KR100339110B1 - 잔류측파대신호를위한반송파회복시스템 - Google Patents

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Abstract

잔류 측파대(VSB) 형태로 전송된 HDTV 신호를 프로세싱하는 텔레비전 신호 수신기는 타이밍 회복 네트워크(30)와 반송파 회복 네트워크(50)가 공유하는 입력복소수 필터를 포함한다. 필터 네트워크는 억압 부반송파 AM 출력 신호를 발생하기 위한 VSB 신호(도 2)의 상하부 대역 단부 주위에서 미러 영상화된(mirror imaged) 한 쌍의 상하부 대역 단부 필터(20, 22)를 포함한다. 타이밍 회복 네트워크는 위상 검출기(28, 38)를 포함하고, 시스템 클록(CLK)의 동기화를 위해, 두 개의 필터(26을 통해)로부터 유도된 AM 신호에 응답한다. 또한, 반송파 회복 네트워크(50)는 위상 검출기(54, 60, 62, 64)를 포함하고, VSB 신호의 위상/주파수 오프셋을 나타내는 출력 에러 신호(

Description

잔류 측파대 신호를 위한 반송파 회복 시스템{Carrier recovery system for a vestigial sideband signal}
수신기의 VSB 또는 QAM(직교 진폭 변조된) 신호로부터 데이터의 회복하기 위해서는 다음의 세 가지 기능, 심벌동기화를 위한 타이밍 회복, 반송파 회복(주파수 복조) 및 균등화가 필요하다. 타이밍 회복은 수신기의 클록(시간축)이 송신기의 클록에 동기화되는 프로세싱이다. 이로 인해 수신된 심볼값의 방향-결정 프로세싱에 관련된 슬라이싱(slicing) 에러의 발생 기회가 줄어들어, 수신된 신호가 시간축의 최적점에서 샘플링된다. 반송파 회복은 수신된 RF 신호를 낮은 중간 주파수통과 대역으로 주파수 이동한 이후, 변조 기저 대역 정보를 회복하기 위해 기저 대역으로 주파수 이동하는 프로세싱이다. 균등화는 수신된 신호에 영향을 준 전송채널 분산 효과를 보상하는 프로세싱이다. 특히, 균등화는 채널의 저역 통과 필터링의 효과를 포함하는 전송 채널 분산에 의해 야기된 기저 대역 부호간 간섭(ISI)을 제거한다. ISI로 인해 소정의 심볼값이 전후의 심벌값에 의해 왜곡된다.
QAM 신호에 대한 타이밍 회복은 주로 수신기에서 실행하는 제 1 기능이다. 타이밍은 중간의 통과 대역 신호 또는 인접 기저 대역 신호, 즉 반송파 회복 네트워크에 의해 정정되는 반송파 오프셋을 갖는 기저 대역 신호로부터 회복된다. 각각의 경우에 있어서, 기저 대역 복조에 이전에 타이밍을 설정할 수 있다. 반송파 회복 복조 프로세싱은 주로 두 단계로 실행된다. 먼저, 어떤 주파수 오프셋이 입력된 통과 대역 신호와 소정의 기저 대역 신호 사이에 있는지에 대한 "최상의 추측"을 사용하는 주파수 이동기가 통과 대역 신호를 인접 기저 대역으로 복조한다. 주로 수신기에서 아날로그-디지탈 변환을 하기 전에, 일반적으로 아날로그 회로에서 상기 주파수 이동을 실행한다. 다음에 상기 인접 기저 대역 신호에 균등화를 실행한다. 최종 기저 대역 출력 신호를 발생하기 위해 인접 기저 대역 신호로부터 잔류 주파수 오프셋을 제거하는 반송파 회복을 디지탈 수신기 회로에서 실행한다. 등화기는 인접 기저 대역으로 이동시키는 기능을 하는 제 1 로컬 발진기와 반송파 회복 네트워크 사이에 삽입된다. 왜냐면, 반송파 회복 프로세싱은 전형적으로 등화기 기능에 의해 제공되는 부분적으로 열린 "눈"(open "eye")을 필요로하는 직접-결정 프로세싱(공지된)이기 때문이다.
