KR100357355B1 - 전송된신호를수신하기위한시스템에서의장치및블라인드등화를위한방법 - Google Patents

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Abstract

1차원 데이터 콘스텔레이션을 갖는 잔류 측파대(VSB) 포맷에서 전송된 HDTV 신호를 처리하기 위한 텔레비젼 신호 수신기는 제 1 반송파 복원 네트워크(18), 등화기(20) 및 제 2 반송파 복원 네트워크(22, 30, 62)를 포함한다. 점진적으로 더 미세한 해상도를 나타내는 다중 스테이지 양자화기 네트워크(50, 66)는 "트레이닝"신호 없이도 블라인드 등화를 제공하기 위해 등화기의 동작과 연관된다. 제 2 반송파 복원 네트워크는 위상 검출기(30)를 포함하는데, 여기서는 하나의 심볼 지연된(312) 입력 신호와 양자화된(310) 입력 신호가 승산되고(316), 비양자화된 입력 신호와 양자화된(310) 하나의 심볼 지연된(314) 입력 신호가 승산된다(318). 승산(multiplication)에 의해 제공된 신호들은 감산 결합(320)되어 반송파 위상 에러를 나타내는 출력 신호를 발생시킨다.

Description

전송된 신호를 수신하기 위한 시스템에서의 장치 및 블라인드 등화를 위한 방법
VSB 신호와 직교 진폭 변조(QAM; Quadrature Amplitude Modulated) 신호는 모두 펄스 진폭 변조(PAM) 신호의 형태들이다. 디지털 정보를 전달하는 QAM 신호는 실수 축 및 허수 축에 의해 정의된 2차원 데이터 심볼 콘스텔레이션에 의해 표현된다. 대조적으로, VSB 신호는 단지 하나의 축만이 수신기에서 복원될 양자화된 데이터를 포함하는 1차원 데이터 심볼 콘스텔레이션으로 표현된다.
수신기에서 VSB 또는 QAM 신호들에서 데이타의 복원은 3가지 기능들의 실행을 요구한다. 3가지 기능들은 심볼 동기화를 위한 타이밍 복원, 반송파 복원(주파수 복조) 및 등화(equalization)이다. 타이밍 복원은 수신기 클럭(시간축; timebase)이 송신기 클럭과 동기화되는 처리이다. 이것은 수신된 신호가 최적 시점에서 샘플링되도록 하여 수신된 심볼 값들의 결정 지향 처리와 연관된 슬라이싱 에러(slicing error)의 발생을 감소시킨다. 반송파 복원은, 수신된 RF 신호가 보다낮은 중간 주파수 통과 대역(예를 들면, 베이스밴드 근처)으로 주파수 시프트된 후에, 변조한 베이스밴드 정보를 복원하여 베이스밴드로 주파수 시프트되는 처리이다.
VSB 시스템의 한 예로는 미국에서 최근 제안된 Grand Alliance HDTV 전송 시스템이 있다. 이 시스템은 패킷화된 데이터 스트림을 전달하기 위해 VSB 디지탈 전송 포맷을 사용하며, ACATS(Advisory Committee of Advanced Television Service)를 통해 연방 통신 위원회(FCC; Federal Communications Commission)에 의해 미국에서 평가되어 왔다. 1994년 2월 22일, ACATS Technical Subgroup에 제출된 Grand Alliance HDTV 시스템의 상세(초안 문서)는 the 1994 Proceedings of the National Association of Broadcasters, 48th Annual Broadcast Engineering Conference Proceedings, March 20-24, 1994에 기재되어 있다.
현대의 많은 디지털 데이터 통신 시스템들은 신호 전송 채널 상에서 변하는 조건들 및 교란들의 영향을 보상하기 위해 적응형 등화를 사용한다. 등화는 전송채널의 저역 통과 필터링 효과를 포함하며 전송 채널 교란들에 의해 야기되는 베이스밴드 심볼간 간섭(ISI; intersymbol interference)을 제거한다. ISI는 선행 심볼 및 후속 심볼의 값들에 의해 왜곡될 소정의 심볼의 값을 초래한다. 등화는 통상적으로 반송파 복원이 진정한 베이스밴드 출력 신호를 발생시키기 위해 상기 베이스밴드 근처의 신호에서 임의의 잔류 주파수 오프셋들을 제거하기 전에, 베이스 밴드 근처의 신호에서 수행된다. 이 기능은 통상적으로 디지털 수신기 회로들에 의해 수행된다. 반송파 복원 처리가 통상적으로 등화 기능에 의해 제공되는 최소한의 부분적인 오픈 "아이(eye)"를 필요로 하는 직접 결정 처리(공지된 바와 같이)이기 때문에, 등화는 반송파 복원 베이스밴드 복조 전에 수행된다.
적응형 등화기는 본질적으로 적응형 디지털 필터이다. 적응형 등화기를 사용하는 시스템에서, 채널 왜곡들을 적절하게 보상하도록 하기 위해 필터 응답을 적응시키는 방법을 제공하는 것이 필요하다. 여러 알고리즘들이 필터 계수들과 그에 따른 필터 응답을 적응시키기 위해 이용 가능하다. 광범위하게 사용되는 한 방법은 LMS(Least Mean Squares) 알고리즘을 사용한다. 이 알고리즘에서, 에러 신호(E)의 함수로서 계수 값들을 변경시킴으로서, 등화기 출력 신호는 기준 데이터 시퀀스와 거의 동일하게 된다. 이 에러 신호는 기준 데이터 시퀀스로부터 등화기 출력 신호를 감산함으로써 형성된다. 에러 신호가 제로에 접근할 때, 등화기는 수렴(convergence)에 도달하게 되며, 상기 등화기 출력 신호 및 기준 데이터 시퀀스는 거의 동일하다.
등화기 동작이 시작될 때, 계수 값들(필터 탭 가중치들)은 통상적으로 채널왜곡들의 적절한 보상을 달성하기 위한 값들로 설정되지 않는다. 등화기 계수들을 초기 수렴시키기 위해, 공지된 "트레이닝(training)" 신호가 기준 신호로서 사용될 수도 있다. 이 신호는 송신기와 수신기 둘 다에서 프로그램된다. 에러 신호는 적응형 등화기의 출력으로부터 트레이닝 신호의 국부적으로 발생된 복제를 감산함으로써 수신기에서 형성된다. 트레이닝 신호는 공지된 바와 같이, 수신된 신호의 초기에 폐쇄된(occluded) "아이(eye)"를 오픈하는 역할을 한다. 트레이닝 신호에 따른 적응 후, 아이는 상당히 크게 오픈되고, 등화기는 결정 지향 동작 모드로 스위칭된다. 이 모드에서, 필터 탭 가중치들의 최종 수렴은 트레이닝 신호를 사용하는 대신 등화기의 출력으로부터 심볼들의 실제 값들을 사용함으로써 이루어진다. 상기 결정 지향 등화 모드는 주기적으로 전송된 트레이닝 신호들을 사용하는 방법들보다 더 빨리 시변 채널 왜곡들을 트래킹 및 소거할 수 있다. 신뢰할 만한 수렴 및 안정한 계수 값들을 제공하기 위한 결정 지향 등화를 위해, 결정들의 약 90%가 정확해야만 한다. 트레이닝 신호는 등화기가 이 90%의 정확한 결정 레벨을 달성하는데 도움을 준다.
