach der Quantisierung der realen Komponente. Somit stellt
das Ausgangssignal von dem Kombinierer 60 den Unterschied
zwischen der Quantisierung vorher und nachher oder den Offset/Fehler
von dem gewünschten
Quantisierwert dar. Dieses Signal stellt einen Basisband-Phasenfehler dar.
Der Rotator 22 und der Rotator 62 sind ähnliche komplexe
Rotatoren, die in entgegengesetzten Richtungen rotieren (d. h. im
Uhrzeigersinn und im Gegenuhrzeigersinn). Die Differenz in der Rotierrichtung entsteht
durch die Konjugation des dem Steuereingang des Rotators 62 zugeführten Signals,
verglichen mit dem Rotator 22. Das an dem Ausgang des Rotators 62 gebildete
Fehlersignal E stellt den Durchlaß-Phasenfehler dar, den der
Entzerrer durch Einstellung seiner Koeffizienten durch das Fehlersignal E
beseitigen soll.
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Das Netzwerk 50 kann einen
einzigen adaptiven Quantisierer mit einem steuerbaren Quantisierschritt
benutzen anstelle von drei getrennten Quantisierern 52, 54 und 56,
wie dargestellt ist. Ein entzerrtes Basisbandsignal wird durch die
Einheit 76 decodiert und durch einen Ausgangsprocessor 78 verarbeitet.
Der Decoder 76 kann zum Beispiel einen Entschachteler,
eine Reed-Solomon-Fehlerkorrektur und Audio/Video-Decodernetzwerke
enthalten, wie sie bekannt sind. Der Ausgangsprocessor 78 kann Audio-
und Videoprocessoren und Audio- und Videowiedergabeeinheiten enthalten.
In einem System mit Anwendung eines Trellis-Decoders kann ein Eingang zu
dem Trellis-Decoder von der Klemme T1 am Ausgang des ersten Rotators 22 abgenommen
werden.
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Das in 2 dargestellte
System bewirkt außerdem
eine Blind-Entzerrung eines Nahezu-Basisband-VSB-Signals, benutzt
jedoch einen reinen realen Entzerrer anstelle eines komplexen Entzerrers, wie
er in 1 benutzt wird.
In 2 wird die reale Komponente
eines empfangenen VSB-Signal einem Eingang eines adaptiven reinen
realen Vorwärtsentzerrers 210 zugeführt. Die
Koeffizienten des Entzerres 210 werden durch ein Fehlersignal
E eingestellt (wie noch erläutert
wird). Das reale Ausgangssignal des Entzerrtes 210 wird
in der Addierstufe 212 mit einem realen Ausgangssignal
von einem Entscheidungs-Rückkopplungs-Entzerrer 214 kombiniert.
Ein Filternetzwerk 216 rekonstruiert die imaginäre Quadraturphasenkomponente
der realen VSB-Signalkomponente von dem realen Ausgang der Addierstufe 212.
Diese Rekonstruktion erfolgt durch Anwendung der bekannten sogenannten
Hilbert-Umsetzlösungen und
beruht auf der Tatsache, dass die gleichphasige reale Komponente
und die imaginäre Quandraturkomponente
eines VSB-Signals ungefähr ein
Hilbert-Umsetzpaar bilden. Die Einheit 218 kombiniert die
rekonstruierte Quadraturkomponente von dem Filter 216 und
die reale Komponente von der Einheit 212 und erzeugt ein
rekonstruiertes komplexes VSB-Signal mit einer entzerrten realen
Komponente. Das Verzögerungselement 220 kompensiert eine
Zeitverzögerung
durch den Betrieb des Rekonstruktionsfilters 216, um zu
gewährleisten,
dass die Eingangssignale an der Addierstufe 218 zeitgleich ankommen.
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Das komplexe VSB-Signal von der Einheit 218 wird
durch einen Multiplizierer (Rotator) 224 verarbeitet, der
in derselben Weise arbeitet wie der Rotator 22 in 1, und ebenso einem komplexen
Ausgangssignal entspricht, das durch einen VCO in einem zweiten
Trägerückgewinnungsnetzwerk 226 erzeugt
wird, das der Einheit 30 in 1 entspricht. Wie
in dem Fall von 1, wird
das Trägerrückgewinnungsnetzwerk 226 durch
die getrennte reale Komponente des Ausgangssignals von dem Rotator 224 gesteuert,
wie es von einer Trennstufe 228 für die reale und die imaginäre Komponente
geliefert wird. Die reale Komponente von der Einheit 228 wird durch
ein Mehrstufen-Quantisierer-Entscheidugnsnetzwerk 230 verarbeitet,
das dem Netzwerk 50 in 1 entspricht.
Ein entzerrtes Basisband-VSB-Signal erscheint an dem Ausgang des
Quantisierers 230 und wird zu darauffolgenden (nicht dargestellten)
Signalverarbeitungsschaltungen übertragen.
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Aus der realen Eingangs- und Ausgangssignal
des Quantisierers 230 wird durch eine Subtrahierstufe 232 die
Differenz gebildet, und das resultierende reale Signal wird einem
Eingang des Multiplizierers 234 zugeführt. Das Ausgangssignal der
Subtrahierstufe stellt die Differenz dar zwischen dem realen Eingangssignal
zu dem Quantisierer 230 und dem quantisierten realen Ausgangssignal
von dem Quantisierer 230.