QAM 신호는 실수 및 허수축에 의해 정해지는 2차원 데이터 심벌 배열로 표시된다. 대조적으로 VSB 신호는 하나의 축만이 수신기에서 회복될 양자화된 데이터를 포함하는 1 차원 데이터 심벌 배열로 표시된다. 파일럿 신호는 VSB 신호의 동기화된 복조를 돕는다. 파일럿 신호는 전형적으로 잔류 위상 또는 주파수 에러 없이 제 1 단계에서 VSB 신호를 기저 대역으로 복조한다. QAM 신호에 대해 실행되었던 순서대로, 타이밍 회복, 복조 및 균등화의 기능이 종래의 기술을 사용하는 VSB 신호에 대해 실행되지 않는다. QAM 신호에 대한 여러 타이밍 회복 방법은 인접 기저 대역 신호와 기저 대역 신호 사이의 주파수 오프셋과는 무관하다고 공지되어 있다. 그러나, 일반적으로 주파수와 무관한 타이밍 회복 방법은 VSB 신호에 적합하지 않다. 이런 이유로, 최초로 VSB 시스템에서 기저 대역으로의 절대값 복조를 실행하게 되었다.
파일럿 신호를 지원하는 VSB 시스템에 있어서, 파일럿 요소는 작은 DC 오프셋을 가지고 전송기의 기저 대역 신호에 주입된다. 상기 DC 오프셋은 DC 오프셋이 고주파 코사인 함수의 형태와 같이 변화하는 신호와 곱해질 때 유사한 위상 반송파톤(tone)을 발생한다. 상기 반송파 톤은 위상 동기 루프(PLL)에 의해 수신기 복조기에서 변조된 VSB 신호를 기저 대역으로 변환시키기 위하여 사용될 수 있다. 파일럿은 VSB 신호의 DC 요소를 나타내고, 이 DC 요소는 잔류 측파대의 중심에 위치하므로, 데이터 자신에 의해 야기되는 변조 잡음의 중심에 위치한 것처럼 보인다. 일반적으로 이런 변조 잡음은 수신기의 파일럿 트랙킹 PLL에게 악영향을 주는 신호이다.
파일럿은 PLL 이전에 협대역 통과 필터의 수단에 의해 추출될 수 있다. 그러나, 데이터 잡음을 충분히 제거하기 위하여 협대역폭을 갖는 필터가 필요하므로, 특히 소비자 등급의 튜너가 사용될 때, 트랙킹 PLL은 입력되는 신호의 모든 위상 및 주파수 오프셋을 트랙킹할 수 없다. 파일럿 요소를 기저 대역으로 이동시키는 것은 디지탈 영역에서 쉽게 이루어지지 않는다. 아날로그 회로를 사용한다면, 예컨대 허용 오차 및 온도 효과에 대한 보상의 문제가 야기된다. 파일럿 요소는 또한 전력을 소모하고, 채널 널(channel null)과 같은 전송 채널 동요(perturbation)는 파일럿을 제거할 가능성이 있다. 이런 이유 및 다른 이유로, 수신된 신호의 파일럿 요소에 의존하지 않고 VSB 신호를 기저 대역으로 복조할 수 있는 시스템을 제공할 필요가 있다.
파일럿 요소를 포함하는 VSB 시스템의 한 예로서 최근에 미국에서 제안된 Grand Alliance HDTV 전송 시스템이 있다. 패킷화된 데이터 스트림을 전송하기 위해 VSB 디지탈 전송 포맷을 채용하는 상기 시스템은 미국내의 Advanced Television Service의 자문 위원회(ACATS)를 통해 연방 통신 위원회에서 평가되었다. 1994. 2. 22에 ACATS 기술 소그룹에 제출된(초안) Grand Alliance HDTV 시스템에 대한 설명서는 국제 방송 협회의 1994년 회보와 48차 정기 방송 기술자 회의 회보(1994,3, 20-24)에 공개되었다.