트레이닝 신호가 유용하지 않을 때 문제점이 발생된다. 이러한 경우 "블라인드" 등화는 종종 등화기 계수 값들의 초기 수렴을 제공하고 아이를 오픈시키는데 사용된다. 블라인드 등화는 QAM 시스템들에 대해 광범위하게 연구되고 사용된다. 가장 인기 있는 블라인드 등화 알고리즘들은 CMA(Constant Modulus Algorithm) 및 RCA(Reduced Constellation Algorithm)를 들 수 있다. 이들 알고리즘들은 예컨대, in Proakis,Digital Communications, McGraw-Hill: New York, 1989 와 in Godard, "Self-Recovering Equalization and Carrier Tracking in Two Dimensional Data Communication Systems,"IEEE Transactions on Communications, Nov. 1980 에서 논의된다.
CMA 및 RCA 알고리즘들은 VSB 시스템들에 직접 적용 가능하지 않다. CMA는 결정 순간에, 검출된 데이터 심볼들의 모듈러스가 상이한 직경들의 여러(콘스텔레이션) 서클들 중 하나를 정의하는 포인트의 포커스 상에 위치한다는 사실에 의존한다. CMA의 이 양태는 그것이 반송파 락(베이스밴드 복조) 전에 사용되게 한다. CMA는 본래부터 콘스텔레이션 성분들을 보유한 동위상 및 직교 위상 데이터를 갖는 QAM 신호의 경우에서처럼, 2차원으로 처리되는 신호에 의존한다. CMA는 VSB 신호에 직접 적용되지 않는데, 이는 VSB 신호가 1차원 데이터 심볼 콘스텔레이션에 의해 표현되기 때문이다. RCA는 주 전송 콘스텔레이션 내에서 "슈퍼 콘스텔레이션들"을 형성하는 것에 의존한다. 데이터 신호는 우선 슈퍼 콘스텔레이션과 조화되며, 그 후 슈퍼 콘스텔레이션은 전체 콘스텔레이션을 포함하도록 세분된다. RCA는 통상적으로 2차원 데이터 콘스텔레이션을 요구하는데, VSB 신호는 1차원 데이터 심볼 콘스텔레이션이다.
본 발명은 디지탈 신호 처리 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 예를 들면, 고품질 텔레비전(HDTV) 정보로 변조될 수 있는 잔류 측파대(VSB; vestigial side band) 비디오 신호를 위한 블라인드 등화기에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 원리들에 따른 등화기 시스템을 포함하는, HDTV 수신기와 같은, 진보된 텔레비전 수신기의 일부의 블록도.
도 2는 본 발명의 원리에 따른 등화기 시스템의 다른 실시예의 블록도.
도 3은 도 1 및 도 2에 도시된 시스템들의 일부를 상세히 도시한 도면.
도 4는 블라인드 등화 처리와 연관된 심볼 결정 처리를 도시한 도면.
본 발명의 원리에 따라, CMA 또는 RCA 알고리즘을 사용하지 않는 블라인드 등화기가 고품질 텔레비전(High Definition Television) 신호를 처리하기 위해 텔레비전 신호 수신기와 연관하여 예시적으로 기술된다. 더 미세한 해상도를 점진적으로 나타내는 다중 스테이지 양자화기는 "트레이닝" 신호를 필요로 하지 않고도 블라인드 등화를 제공하기 위한 등화기의 동작과 연관된다.
도시된 실시예에서, 등화기는 제 1 반송파 복원 네트워크에 의해 선행되며 제 2 반송파 복원 네트워크가 이어지고, 시스템에 대한 입력 신호는 트레이닝 성분이 없는 잔류 측파대(VSB) 신호이다.
도 1에서, 안테나(10)에 의해 수신된 방송 VSB 변조 아날로그 HDTV 신호는 예를 들면, RF 튜닝 회로들, 중간 주파수 통과 대역 출력 신호를 발생시키기 위한 더블 변환 튜너 및 적절한 이득 제어 회로들을 포함하는 입력 네트워크(14)에 의해 처리된다. 수신된 VSB 신호는 예시적으로 Grand Alliance HDTV 사양에 따라, 종래의 NTSC 6MHz 주파수 스펙트럼을 점유하는 10.76 Msymbols/second의 심볼율을 가진 8-VSB 신호이다. 이 시스템에 대한 나이퀴스트 대역폭은 각 대역에지에서 0.31MHz의 과도 대역폭을 갖는 5.38MHz이다.
입력 프로세서(14)로부터 통과 대역 출력 신호는 아날로그-디지탈 변환기(16)에 의해 아날로그 형태에서 디지털 형태로 변환되며, 상기 변환기는 예를 들면, 2 samples/symbol의 샘플율로 동작한다. 이 예에서 수신된 VSB 신호는 파일럿 성분 또는 트레이닝 성분을 포함하지 않으며, 6MHz 밴드의 중심이 공칭 5.38MHz에 위치하도록 유닛(14)에 의해 처리된다. ADC(16)의 입력에서 이 신호의 주파수 스펙트럼은 2.38MHz 내지 8.38MHz의 범위를 점유한다. 타이밍 동기가 타이밍 복원 네트워크(17)에 의해 확립될 때, ADC 유닛(16)은 이 신호를 21.52MHz로 샘플링하며, 이는 상기 심볼율의 2배이다. 타이밍 복원 네트워크(17)는 송신기에서 발생된 대응하는 클럭으로 동기화된 출력 심볼 클럭(CLK)을 제공한다. 클럭 CLK은ADC 유닛(16) 및 수신기 시스템의 다른 소자들에 인가된다. 타이밍 복원을 달성하기 위한 기술들은 잘 공지되어 있다. 네트워크(17)에 의해 사용하기 적합한 하나의 특히 이로운 타이밍 복원 기술은 C. Strolle 등에 의해 Carrier Independent Timing Recovery System for a Vestigial Sideband Modulated Signal 이라는 제목으로 계류중인 US 특허 출원 시리얼 번호 제 (RCA 87,588) 호에 기술되어 있다.
논의될 시스템에 있어서, 전송된 신호의 반송파 주파수는 공칭 5.38MHz이고, 전송된 심볼 주파수는 공칭 10.76 Msymbols/sec이며, 수신기 샘플링 주파수는 공칭 21.52MHz이다. 타이밍 락(lock)에서, 수신기 샘플링 주파수는 전송된 심볼 주파수의 2배이다. 베이스밴드에서 복조가 발생할 때 반송파 락에서, 복원된 반송파 주파수는 수신기 샘플링 주파수의 1/4이다.
ADC 유닛(16)에서 디지탈 신호가 반송파 프로세서(18)에 인가된다. 프로세서(18)는 베이스밴드 근처로 복조되는 VSB 출력 신호를 제공하기 위해 종래 디자인의 반송파 복원 네트워크를 포함한다. 이 목적에 적합한 반송파 복원 네트워크들은 기술적으로 공지되어 있다. 특히 유닛(18)에서 적합하게 사용하는 반송파 복원 네트워크는 C. Strolle 등에 의해 Carrier Recovery System for a Vestigial Sideband Signal 이라는 제목으로 계류중인 US 특허 출원 시리얼 번호 제 (RCA 87,862) 호에 기술되어 있다. 논의될 시스템에서, 절대적인 베이스밴드에 대한 복조는 반송파 복원을 돕기 위해 파일럿 신호 또는 등화를 돕기 위해 트레이닝 신호에 의지하지 않고, 제 2 반송파 복원 네트워크와 함께 블라인드 등화기 네트워크에 의해 달성된다. 처리될 입력 VSB 신호는 실수 성분과 허수 성분을 갖는 복소 신호이며, Grand Alliance HDTV 전송 시스템에 의해 사용되는 형태일 수도 있다. VSB 신호의 단지 실수 성분만이 복원될 데이터 심볼들을 포함한다.