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Ein anderer Eingang des Multiplizierers 234 empfängt den
realen Signalausgang von der Subtrahierstufe 232. Die durch
die Einheit 228 getrennte imaginäre Komponente und die entzerrte
reale Komponente von dem Ausgang des Quantisierers 230 werden
durch eine Einheit 236 kombiniert und erzeugen ein komplexes
VSB-Signal, das einem Signaleingang des Multiplizierers 240 zugeführt wird.
Ein anderer Eingang des Multiplizierers 240 empfängt ein reales
Signal von einem Konjugationsnetzwerk 236, das die imaginäre Komponente
in das komplexe Ausgangssignal der Einheit 226 invertiert.
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Der Ausgang des Multiplizierers 240 ist
ein reales Bandpaßsignal
(es wird nur der reale Ausgang des komplexen Multiplizierers benutzt).
Dieses Signal wird einem Signaleingang des Entscheidungs-Rückkopplungs-Entzerrers 214 zugeführt, und ein
Steuereingang des Entzerrers 214 empfängt ein Fehlerausgangssignal
(E) von dem Multiplizierer 234. Dieses Fehlersignal bezeichnet
ein Bandpaß-Fehlersignal
und wird ebenfalls als ein Koeffizientensteuersignal dem Eingang
des Entzerrers 210 zugeführt. Der Ausgang des Entzerrers 214 ist
real und wird in einer Einheit 212 mit dem entzerrten realen
Ausgangssignal des Entzerrers 210 kombiniert. Der Rückkopplungs-Enzerrer 214 beseitigt
eine verbleibende Intersymbolstörung,
die durch den Vorwärts-Entzerrer 210 nicht
beseitigt wird. Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer
sind bekannt. Der Mehrstufen-Quantisierer 230 kann durch
ein MUX-Steuersignal in derselben Weise gesteuert werden, wie sie
in 1 dargestellt ist,
durch Abtastung des Fehlersignals zur Bildung des MUX-Steuersignals,
das einem Multiplexer für
den Quantisierer 230 zugeführt wird, wie es in 1 beschrieben wurde.
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Der Phasendetektor 32 des
Netzwerks 30 in der zweiten Trägerrückgewinnungsschleife von 1 und in dem entsprechenden
Netzwerk 226 in 2 ist
im Detail in 3 dargestellt.
Der Phasendetektor 32 mißt den Phasenfehler des Trägers nur durch
Anwendung der realen Komponente des VSB-Signals und erzeugt ein
Ausgangssignal, das proportional zu dem Sinus des Trägerphasenfehlers ist.
Der Phasendetektor 32 detektiert im wesentlichen jede Quandraturphasenkomponente
in der realen Komponente, die in den Phasendetektor eingegeben wird.
Jede derartige Quadraturverzerrung der realen Komponente bezeichnet
einen Phasenoffsetfehler, der sich an dem Ausgang des Phasendetektors 32 zeigt.
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Der Phasendetektor enthält einen
Quantisierer 310, Symbolverzögerungselemente 312 und 314, Multiplizierer 316 und 318 und
einen subtraktiven Kombinierer 320, die in der dargestellten
Weise angeordnet sind. Der Quantisierer 310 ist in dem
Fall eines 8-VSB-Signals ein Quantisierer mit acht Werten, in dem
Fall eines 16-VSB-Signals
ein Quantisierer mit sechzehn Werten, undsoweiter. Die Verzögerungselemente 312 und 314 kompensieren
eine Übergangszeitverzögerung bei
dem Betrieb des Quantisierers 310, so dass die Signale
an dem Multiplizierern 314 und 316 zeitsynchron
ankommen. Der Phasendetektor 32 ist ein Phasendetektor
mit einer niedrigen Wartezeit oder Latenzzeit mit einer kleinen Verzögerung (ein
Symbol) zwischen dem Eingang und dem Ausgang und erzeugt eine gute
Rauschanpassung.
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Der Phasendetektor erzeugt ein Phasenfehler-Ausgangssignal
Ph(t), das proportional zu dem Sinus des Phasen(Winkel)-Fehlers
des Eingangssignals h(t) ist. Dieses Signal ist eine gedrehte (rotated) Version
des Ausgangssignals des adaptiven Entzerrers, wie aus 1 ersichtlich ist. Das Ausgangssignal
Ph(t) des Phasendetektors ist durch den folgenden Ausdruck bestimmt: Ph(t) = h(t)*h'(t – T) – h'(t)*h(t – T)
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Dabei ist h'(t) der Ausgang des Quantisierer-Entscheidungsgeräts 310,
h(t) ist der Ausgang des adaptiven Entzerrers nach der Drehung (Rotation),
und T ist eine Symbolperiode. Das Ausgangssignal Ph(t) des Phasendetektors
ist proportional zu dem Sinus seines Eingangssignals, jedoch nicht
zu dem Timing-Offset. Die Sinusfunktion ist keine mathematische
Sinusfunktion für
sich, sondern ergibt sich aus der Form der Eingangs/Ausgangs-Übertragungsfunktion
des Phasendetektors 32.