본 발명은 디지탈 신호 프로세싱 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 예컨대 고화질 텔레비전(HDTV) 정보를 갖는 변조가능한 잔류 측파대(VSB) 신호를 수신하는 수신기에 사용되는 반송파 회복 시스템에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 원리에 따른 반송파 회복 시스템을 포함하는 HDTV와 같은 개선된 텔레비전 수상기의 부분 블록 선도.
도 2 내지 도 6은 도 1의 시스템의 동작과 관련된 신호의 진폭 대 주파수 응답을 도시하는 도면.
본 발명의 요약
본 발명의 원리에 따라, VSB 신호용으로 적합한 반송파 회복 복조 시스템은 파일럿 신호 또는 동등한 신호에 의존하지 않고 반송파 회복을 양호하게 실행한다. 이것은 필터 네트워크와 필터 네트워크로부터 출력된 신호에 응답하는 위상 검출기를 사용하여 이루어진다. 필터 네트워크는 억압 반송파 이중 측파대 진폭 변조(AM) 신호를 발생하기 위해, VSB 신호의 주파수 스펙트럼의 상하부 대역 단부 중 하나이상의 단부에 대하여 응답하는 대역 단부 응답들 갖는다.
본 발명의 특성에 따라, 필터 네트워크는 이중 측파대 진폭 변조 신호를 제 1 및 제 2 필터 출력에 발생하기 위해 VSB 신호 주파수 스펙트럼의 상하부 대역 단부에 각각 관련된 대역 단부 응답을 갖는 제 1 및 제 2 디지탈 대역 단부 필터를 포함한다. 필터 응답은 제 1 및 제 2 필터가 각각 필터링하는 대역 단부에서 상기 수신된 VSB신호의 주파수 스펙트럼을 보완한다.
도 1에 있어서, 예컨대 RF 동조 회로, 디지탈 형태로 변환이 용이한 중간 주파수 통과 대역을 발생하기 위한 이중 변환 튜너 및 적절한 이득 제어 회로를 포함하는 입력 네트워크(14)는 안테나(10)로 수신된 방송 VSB HDTV 아날로그 신호를 프로세싱한다. 수신된 VSB 신호는 도시된 것과 같이, Grand Alliance HDTV 규격에 따라, 종래의 NTSC 6 MHz를 점유하는 대략 10. 76 M심벌/초의 심벌 속도를 갖는 8-VSB 신호이다. 특히, 상기 예에서 수신된 VSB 신호는 다음의 8 개의 데이터 심벌로 정의된 1 차원의 데이터 배열을 갖는 8-VSB 신호이다.
이 시스템에 대한 나이퀴스트 대역폭은 예컨대 각각의 대역 단부에서 0. 31MHz의 초과 대역폭을 갖으므로, 공칭적으로 5. 38 MHz 이다. 공개된 시스템은 예컨대 16-VSB 신호에도 사용가능하다.
입력 프로세서(14)로부터의 출력 신호는 2 샘플/심벌의 샘플 속도로 동작하는 아날로그-디지탈 변환기(16)에 의해 아날로그에서 디지탈 형태로 변환된다. 수신된 VSB 신호는 파일럿 요소를 포함할 수 있고, 유니트(14)에 의해 복조되므로, 6 MHz 대역의 중심이 공칭적으로 5. 38 MHz에 위치하게 된다. ADC(16)에 입력되는 상기 신호의 주파수 스펙트럼은 2. 38 - 8. 38 MHz의 범위를 점유한다. 타이밍 동기화가 설정되면, ADC 유니트(16)는 심벌 속도의 두 배인 21. 52 MHz의 속도로 신호를 샘플링 한다. 원래의 기저 대역의 펄스 진폭 변조된(PAM) 신호의 DC 점을 나타내는 파일럿 요소는 1/8 fsr인 2. 69 MHz(나이퀴스트 주파수)에 공칭적으로 위치한다. 다름의 설명에 있어서,
fC는 전송된 신호의 반송파 주파수(공칭적으로 5. 38 MHz)이고,
fst는 전송된 심벌 주파수(10. 76 M심벌/초, 또는 4배의 나이퀴스트 주파수)이고,
fsr는 수신기 샘플링 주파수(21. 52 Mhz)이다.