프로세서(18)에서 베이스밴드 근처의 VSB 출력 신호는 전송 채널 교란들 및 가공물들에 의해 초래된 심볼간 간섭(ISI)뿐만 아니라 디지탈 데이터도 포함한다. 이 신호는 복소, 적응형 피드-순방향 통과 대역 등화기(20), 예를 들면, 미소 거리만큼 떨어진 등화기의 입력에 인가되며, 이 경우에는 디지탈 FIR 필터로 실행된다. 등화기(20)는 신호 획득 동안 "블라인드" 모드로 동작하며, 그 후에는 결정 지향모드로 동작한다. 등화기(20)의 계수 값들(탭 가중치들)이 차후 논의될 바와 같이 제어 입력에 인가되는 에러 신호 "E"에 의해 적응형으로 제어된다.
블라인드 등화를 위해 사용된 알고리즘은 적응형 등화기가 트레이닝 신호를 사용하지 않고도 수렴하도록 하는 결정들을 발생시키기 위해 VSB 결정 장치에 대한 적절한 결정 영역을 결정한다. 블라인드 등화의 과정을 보다 상세히 기술하기 전에 몇몇 용어들을 정의하는 것이 도움이 될 것이다. "결정 영역"은 실수 범위의 연속적인 부분으로 상부 및 하부 경계들을 갖는다. "비경계 결정 영역"은 상부 경계에 대해 양의 무한대를 갖거나 하부 경계에 대해 음의 무한대를 갖는다. 심볼포인트는 상부 경계보다 작은 값을 가질 경우와 하부 경계보다 큰 값을 가질 경우 결정 영역에 위치한다. 결정 영역은 심볼 포인트가 결정 영역에 위치하는 경우 심볼 포인트를 "스팬(span)"한다. 양자화기와 같은, "결정 장치"는 어느 결정 영역에 인입 심볼 포인트가 존재하는지 결정하며, 그 결정에 대응하는 심볼을 출력한다. "스텝"은 전체 콘스텔레이션에서 2개의 인접 심볼들 사이의 거리이다. 상기 된 바와 같이,VSB 신호는 본질적으로 1차원 데이터 콘스텔레이션이며 단지 하나의 축만이 수신기에서 복원될 양자화된 심볼 데이터를 포함한다.
VSB 시스템에서, 결정 영역은 통상적으로 전체 콘스텔레이션 중 하나의 데이터 심볼을 스팬한다. 각 결정 영역의 상부 및 하부 경계들은 콘스텔레이션 샘플포인트들 사이의 중간에 놓인다. 이 결정 영역들이 등화기의 초기 수렴에 사용되는 경우, ISI의 존재로 인해, 결정 장치로부터 결정들의 90% 보다 훨씬 낮은 결정이 정정될 것이므로 수렴은 발생하지 않는다.
차후 기술되는 바와 같이, 블라인드 등화 알고리즘은 몇몇 정확한 결정들로 이루어질 처리에서 새로운 상부 및 하부 결정 영역을 결정한다. 전체 VSB 콘스텔레이션은 여러 개의 세트들로 클러스터되며, 결정 영역들에 대한 상부 및 하부 경계들이 결정된다. 이 제 1 세트들은 각각의 세트가 단지 하나의 심볼만을 포함할 때까지 더 작은 세트들로 세분되며 결정 영역들은 통상적인 VSB 결정 영역들과 일치한다. 결정 경계들은 통상적으로 결정 영역들 내의 심볼들 사이의 중간에 위치한다. 예를 들면, 양자화기인, 각각의 결정 스테이지는 다수의 결정들이 정확하도록 하며, 그 결과 등화기는 수렴에 접근한다. 따라서, 블라인드 등화 처리에서 각각의 결정 스테이지는 수렴에 가까워짐에 따라 VSB 신호의 "아이"를 점진적으로 오픈하는 역할을 한다.
각 결정 영역의 상부 및 하부 경계들은 다음의 방법으로 결정된다. 소정의 심볼들의 클러스터에 대해, 소정 결정 영역의 하부 경계는 그 클러스터에서 가장 작은 심볼 값보다 적은 스텝의 1/2인 값으로 설정된다. 그러나, 가장 작은 심볼이콘스텔레이션의 가장 작은 값의 심볼인 경우, 보다 낮은 경계가 음의 무한대에 설정된다. 결정 영역의 상부 경계는 클러스터에서 가장 큰 심볼 값보다 큰 스텝의 1/2 인 값으로 설정된다(만일 심볼이 콘스텔레이션에서 가장 큰 값의 심볼이 아닌 경우, 상부 경계는 양의 무한대 값에 설정된다). 등화기에서 출력 심볼이 이들 결정 영역들 중 하나에 잔류할 경우, 결정 장치의 출력은 연관된 클러스터의 데이터 심볼들의 산술 평균으로 취해진다.
결정 영역 평가가 세밀함을 의미하는, 국부적으로 발생된 에러 신호가 소정의 양자화기 임계 레벨보다 적을 때, 결정 영역들은 심볼들의 각 클러스터를 반으로 분배함으로써 변화된다. 새로운 결정 영역들의 상부 및 하부 경계 및 결정 장치 출력이 상술된 방식으로 재계산된다.
상술된 처리는 8-VSB 신호에 대한 다음 예에 의해 설명된다. Grand Alliance HDTV 시스템에 의해 채택된 신호 포맷은 다음의 8개의 데이터 심볼들에 의해 정의된 1차원 데이터 콘스텔레이션을 갖는 8-VSB 신호를 사용한다.
-7 -5 -3 -1 +1 +3 +5 +7
이 1차원 콘스텔레이션은 VSB 신호의 동위상 성분인 실수에 의해 전달된다. 이 심볼 배치에서, 심볼들이 모두 2개의 유닛들로 동일하게 이격되며, 데이터 비트들이 DC 오프셋을 초래하지 않고 심볼들로 맵핑될 수 있다.
앞서 주어진 블라인드 등화 처리 예는 3개의 스테이지들 또는 레벨들을 포함하며, 이 때 입력 데이터 심볼들은 3개의 상이한 방식들로 그룹화되거나 또는 "클러스터" 될 수 있으며, 각각 연관된 양자 결정 장치들에 의해 점진적으로 보다 미세한 양자화 스텝으로 된다. 8개 심볼 VSB 콘스텔레이션 포인트들의 제 1 (조잡한; coarse) 클러스터링은 조잡한 양자화 스텝을 포함하는 등화의 제 1 레벨에서 발생하며, 2개의 심볼 클러스터를 발생시킨다:
[-7, -5, -3, -1] 및 [1, 3, 5, 7]
이 동작을 위해 양자화기의 슬라이스 포인트는 제로로 설정되고 데이터 부호(+ 또는 -)가 검출된다. 이들 클러스터들 각각에 대한 조잡한 양자화 스텝 결정영역들은 각각
[-infinity, 0] 및 [0 , +infinity]
이다.
이 경우에 조잡한 양자화기 결정 장치들의 출력은 각각
[-4] [+4]
이다.
다음 레벨의 등화에서 다음 레벨의 (더 미세한) 클러스터링은 다음의 4개의 심볼 클러스터들을 발생시킨다:
[-7, -5] [-3, -1] [1, 3] [3, 5]
이들 클러스터들에 대한 더 미세한 양자화 스텝 결정 영역들은 각각
[-inf, -4] [-4, 0] [0, 4] [4, inf]
이다.
이 경우에 상기 더 미세한 해상도 결정 장치들의 출력들은 각각
[-6] [-2] [2] [6]
이다.
최종 레벨의 등화에서 최종 레벨의 개선은 심볼 클러스터들
[-7] [-5] [-3] [-1] [1] [3] [5] [7] 과
더 미세한 결정 영역들
[-inf, -6] [-6, -4] [-4, -2] [-2, 0] [0, 2] [2, 4] [4, 6] [6 , inf]
을 발생시킨다.
가장 미세한 해상도 결정 장치 출력들은 완전한 VSB 콘스텔레이션이다:
-7 -5 -3 -1 1 3 5 7
상기 양자화기들에 의해 발생된 결정 출력들은 입력-출력 맵퍼(탐색표)에 의해 제공된다. 이러한 맵퍼의 사용은 양자화기 설계에서 잘 공지되어 있다. 8-VSB 신호에 대한 이 예는 4개 심볼 샘플들의 2개의 클러스터로 시작한다. 이는 또한 8개의 심볼들의 1개의 클러스터로 시작할 수도 있다. 비슷한 동작이 16-VSB 신호에 적합하다. 16-VSB 신호는 4개의 심볼들의 4개의 클러스터들 또는 8개의 심볼들의 2개의 클러스터들로 시작할 수도 있다. 연속되는 조잡한 영역과 더 미세한 영역사이에서, 결정 영역 값들은 1/2의 인자(factor)에 의해 통상적으로 연관되지만, 이 관계는 결정적이지 않다.
상술된 처리는 도 4에 의해 요약되며, 이는 8-VSB 신호의 블라인드 등화에 대한 클러스터들, 결정 영역들 및 결정 장치 출력들을 도시한다. 이들 동작들은 차후 기술되는 바와 같이 도 1에서 시간 다중화된 심볼들의 출력 데이터 스트림을 제공하기 위해 양자화기들(52, 54 및 56) 및 멀티플렉서(MUX; 58)를 포함하는 네트워크(50)에 의해 실행된다.
상술된 처리들의 변형은 때때로 VSB 신호들을 필요로 할 수도 있다. 한 세트의 결정 영역들에서 모든 결정 영역들은 아니지만 몇몇 결정 영역들이 비경계지어질 때 문제가 발생한다. VSB 신호들에 대해 가장 맨 뒤의 양의 결정 영역 및 음의 결정 영역이 비경계된다. 전송 채널 교란들로 인해, 비교적 많은 점들이 채널 왜곡들이 없는 경우에서 보다 비경계된 영역으로 떨어질 수 있다. 이 상황은 결정 장치의 출력에서 바이어스를 생성한다. 이 바이어스를 극복하기 위해, 비경계된 결정 영역들의 범위가 다소 단축되며, 상기 경계된 결정 영역들의 범위는 동시에 증가된다. 이들 영역들은 다음 단락에서 언급되는 최적 오프셋 값들을 달성하는데 필요한 양만큼 단축 또는 연장된다. 이들 값들은 통상적으로 전체 결정 영역 중 작은 퍼센트를 차지한다. 이 조정은 모든 결정 영역들의 선택을 같은 정도의 개연성이 있는 것으로 해준다.
이 바이어스 조정 절차는 상술된 8-VSB 시스템과 연관하여 다음 예에 의해 기술된다. 예컨대, 4개의 클러스터 스테이지에서, 결정 영역 값들은 예컨대 1 보다 다소 큰 값을 갖는 오프셋 스칼라 인수(factor) "△"로 승산함으로써 변경된다. 그 오프셋의 값은 특정 시스템의 성질 및 요구 조건에 따라 변화할 수 있다. 그 오프셋의 목적은 중간 결정 영역들의 범위를 좁히는 것이다. 오프셋은 결정 영역의 양의 극한 및 음의 극한, 예를 들면 양의 무한대 및 음의 무한대에서 가장 나중값으로 사용되지 않는다. 따라서, 앞서 논의된 제 2 심볼 클러스터링의 경우, 상기 결정 영역들은 다음과 같이 변경된다:
[-inf, -4*△] [-4*△, 0] [0, 4*△] [4*△, +inf]
결정 장치 출력들은 마찬가지로 다음과 같이 변경된다:
-6*△ -2*△ 2*△ 6*△
각 등화 스테이지에 대한 최적 오프셋 값들(클러스터링 레벨)은 양자화기가 2개의 클러스터들에서 4개의 클러스터들로 그리고 4개의 클러스터들에서 8개의 클러스터들로 스위칭할 때 RMS 에러에서의 과도 상태를 최소화함으로써 구해진다. 이들 값들은 종종 실험적으로 결정된다. 몇몇의 경우에서 출력 장치의 오프셋 값 및 결정 영역의 오프셋 값은 다를 수 있다. 비슷한 결과가 16-VSB 신호에 적용된다.
도 1에 도시된 시스템의 동작이 이제 논의된다. 이 실시예에서, 등화기(20)는 다른 적응형 필터 구조들이 사용될 수 있을 지라도, 조정 가능한 탭들을 가진 FIR 필터로 수행된다. 등화기(20)는 복소 입력과 출력을 갖는 복소 유닛이다. 그러나, 등화기(20)는 단지 입력 신호의 동위상 실수 성분만 처리하며 단일 실수 출력을 갖는 실수-전용 필터일 수 있다. 실수 전용 등화기 필터 배열은 다음에 기술되는 바와 같이 도 2에 도시된다.
등화기(20)에서 출력 신호가 종래의 구조인 제 1 (디)로테이터(22)에 인가되며 제어 신호에 응답하여 입력 신호의 위상 에러들을 보상하도록 잘 공지된 방식으로 동작한다. 복소 승산기인, 로테이터(22)가 로테이터(22)에서 출력 신호의 동위상 실수 및 직교 허수 성분을 분리하기 위해 위상 검출 네트워크(30) 및 네트워크(24)를 포함하는 2차 반송파 복원 네트워크에 포함된다. 복소 신호의 실수 성분 및 허수 성분을 분리하기 위한 네트워크들이 잘 공지되어 있다. 2차 반송파복원 네트워크는 전형적으로 베이스밴드 신호를 발생시키기 위해 등화기(20)의 출력 신호에서 잔류 위상 에러들을 제거한다. 2차 반송파 복원 네트워크는 양호하게도 프로세서(18)에서 선행 반송파 복원 네트워크를 증가시키며 이 프로세서는 전형적으로 주파수 오프셋들을 제거하지만 모든 주파수 및 위상 오프셋들을 제거하는데는 파워가 부족할 수 있다.
네트워크(24)로부터 분리된 실수 성분은 도 3과 연관하여 도시되고 논의된 바와 같이 네트워크(30)내의 실수 위상 검출기(32)에 의해 처리된다. 검출기(32)로부터 출력 신호는 그 검출기 입력 신호의 위상 에러를 나타내며, 이는 등화기(20)의 출력 신호와 연관이 있다. 검출기(32) 출력 신호는 위상 에러에 비례하는 전압을 발생시키기 위해 루프 필터(34)(예를 들면, 적분기)에 의해 필터링된다. VCO(Voltage Controlled Oscillator)(36)는 이 전압에 비례하는 주파수를 발생시킨다. 따라서 VCO(36)의 출력은 적응형 등화기로부터 출력 신호의 위상 에러에 비례하는 주파수 및 위상의 복소 신호이다. VCO(36)로부터 출력 신호는 등화기(20)의 출력 신호에서의 위상 에러들을 보상하기 위해 디로테이터(22)의 동작을 제어한다. 특히, 로테이터(22)는 위상 에러를 제로로 감소시키기 위해 VCO 출력 신호의 함수로서 입력 신호의 위상을 수정한다.