타이밍 록에서, fsr= 2 fst이다. 기저 대역으로 복조가 일어나는 반송파 록에서, fC= 1/4 fsr이다.
ADC 유니트(16)로부터의 디지탈 신호는 나이퀴스트 주파수 부근의 거울 영상필터인 두 개의 복소수 대역 단부 필터(20, 22)에 인가된다. 각각의 필터는 실수 및 허수 기능을 나타내고, 실수 및 허수 요소를 포함하는 필터로부터 신호를 출력하게 된다. 도 1에 있어서, 문자(C)는 실수 및 허수 요소를 갖는 복소수 신호를 전송하는 경로를 디자인한다. 다른 신호 경로는 실수 요소만을 전송한다. 필터(20, 22)는 허수 요소가 없는 출력 신호, 즉 양음의 스펙트럼 요소중 하나만을 포함하는 출력 신호를 발생한다. 이것은 나중에 제거하기 어려운 허수 요소를 발생하지 않는다는 장점은 지닌다. 이런 시스템에 있어서, 필터(20, 22)를 도 2에 도시된 바와 같이 음의 스펙트럼 요소를 갖는 복잡한 분석적인 출력 신호를 갖도록 디자인한다. 음의 스펙트럼은 임의적인 값이나, 양의 스펙트럼은 선택가능하다.
도 2는 필터(20, 22)의 대역 통과 응답과 필터(20, 22)의 입력에 인가된 수신된 VSB의 대역폭이 도시된 음의 주파수 스펙트럼을 도시한다. 입력된 실수 신호는 양음의 스펙트럼을 갖는다. 공지된 기술을 사용하여 음의 스펙트럼을 남겨둔채로 양의 스펙트럼을 제거한다. 필터(20)는 VSB 신호의 음의 스펙트럼의 상부 대역단부를 추출하고, 필터(22)는 VSB 신호의 음의 스펙트럼의 하부 대역 단부를 추출한다. 상부 대역 단부는 양음에 관계없이 가장 높은 주파수 요소를 포함한다. 하부 대역 단부는 가장 낮은 주파수 요소와 관련있다. 필터(20, 22)의 대역 단부 응답과 VSB 신호는 나이퀴스트 점에서 교차한다. 도 2와 이후의 도면에서, 심벌(Δ)은 인접 기저 대역 신호, 기저 대역으로 완전히 주파수 이동되지 않은 신호에 관련된 반송파 주파수 오프셋을 디자인한다. 상기 오프셋을 반송파 회복(기저 대역 복조) 네트워크와 관련하여 상세히 설명할 것이다.
필터(20, 22)의 응답은 도 2에 도시된 바와 같이 필터링되는 대역 단부에서 입력 신호의 주파수 스펙트럼을 보완한다. 필터의 응답은 파일럿 요소가 수신된 VSB 신호(도 3)에서 존재하지 않을 때 이중 측파대 억압 반송파 진폭 변조(AM) 신호를 발생하고, 파일럿이 대역 단부에 존재할 때 이중의 측파대 잔류 반송파 AM 신호를 발생하는데 영향을 준다. 주파수(f1)의 왼편과 주파수(f2)의 오른쪽의 필터(20) 응답은 중요하지 않다.