잘 공지된 신호 처리 기술들을 사용하여, 네트워크(30)로부터 제어 신호는 네트워크(30)로부터 복소 제어 신호의 허수 성분을 제거하기 위해 유닛(64)에 의해 컨쥬게이트된다. 유닛(64)으로부터 판독 전용 제어 신호가 이어서 논의될 제 2 (디)로테이터(62)의 제어 입력에 인가된다. 유닛(24)으로부터 분리된 실수 성분은처리를 위해 네트워크(50)의 입력에 인가된다. 유닛(67)은 복소 신호를 재구성하기 위해 네트워크(50)로부터 출력 실수 신호와 함께 유닛(24)으로부터 분리된 허수 성분을 처리한다.
네트워크(50)는 양자화된 데이터를 3:1 시간 멀티플렉서(58)에 제공하는 3개의 병렬 양자화기 스테이지들(결정 장치들)(52, 54 및 56)을 구비하는 다중 스테이지 결정 장치이다. 네트워크(50)는 도 4에 요약된 바와 같이 상술된 심볼 클러스터링, 결정 영역 및 결정 출력들을 제공한다. 2-레벨 양자화기(52)가 제 1 (조잡한) 레벨의 등화 동안 처음에 사용된다. 제 2 로테이터(62)의 출력에서 발생된 대역 통과 에러 신호 E의 RMS 값이 센서(66)에서 비교기 네트워크에 의해 감지되는 소정의 임계 아래로 떨어질 때, 멀티플렉서(MUX) 제어 신호가 센서(66)애 의해 발생된다. 이 제어 신호는 네트워크(50)내의 MUX(58)로 하여금 다음(더 미세한) 레벨 양자화기로부터 예컨대, 제 2 양자화 레벨에서 4-레벨 양자화기(54)로부터 출력을 선택하게 한다. 등화기는 RMS 에러가 센서(66)에 의해 감지되는 소정의 제 2 임계 이하로 떨어질 때까지 이 양자화기의 사용으로부터 도출된 정보에 응답한다. 이 상태에서 발생된 멀티플렉서 제어 신호는 네트워크(50)로 하여금 다음 및 최종 (가장 미세한) 레벨 양자화기, 본 예에선 제 3 및 최종 등화 레벨에서 8-레벨 양자화기(56)로부터 출력을 선택하게 한다. 양자화기(56)는 전체 8-VSB 콘스텔레이션을 커버한다. 이 점에서 등화기(20)는 완전히 수렴할 수 있어야 한다.
결합기(60)의 비 반전 (+) 입력에 대한 입력은 양자화 전의 복소 신호이고, 결합기의 반전 (-) 입력에 대한 입력은 실수 성분의 양자화 후의 복소 신호이다.따라서, 결합기(60)로부터의 출력 신호는 전 및 후 양자화 차 또는 원하는 양자화 레벨로부터의 오프셋/에러를 나타낸다. 이 신호는 베이스밴드 위상 에러를 나타낸다. 로테이터(22) 및 로테이터(62)는 반대 방향들로 회전하는(즉, 시계방향 및 반시계방향) 비슷한 복소 로테이터들이다. 회전 방향에 있어서의 차가 로테이터(22)에 비해 로테이터(62)의 제어 입력에 인가된 신호의 공액(conjugation)에 의해 초래된다. 로테이터(62)의 출력에서 발생된 에러 신호(E)는 등화기(20)가 에러 신호(E)에 응답하여 그 계수들을 조절함으로써 제거되게 하는 통과 대역 위상 에러를 나타낸다.
네트워크(50)는 도시된 바와 같이 3개의 분리된 양자화기들(52, 54, 및 56)대신 제어 가능한 양자화 레벨을 갖는 단일 적응형 양자화기를 사용할 수도 있다. 등화된 베이스밴드 신호가 유닛(76)에 의해 디코딩되고 출력 프로세서(78)에 의해 처리된다. 디코더(76)는 예컨대 공지된 바와 같이 디-인터리버(de-interleaver), Reed-Solomon 에러 보정 및 오디오/비디오 디코더 네트워크들을 포함할 수도 있다. 출력 프로세서(78)는 오디오 및 비디오 프로세서들과 오디오 및 비디오 재생 장치들을 포함할 수도 있다. 트렐리스(trellis)디코더를 사용하는 시스템에서, 그 트렐리스 디코더에 대한 입력은 제 1 로테이터(22)의 출력에서 단자 T1 로부터 취해질 수 있다.
도 2에 도시된 시스템은 베이스밴드 근처의 VSB 신호의 블라인드 등화를 실행하지만, 도 1에서 사용된 바와 같은 복소 등화기보다는 오히려 판독 전용 등화기를 사용한다. 도 2에서, 수신된 VSB 신호의 실수 성분은 적응형 판독 전용 피드-순방향 등화기(210)의 입력에 인가된다. 등화기(210)의 계수들은 에러 신호 E에 응답하여 조절된다(이후 논의됨). 등화기(210)의 실수 출력 신호는 결정 피드백 등화기(214)로부터의 실수 출력 신호와 함께 가산기(212)에서 결합된다. 필터 네트워크(216)는 가산기(212)의 실수 출력으로부터 실수 VSB 신호 성분의 허수 직교 위상 성분을 재구성한다. 이 재구성은 공지된 힐버트 변환 기술들을 사용하여 달성되며 VSB 신호의 등위상 실수 성분 및 직교 허수 성분이 거의 힐버트 변환 쌍을 형성한다는 사실에 의거한다. 유닛(218)은 필터(216)로부터 재구성된 직교 성분과 유닛(212)으로부터의 실수 성분을 결합하여 등화된 실수 성분을 가진 재구성된 복소 VSB 신호를 발생시킨다. 지연 소자(220)는 입력 신호들이 시간 일치로 가산기(218)에 도달하는 것을 보증하기 위해 재구성 필터(216)의 동작과 연관된 시간 지연을 보상한다.
유닛(218)으로부터의 복소 VSB 신호는 도 1에서의 로테이터(22)와 동일한 방식으로 동작하는 승산기(로테이터)(224)에 의해 처리되며, 마찬가지로 도 1에서 유닛(30)에 대응하는 2차 반송파 복원 네트워크(226)에서 VCO에 의해 발생된 복소 출력 신호에 응답한다. 도 1에서의 경우와 마찬가지로, 반송파 복원 네트워크(226)는 실수/허수 성분 분리기(228)에 의해 제공된 바와 같이 로테이터(224)로부터 출력 신호의 분리된 실수 성분에 응답한다. 유닛(228)으로부터의 실수 성분은 도 1에서 네트워크(50)에 대응하는 다중-스테이지 양자화기 결정 네트워크(230)에 의해 처리된다. 등화된 베이스밴드 VSB 신호가 양자화기(230)의 출력에 나타나며, 이어지는 신호 처리 회로들(도시되지 않음)로 전달된다.
양자화기(230)의 실수 입력 및 출력 신호들은 감산기(232)에 의해 차분되며, 그 결과로 생긴 실수 신호가 승산기(234)의 입력에 인가된다. 감산기의 출력 신호는 양자화기(230)에 대한 실수 입력 신호와 양자화기(230)로부터 양자화된 실수 출력 신호 사이의 차를 나타낸다. 승산기(234)의 다른 입력은 감산기(232)로부터 실수 신호 출력을 수신한다. 유닛(228)에 의해 분리된 허수 성분과 양자화기(230)의 출력으로부터의 등화된 실수 성분은 유닛(236)에 의해 결합되어 복소 VSB 신호를 발생시키며 이 신호는 승산기(240)의 신호 입력에 인가된다. 승산기(240)의 다른 입력이 공액(conjugation) 네트워크(236)로부터 실수 신호를 수신하며 이 네트워크는 유닛(226)의 복소 출력 신호에서의 허수 성분을 반전시킨다.
승산기(240)의 출력은 실수 통과 대역 신호(단지 복소 승산기의 실수 출력만이 사용되는)이다. 이 신호는 결정 피드백 등화기(214)의 신호 입력에 인가되며, 등화기(214)의 제어 입력은 승산기(234)로부터의 에러 출력 신호(E)를 수신한다. 이 에러 신호는 통과 대역 에러 신호를 나타내며, 계수 제어 신호로써 입력 등화기(210)에 또한 인가된다. 등화기(214)의 출력은 실수이며, 유닛(212)에서 등화기(210)의 등화된 실수 출력 신호와 결합된다. 피드백 등화기(214)는 순방향 등화기(210)에 의해 제거되지 않는 나머지 심볼간 간섭을 제거한다. 결정 피드백 등화기는 잘 공지되어 있다. 다중-스테이지 양자화기(230)는 도 1 을 참조하여 기술된 바와 같이 양자화기(230)와 연관된 멀티플렉서에 인가되는 MUX 제어 신호를 발생시키기 위해 에러 신호를 감지함으로써 도 1에 도시된 바와 동일한 방식으로 MUX 제어 신호에 의해 제어될 수 있다.
도 1의 2차 반송파 복원 루프와 도 2 에서 대응하는 네트워크(226)에서 네트워크(30)의 위상 검출기(32)가 도 3에 상세히 도시된다. 위상 검출기(32)는 단지 VSB 신호의 실수 성분만을 사용하여 반송파의 위상 에러를 측정하며, 반송파 위상에러의 사인(sine)에 비례하는 출력 신호를 발생시킨다. 위상 검출기(32)는 기본적으로 위상 검출기에 대한 실수 성분 입력에서 임의의 직교 위상 성분을 검출한다. 실수 성분의 이와 같은 직교 왜곡은 위상 검출기(32)의 출력에서 명백히 나타나는 위상 오프셋 에러를 나타낸다.
위상 검출기는 도시된 바와 같이 배열된 양자화기(310), 심볼 지연 소자들(312 및 314), 승산기들(316 및 318), 및 감산 결합기(320)를 포함한다. 양자화기(310)는 8-VSB 신호의 경우에는 8 레벨 양자화기이고, 16-VSB 신호의 경우에는 16 레벨 양자화기 등이다. 지연 소자들(312 및 314)은 양자화기(310)의 동작과 연관하여 통과 시간 지연(transit time delay)을 보상하며, 그 결과 신호들은 시간동기적으로 승산기들(318 및 316)에 도달한다. 위상 검출기(32)는 양호한 노이즈 트랙킹을 발생시키면서 입력과 출력 사이에 작은 지연(한 심볼)을 갖는 적은 대기시간 위상 검출기이다.
위상 검출기는 입력 신호 h(t)의 위상(각도) 에러의 사인에 비례하는 위상에러 출력 신호 Ph(t)를 발생시킨다. 이 신호는 도 1에서 알 수 있는 바와 같이 적응형 등화기 출력 신호의 회전된 버전이다. 위상 검출기 출력 신호 Ph(t)는 다음과 같이 정의된다.
Ph(t) = h(t) * h'(t-T) -h'(t) * h(t-T)
여기서 h'(t)는 양자화기 결정 장치(310)의 출력이고, h(t)는 로테이션 후의 적응형 등화기의 출력이며, T는 심볼 주기이다. 위상 검출기 출력 신호 Ph(t)는 그 입력 신호의 사인에 비례할 뿐 타이밍 오프셋에는 비례하지 않는다. 상기 사인 함수는 그 자체로선 수학적 사인 함수가 아니지만, 결국 위상 검출기(32)의 입력-출력 전달 함수의 형상으로부터 초래된다.

Claims (16)

  1. 반송파 오프셋을 나타내는 전송된 신호를 수신하기 위한 시스템에서의 장치로서,
    상기 수신된 신호의 블라인드 등화를 실행하기 위한 등화기(20), 및
    블라인드 등화를 발생시키기 위해 상기 등화기의 동작을 제어하기 위한 제어네트워크로서,
    (a) 상기 등화기로부터의 출력 데이터를 양자화하기 위한 다중 스테이지 반복 양자화기(50)로서, 상기 양자화기는 각각의 스테이지들에서 점진적으로 더 미세한 해상도 양자화 레벨들을 나타내는, 상기 다중 스테이지 반복 양자화기(50),
    (b) 제어 신호를 발생시키기 위해 상기 양자화기로부터의 양자화된 데이터에 응답하는 검출기(60, 66), 및
    (c) 상기 제어 신호를 상기 등화기에 연결하기 위한 수단을 포함하는, 상기 제어 네트워크를 구비하는, 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 수신된 신호는 반송파 오프셋을 나타내며 디지털 영상 데이타를 표시하는 데이터 심볼들(-7, -5, -3, -1, 1, 3, 5, 7)의 1차원 콘스텔레이션으로서 포맷된 잔류 측파대(VSB) 신호이고,
    상기 양자화기는 상기 VSB 심볼 콘스텔레이션을 점진적으로 보다 작은 심볼들의 클러스터들(도 4)로 그룹화하는, 장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 수신된 신호가 8-VSB 신호이며,
    상기 양자화 스테이지들이 2-레벨, 4-레벨 및 8-레벨 양자화를 각각 나타내는, 장치.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 제어 네트워크는 상기 양자화기로부터 출력 데이터의 해상도를 제어하기 위해 제어 신호를 발생시키기 위한 수단(65)을 더 포함하는, 장치.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 등화기에 베이스밴드 근처 신호를 제공하기 위한 제 1 반송파 복원 네트워크(18)를 더 구비하며,
    상기 제어 네트워크는 상기 등화기의 제어 입력에 인가하기 위한 반송파 에러를 나타내는 에러 신호(E)를 더 발생시키는, 장치.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 등화기로부터 출력 신호를 베이스밴드를 향해 시프트하기 위한 반송파 복원 네트워크(22, 30, 62)를 더 구비하는, 장치.
  7. 제 5 항에 있어서, 상기 등화기로부터 출력 신호를 베이스밴드를 향해 시프트하기 위한 제 2 반송파 복원 네트워크(22, 30, 62)를 더 구비하는, 장치.
  8. 제 1 항에 있어서, 반송파 위상 에러를 나타내며, 상기 양자화기로부터 양자화된 출력과 상기 양자화기에 대한 비양자화된 입력 사이의 차를 나타내는 신호를 발생시키기 위한 수단(60), 및
    상기 등화기 및 상기 검출기에 상기 차 신호를 전달하기 위한 수단(62)을 더 구비하는, 장치.