타이밍 및 반송파 록을 설정하기 이전에, 이들 AM 신호는 타이밍 및 반송파 회복에 사용될 주파수(및 위상) 오프셋을 포함한다. 구체적으로, 상부 대역 단부 필터(20)의 출력으로부터 얻어진 AM 신호의 중앙은 -f1C-1/4 fst에 위치한다. 파일럿 신호가 존재하다면(Grand Alliance HDTV 시스템에서와 같이), 이 주파수에서 발생한다. VSB 신호일 경우, 주파수(1/4 fst)는 심벌 주파수의 1/4이다. 유사하게 낮은 대역 단부 필터의 출력으로부터 얻어진 AM 신호의 중앙은 -fC+1/4 fst(나이퀴스트 주파수)에 위치한다. ADC 유니트(16)의 샘플링 클록 입력(CLK)의 주파수가 상하부 억압 반송파 대역 단부 AM 신호의 반송파 주파수 차이값의 4배일 때(도 3), 타이밍 동기화가 얻어진다.
티이밍 회복 시스 다음과 같이 동작한다. 필터(22)로부터 출력된 신호는 신호의 스펙트럼을 음에서 양으로 반전시키기 위하여 유니트(25)에 의해 결합된다. 이것은 도 4에 도시되었다. 컨쥬게이션은 공지된 방법으로 신호를 실수 및 허수요소로 나누는 유니트(25)에서 실행되는 공지된 프로세싱이다. 허수 요소는 -1 팩터를 곱함으로써 반전된다. 반전된 허수 요소와 원래의 실수 요소는 재결합된다. 재결합된 하부 대역 단부 AM 신호는 곱셈기(26)에서 필터(20)로부터의 상부 대역단부 AM 신호와 곱해진다. 곱셈기(26)로부터 출력된 AM 신호는 도 5에 도시된 바와 같이 제거된 반송파 주파수 요소(fC)를 갖는다. 상부 대역 단부 요소의 음의 반송파는 하부 대역 단부로부터 결합된 AM 신호의 양의 반송파를 삭제하기 때문에, fC요소는 제거된다. 곱해진 두 개의 AM 신호가 이중 측파대 신호이기 때문에, AM 신호가 억압 반송파 중심 주파수 1/2 fst에서 유지된다. 주파수 영역에서, 이들 신호는 기저 대역에서 우함수로서(실수 요소만으로서) 표시되고, 이들의 컨볼루션은 기저 대역에서 우함수값으로 표시된다.
곱셈기(26)로부티의 AM 출력 신호의 대역폭은 컨볼루션 프로세싱에 의해 2배가 된다(시간에서 곱셈은 주파수에서 컨볼루션을 형성한다). 모든 다른 샘플을 0으로 유도함으로써, 수신기 샘플링 클록(CLK)의 주파수는 어떠한 반송파 오프셋(Δ)과도 무관한 입력 VSB 신호의 심벌 주파수에 동기가 맞춰질 수 있다. 이것은 다음과 같이 타이밍 회복 네트워크(30)의 위상 검출기(28)에 의해 샐행된다.
곱셈기(26)(도 5)로부터 출력된 이중 측파대 AM 신호의 허수 요소는 미스-타이밍 크기를 표시한다. 실수 요소는 미스-타이밍의 방향을 지시한다(AM 억압 반송파 신호는 해결될 수 있는 180도의 모호성을 갖는다). 이 AM 신호가 완벽히 동기화되면, 허수 요소는 존재하지 않는다. 곱셈기(26)로부터의 이중의 측파대 AM 신호는 공지된 분리 기술을 사용하는 위상 검출기(28)내의 유니트(32)에 의해 실수 및 허수 구성 요소로 분리된다. 공지된 기술을 사용하여, 번환 유니트(34)는 실수요소의 부호를 결정하고(방향 정보에 대해), 이 부호를 분리된 허수 요소 샘플과 곱한다. 곱셈기(26)의 출력은 타이밍 록이 얻어졌을 때 타이밍 제어 루프의 동작에 의해 0 으로 유도되는 에러 신호를 나타낸다.