  9. 반송파 오프셋을 나타내고 디지털 영상 데이터를 표시하는 데이터 심볼들의 콘스텔레이션을 포함하는 전송된 비디오 신호를 수신하기 위한 시스템에서, 블라인드 등화를 달성하기 위해 신호 등화기와 연관되어 사용되는 방법에 있어서, 상기 방법은,
    (a) 출력 신호를 발생시키기 위해 상기 수신된 입력 신호를 등화하는 단계와,
    (b) 점진적으로 보다 높은 해상도의 다중 양자화 스테이지들에 따라 상기 등화 단계로부터의 상기 출력 신호를 반복적으로 양자화하는 단계로서,
    (b1) 상기 심볼들의 콘스텔레이션을 다수의 심볼 세트들로 그룹화하는 단계와,
    (b2) 각각의 심볼 세트에 대하여 결정 출력 심볼들을 발생시키기 위해 연관된 결정 영역으로 해상도의 제 1 스테이지 레벨에서 각각의 상기 심볼 세트들을 양자화하는 단계와,
    (b3) 임계값에 대해 상기 결정 출력 심볼들을 평가하는 단계, 및
    (b4) 연속적인 스테이지들에서 점진적으로 더 미세한 양자화 레벨들을 발생시키기 위해 임계값의 함수로서 단계들(b1 내지 b3)을 반복하는 단계를 구비하는, 상기 양자화 단계를 포함하는, 상기 양자화 단계,
    (c) 상기 결정 출력 심볼들의 함수로서 에러 신호를 유도하는 단계, 및
    (d) 상기 에러 신호를 상기 등화기의 제어 입력에 전달하는 단계를 구비하는, 방법.
  10. 제 9 항에 있어서, 각각의 상기 양자화 레벨들은,
    상기 콘스텔레이션 심볼들을 다수의 심볼 세트들로 그룹화하는 단계,
    각각의 세트를 결정 영역에 대해 평가하는 단계, 및
    상기 결정 영역 평가에 근거하여 양자화 결정 심볼 출력들을 제공하는 단계를 구비하는, 방법.
  11. 제 9 항에 있어서, 상기 그룹화 단계에서, 상기 심볼들은 점진적으로 더 작은 심볼들의 세트들로 그룹화되고,
    상기 평가 단계에서, 상기 결정 영역들은 점진적으로 더 좁은 범위를 나타내는, 방법.
  12. 제 9 항에 있어서, 상기 수신된 신호는 데이터 심볼들(-7, -5, -3, -1, 1, 3, 5, 7)의 1차원 콘스텔레이션으로서 포맷된 잔류 측파대(VSB) 신호인, 방법.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 수신된 신호는 8-VSB 신호이고,
    상기 양자화 단계는 2-레벨, 4-레벨 및 8-레벨 양자화를 각각 나타내는 3개의 양자화 스테이지들을 구비하는, 방법.
  14. 제 9 항에 있어서, 상기 단계들(b1 내지 b3)이 각 세트가 단일 심볼을 포함할 때까지 반복되는, 방법.
  15. 제 9 항에 있어서, 1보다 큰 값을 갖는 오프셋 인수(offset factor)에 의해 결정 영역 값들을 수정하는 단계를 더 구비하는, 방법.
  16. 제 9 항에 있어서, 출력 데이터 스트림을 형성하기 위해 상기 결정 심볼 출력들을 다중화하는 단계를 더 구비하는, 방법.
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Families Citing this family (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR0141876B1 (ko) * 1994-11-28 1998-06-15 배순훈 고화질 텔레비젼 지에이 시스템의 180도 위상 에러 보정장치
KR100433639B1 (ko) * 1995-09-20 2004-10-06 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드 잔류측파대변조시타이밍회복을위한장치및방법
KR0155900B1 (ko) * 1995-10-18 1998-11-16 김광호 위상에러검출방법 및 위상 트래킹 루프회로
US5943369A (en) * 1996-02-27 1999-08-24 Thomson Consumer Electronics, Inc. Timing recovery system for a digital signal processor
US6005640A (en) * 1996-09-27 1999-12-21 Sarnoff Corporation Multiple modulation format television signal receiver system
DE69715660T2 (de) * 1996-12-10 2003-07-31 British Telecomm Videokodierung
KR100413414B1 (ko) * 1997-02-17 2004-03-19 엘지전자 주식회사 에이치디티브이(hdtv)의 타이밍 복원장치
KR100413415B1 (ko) * 1997-02-17 2004-03-19 엘지전자 주식회사 에이치디티브이(hdtv)의 타이밍 복원장치
KR100413416B1 (ko) * 1997-02-18 2004-03-19 엘지전자 주식회사 에이치디티브이(hdtv)의 타이밍 복원장치
US6198780B1 (en) 1997-09-12 2001-03-06 Daewoo Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for symbol timing recovery of a vestigial sideband television signal
WO1999023821A1 (en) * 1997-10-31 1999-05-14 Thomson Licensing S.A. Network for eliminating dc offset in a received hdtv signal
GB2332578A (en) * 1997-12-17 1999-06-23 Motorola Inc Demodulators for television receivers
KR100300947B1 (ko) * 1997-12-31 2001-09-03 박종섭 디지털텔레비젼수신장치의세그먼트동기신호검출장치
IL123739A (en) * 1998-03-19 2001-11-25 Infineon Technologies Ag Method and equipment for restoring clock timing in XDSL modems and especially VDSL modems
US6680971B1 (en) * 1998-05-18 2004-01-20 Sarnoff Corporation Passband equalizer for a vestigial sideband signal receiver
US6430234B1 (en) * 1998-05-18 2002-08-06 Sarnoff Corporation Method and apparatus for performing phase detection and timing recovery for a vestigial sideband receiver
US6351293B1 (en) * 1998-05-18 2002-02-26 Sarnoff Corporation Decision directed phase detector
US6430243B1 (en) 1998-05-18 2002-08-06 Sarnoff Corporation Symbol sign directed phase detector
US6219379B1 (en) 1998-11-17 2001-04-17 Philips Electronics North America Corporation VSB receiver with complex equalization for improved multipath performance
US6707861B1 (en) * 1999-10-26 2004-03-16 Thomson Licensing S.A. Demodulator for an HDTV receiver
US6396550B1 (en) 1999-11-05 2002-05-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and device for precision tuning, and method and device for matching vestigial sideband signal in television
KR100348259B1 (ko) * 1999-12-21 2002-08-09 엘지전자 주식회사 잔류측파대 수신기
US6697439B1 (en) * 2000-03-23 2004-02-24 Cyntrust Communications, Inc. Carrier acquisition in a DC/MA system
US7072392B2 (en) 2000-11-13 2006-07-04 Micronas Semiconductors, Inc. Equalizer for time domain signal processing
US6940557B2 (en) 2001-02-08 2005-09-06 Micronas Semiconductors, Inc. Adaptive interlace-to-progressive scan conversion algorithm
US7418034B2 (en) 2001-06-19 2008-08-26 Micronas Semiconductors. Inc. Combined trellis decoder and decision feedback equalizer
AU2003213579B2 (en) 2002-03-04 2008-11-13 Glowlink Communications Technology Detecting and measuring interference contained within a digital carrier
US6980059B2 (en) 2002-04-05 2005-12-27 Micronas Semiconductors, Inc. Data directed frequency acquisition loop that synchronizes to a received signal by using the redundancy of the data in the frequency domain
US6795490B2 (en) * 2002-04-17 2004-09-21 Thomson Licensing S.A. Signal detection in a direct-sequence spread spectrum transmission system
KR20060010778A (ko) * 2003-05-05 2006-02-02 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 복조기, 장치 및 복조 방법
MXPA06013059A (es) 2004-05-12 2007-02-14 Korea Electronics Telecomm Aparato y metodo para sincronizacion de frecuencia correspondiente en un repetidor de canal activo.
KR100577703B1 (ko) 2004-08-27 2006-05-10 삼성전자주식회사 Ｖｓｂ 방식 수신기를 위한 반송파 복원장치 및 그 복원방법
KR100660839B1 (ko) 2004-10-07 2006-12-26 삼성전자주식회사 Ａｔｓｃ 수신기에서의 결합된 심볼 타이밍 및 캐리어위상 복원 회로
JP4519599B2 (ja) 2004-10-07 2010-08-04 株式会社半導体エネルギー研究所 半導体装置
JP4374478B2 (ja) 2005-03-02 2009-12-02 独立行政法人情報通信研究機構 受信装置、受信方法、プログラム、および、情報記録媒体
US8036332B2 (en) 2007-03-30 2011-10-11 4472314 Canada Inc. Communication signal symbol timing error detection and recovery
CN101320982B (zh) * 2007-06-06 2011-12-07 智原科技股份有限公司 时序回复参数产生电路以及信号接收电路
US8559563B2 (en) 2008-01-14 2013-10-15 Thomson Licensing Pseudo tone-based symbol timing recovery and carrier tracking loop detectors for vestigial sideband receivers
CN101431506B (zh) * 2008-12-17 2012-09-05 炬力集成电路设计有限公司 一种调整副载波的频率步长值的方法和装置
US9571326B2 (en) 2009-03-05 2017-02-14 SeeScan, Inc. Method and apparatus for high-speed data transfer employing self-synchronizing quadrature amplitude modulation
US8761325B2 (en) * 2010-06-28 2014-06-24 Ben WILLCOCKS Digital receivers
US9634878B1 (en) 2011-09-08 2017-04-25 See Scan, Inc. Systems and methods for data transfer using self-synchronizing quadrature amplitude modulation (QAM)
FR3032323B1 (fr) * 2015-02-03 2017-03-17 Commissariat Energie Atomique Procede et dispositif de modulation de phase d'une onde porteuse et application a la detection de signaux numeriques multi-niveaux codes en phase
CN105871532B (zh) * 2016-03-30 2019-02-01 电子科技大学 一种相位同步装置及方法
CN111917679B (zh) * 2020-08-12 2021-04-06 雅泰歌思（上海）通讯科技有限公司 在低信噪比条件下载波及符号定时同步方法
KR102480018B1 (ko) * 2021-03-23 2022-12-22 한국과학기술원 주입 잠금 발진기의 발진 주파수 교정 장치

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS4925375B1 (ko) * 1968-12-09 1974-06-29
US3800228A (en) * 1972-02-23 1974-03-26 Honeywell Inf Systems Phase jitter compensator
US3849730A (en) * 1973-06-20 1974-11-19 Bell Telephone Labor Inc Carrier recovery in vestigial sideband data receivers
IT1052696B (it) * 1975-12-18 1981-07-20 Cselt Centro Studi Lab Telecom Procedimento e dispositivo numerico per la correzione adattativa della fase nella demodulazione coerente di segnali numerici
US4358853A (en) * 1981-01-22 1982-11-09 Codex Corporation Digital modem transmitter
US4438521A (en) * 1982-06-07 1984-03-20 Rca Corporation Automatically adaptive transversal filter
US4484335A (en) * 1982-10-14 1984-11-20 E-Systems, Inc. Method and apparatus for despreading a spread spectrum signal at baseband
KR900000464B1 (ko) * 1984-10-05 1990-01-30 가부시기가이샤 히다찌세이사꾸쇼 복조 회로
GB2176356A (en) * 1985-06-12 1986-12-17 Philips Electronic Associated Method of, and demodulator for, digitally demodulating an ssb signal
GB8604981D0 (en) * 1986-02-28 1986-04-09 Mcgeehan J P Data transmission
US5040191A (en) * 1987-02-24 1991-08-13 Codex Corporation Partial response channel signaling systems
DE3778549D1 (de) * 1987-11-13 1992-05-27 Ibm Schnelle takterfassung fuer partial-response-signalisierung.
CA2018855C (en) * 1989-06-14 1993-09-21 Shousei Yoshida Burst demodulator for establishing carrier and clock timing from a sequence of alternating symbols
JP3224555B2 (ja) * 1990-07-31 2001-10-29 株式会社リコー モデム
KR0165237B1 (ko) * 1991-07-08 1999-03-20 강진구 자동채널매칭시스템 및 그의 방법
CA2073944C (en) * 1991-07-26 2000-09-19 Woo H. Paik Carrier phase recovery for an adaptive equalizer
JP3137370B2 (ja) * 1991-08-07 2001-02-19 株式会社東芝 デジタルｐｌｌ回路
US5363408A (en) * 1992-03-24 1994-11-08 General Instrument Corporation Mode selective quadrature amplitude modulation communication system
US5297166A (en) * 1992-07-02 1994-03-22 National Semiconductor Corporation Method and apparatus for decision feedback equalization with reduced convergence time
US5268761A (en) * 1992-08-19 1993-12-07 Rca Thomson Licensing Corporation Automatic gain control system for a high definition television signal receiver including an adaptive equalizer
US5386239A (en) * 1993-05-03 1995-01-31 Thomson Consumer Electronics, Inc. Multiple QAM digital television signal decoder
US5396518A (en) * 1993-05-05 1995-03-07 Gi Corporation Apparatus and method for communicating digital data using trellis coding with punctured convolutional codes
US5410368A (en) * 1993-12-29 1995-04-25 Zenith Electronics Corp. Carrier acquisition by applying substitute pilot to a synchronous demodulator during a start up interval
US5398073A (en) * 1994-04-12 1995-03-14 At&T Corp. Concatenated coded vestigial sideband modulation for high definition television

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Publication number Publication date
KR100384210B1 (ko) 2003-08-19
DE69532170D1 (de) 2003-12-24
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DE69535494D1 (de) 2007-06-21
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TW256978B (en) 1995-09-11
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KR100339110B1 (ko) 2002-10-25
JP3651896B2 (ja) 2005-05-25
DE69527419D1 (de) 2002-08-22
JPH09510839A (ja) 1997-10-28
WO1995026105A1 (en) 1995-09-28
MX9604220A (es) 1998-05-31
JPH09510841A (ja) 1997-10-28
KR970702617A (ko) 1997-05-13
WO1995026075A1 (en) 1995-09-28
JPH09510840A (ja) 1997-10-28
KR970701943A (ko) 1997-04-12
MX9604225A (es) 1998-05-31
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TW306112B (ko) 1997-05-21
CN1071525C (zh) 2001-09-19
GB9405487D0 (en) 1994-05-04
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BR9507202A (pt) 1997-09-02
BR9507070A (pt) 1997-09-09
JP4044132B2 (ja) 2008-02-06
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EP0752172A1 (en) 1997-01-08
CN1144580A (zh) 1997-03-05
EP0752185A4 (en) 1998-10-21
JP3649735B2 (ja) 2005-05-18
DE69535494T2 (de) 2008-01-10
CN1085467C (zh) 2002-05-22
EP0801866A1 (en) 1997-10-22
MY115343A (en) 2003-05-31
EP0801866A4 (en) 1998-10-21
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MY115172A (en) 2003-04-30
JP3651895B2 (ja) 2005-05-25
DE69532170T2 (de) 2004-08-26
EP0801866B1 (en) 2003-11-19
CN1144579A (zh) 1997-03-05
CN1144589A (zh) 1997-03-05
MY114158A (en) 2002-08-30
EP0752172A4 (en) 1998-10-21
MX9604223A (es) 1998-05-31
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