이중 측파대 신호의 반송파 주파수는 공칭적으로 1/2 fsr에 위치하므로, 곱셈기(36)로부터 출력된 신호의 허수 요소는 록크에서 0이 될 것이다. 허수 요소를 실수 요소의 부호와 곱하여 위상 검출기(28)가 양음의 주파수 오프셋을 구분할 수 있게 한다.
위상 검출기(28)로부터 출력된 신호는 공지된 바와 같이 적분 경로와 비례 경로를 포함하는 저역 통과 루프 필터(38)로 필터링되고, 1/2 fsr의 주파수에서 록크된다. 루프 필터의 목적은 허수 요소의 모든 다른 샘플을 0 으로 유도하는 것이기 때문에, 입력 신호의 모든 다른 샘플을 프로세싱하기 위해 루프 필터(38)는 동기화된다. 루프 필터(38)의 출력은 전압 제어 발진기(40:VCO)에 인가되는 DC 전압이다. 발진기(40)는 ADC 유니트(16)에 DC 전압의 함수로서 수신기 샘플링 클록(CLK)을 제공한다. 상술된 네트워크(30)를 포함하는 타이밍 회복 시스템이 제공하는 ADC 샘플링 클록이 필터(20, 22)(도 3)로부터의 두 개의 AM 출력 신호의 반송파 주파수 차이값의 4 배가 될 때, 타이밍 동기화가 얻어진다. 필터(38)의 비례 및 적분 제어부는 공지된 바와 같이 이득 제어 스칼라(K1, K2)를 각각 사용하여 조정될 수 있다. 이들 스칼라 값은 포착 모드에서 신고 포착을 유용하게 하기 위해큰값으로 설정되고, 트래킹 모드에서 잡음 면역을 증가시키기 위해 값이 줄어들 수 있다. 타이밍 록크를 얻기 위해 요구되는 시간은 예컨대 신호에 존재하는 잡음량과 다중 경로 왜곡량, 제어 루프 대역폭, 및 제어 루프 시정수의 함수에 따라 변한다.
반송파는 도 1의 시스템 내에서 두가지 다른 방법을 사용하여 회복될 수 있다. 제 1 방법은 상술된 것과 유사한 방식으로 타이밍 회복을 위해 필터(20, 22)로부터 출력된 두 대역 단부 AM 신호를 모두 사용한다. 다른 방법은 수신된 신호의 한 대역 단부만을 사용한다. 제 2 방법은 파일럿을 포함하는 대역 단부를 전형적으로 사용하는 것이다. 파일럿 요소와 관련된 별도의 에너지는 낮은 신호-잡음조건에서 반송파 회복 루프의 성능을 증가시킨다. 그러나, 두 방법 모두 파일럿 요소를 요구하지 않는 것이 유리함을 주목해야 한다.
두 대역 단부를 사용하는 반송파 회복 방법은 타이밍 회복을 위해 신호를 결합하지 않고, 곱셈기(45)에서 필터(20, 22)의 출력을 곱한다. 이런 곱셈은 곱셈기(45)의 출력에 반송파 주파수(-2fC)를 갖는 억압 반송파 AM 신호를 발생한다. 심벌속도 요소(fst)는 상기 AM 신호로부터 완전히 제거된다. 반송파 오프셋(Δ)이 존재하면, 도 6에 도시된 바와 같이, 반송파 주파수는 -2fc-2Δ에 위치한다. 지금까지, 반송파 회복 프로세싱은 수신기 복조 샘플링 클록 주파수(fsr)와는 무관하게 실행되었다.
디지탈 신호 프로세싱 응용에 있어서, 일반적으로 디지탈 신호 프로세서의 클록 주파수와 고조파적으로 관련된 신호를 쉽게 발생할 수 있는 전압 제어발진기(VCOs) 또는 스펙트럼 이동기를 디자인하는 것이 바람직하다. 이런 관점에 있어서, 곱셈기(45)(도 6)로부터 출력된 복소수 이중 측파대 AM 신호는 -2fc의 반송파 오프셋을 무시하는) 주파수 또는 -2fc-2Δ의(오프셋을 포함하는) 주파수에 중심이 위치되는 것이 주목된다. 이는 이 AM 신호가 에일리어싱 폴드오버(foldover) 영역에 걸쳐 존재하는 것을 의미한다. 더욱 구체적으로, 도 6에 도시된 AM 신호의 좌측 측대역부는 실제로 양의 주파수 스펙트럼과 겹쳐진다. 이런 AM 신호는 음의 반복 대역에 인접한 양의 주파수 요소가 제거된 복소수 신호이기 때문에, 에일리어싱은 발생하지 않는다.
반송파 회복 네트워크의 설계를 단순화하기 위하여, 관련된 위상 검출기(54)는 필수적으로 타이밍 회복 네트워크(30)에 사용된 위상 검출기(28)와 동일하다. 설계를 단순화하기 위해, 위상 검출기(54)에 대한 AM 입력 신호의 반송파는 1/4 fsr로 유도되어야 한다. 위상 위상 검출기(54)에 대한 AM 신호 입력의 반송파는 +1/4 fsr에서 동작하는 복소수 스펙트럼 이동기를 사용하여 1/4 fsr의 주파수로 이동된다. 스펙트럼 이동기는 복소수 곱셈기(52, 64)를 포함한다. 곱셈기(64)는 VCO(62)의 출력 신호를 +1/4 fsr만큼 이동시키는 1/4 fsr샘플링 신호에 응답한다. VCO(62)의 응답은 타이밍 제어 루프내의 VCO(40)과 유사하고, 타이밍 회복 루프내의 필터(38)와 유사한 저역 통과 루프 필터(60)에 의해 발생된 DC 전압에 응답한다. 루프 펄스에 의해 발생된 주파수 오프셋과 고정된 1/4 fsr을 더한 만큼을 포함한 신호인, 곱셈기(64)로부터 출력된 복소수 신호는 복소수 곱셈기(52)에 인가된다. 곱셈기(52)의 다른 입력은 복소수 곱셈기(45)로부터 출력된 -2fc에 중심이 있는 AM 신호를 수신한다.
위상 검출기(54)는 타이밍 회복 루프내의 위상 검출기(28)와 동일하게 동작한다. 위상 검출기(54)는 실/허 요소 분리기(55), 부호 함수 변환 네트워크(56), 및 출력 곱셈기(57)를 포함한다. 위상 검출기(54)는 곱셈기(52)로부터의 출력된 신호의 허수 요소를 실수 요소의 부호에 곱함으로써 동작한다. 이는 허수 요소의 모든 다른 샘플값을 0으로 유도한다. 위상 검출기(28)와 같이 위상 검출기(54)는 샘플의 동일 집합(즉, 우수 또는 기수, 둘 다는 아님)에서 동작하기 때문에, 심벌 속도의 2 배가 아닌 다른 심벌속도로 출력 샘플을 공급하기 위해 루프 필터(60)(필터(38)와 동일)가 필요하다. 심벌당 2 샘플이 요구되는 경우와 비교하여 볼 때, 이런 방법은 루프 필터의 복합성을 상당히 감소시킨다.
반송파 회복 네트워크에 입력되는 곱셈기(45)의 출력은 중심이 -2fc-2Δ인복소수 이중 측파대 억압 반송파 AM 신호이다. 반송파 루프내의 VCO(62)의 출력은 거의 2Δ에 가까운 신호이다. 이런 신호를 VCO(62)의 출력에 발생하기 위해, 신호(1/4fsr)는 곱셈기(64)를 통해 반송파 루프에 더해져서 2fc요소를 제거하게 된다. VCO(62)로부터 출력된 복소수 신호(2Δ)는 2로 나뉘는 주파수 분할기(70)에 의해 반송파 회복 네트워크(50)의 출력 신호(Δ)로 변환된다. 출력 신호(Δ)는 (주파수스펙트럼 없이) 반송파 위상/주파수 오프셋을 나타내는 톤(tone)이다.
ADC 유니트(16)로부터 출력된 VSB 신호는 유니트(72)에 의해 지연된 후 곱셈기(74)에 입력되고, 유니트(72)는 필터(20, 22)를 통한 신호 지연을 보상한다. 지연 유니트(72)로부터 출력된 신호는 블록(72)에 인접 주파수 스펙트럼 다이어그램에 의해 도시된 바와 같이, 기저 대역 대칭 이중 측파대 VSB 신호 근처의 복소수 신호이다. 곱셈기(74)의 출력에서 주파수 스펙트럼 다이어그램에 의해 도시된 바와 같이, 이런 신호는 곱셈기(74)에 의해 기저 대역 근처로 이동되고, 곱셈기(74)는 인접 기저 대역 상부 VSB 측파대를 출력하기 위해 1/8 fsr에서 동기화된다. 곱셈기(74)로부터 출력된 인접 기저 대역 VSB 신호는 복소수 곱셈기(71)의 제 1 입력에 인가되고, 반송파 회복 네트워(50)로부터 출력된(오프셋을 나타내는) 신호(Δ)는 곱셈기(71)의 제 2 입력에 인가된다. 곱셈기(71)의 기능은 대체적으로 VSB 신호 내의 오프셋(Δ)을 제거하여 측파대 VSB 신호를 발생하는 것이다.
곱셈기(71)의 출력에 나타나는 복조된 VSB 복소수 신호는 기저 대역에 위치하여아만 하고, 대부분 그렇다. 그러나, 실제로 이런 신호는 잔류 위상 오프셋을 포함할 수 있으므로, 보상이 필요하다. 이것은 공지된 구조를 갖는 등화기(75)에 의해 실행된다. 등화기(75)는 공지된 바와 같이 채널 분산을 보상하고, 균등화된 출력 신호를 발생하며, 유니트(76)는 상기 신호를 디코딩하고, 출력 프로세서(78)는 이후에 프로세싱한다. 디코더(76)는 예컨대 격자 디코더, 디인터리버(de-interleaver), 리드 솔로몬(Ree-Solomon) 에러 정정, 및 공지된 오디오/비디오 디코더 네트워크를 포함할 수 있다. 출력 프로세서(78)는 오디오 및 비디오 프로세서와 오디오 및 비디오 재생 장치를 포함할 수 있다.
반송파 회복은 다음과 같이 입력 신호의 단일 대역 단부를 시용하여 실행될수 있다. 하부 대역 단부 필터(22)는 -fc+ 1/4 fst의 반송파 주파수를 갖는 이중 측파대 AM 신호를 발생한다. 이는 필터(20)로부터 곱셈기(45)에 입력되는 값을 단일값으로 설정함으로써 실행된다. 이는 필터(20)의 출력과 곱셈기(45)의 상부 입력 사이의 신호 경로내에 곱셈기를 배치함으로써 실행된다. 곱셈기의 제 1 입력은 필터(20)로부터 출력된 신호를 수신하고, 제 2 입력은 단일값 신호를 수신한다. 곱셈기의 제어 입력에 인가된 제어 신호에 응답하여, 단일값 신호는 곱셈기(45)의 입력에 전송된다. 단일값의 신호가 이용되면, 상부 대역 단부 필터(20)로부터 출력된 신호는 곱셈기(45)로부터 분리된다. 두 대역 필터를 사용하는 시스템에 있어서, 타이밍 및 반송파 록크는 거의 동일한 시간에 발생할 수 있다. 오직 한 대역단부 필터만을 사용하는 시스템에 있어서, 반송파 록크는 잡음, 루프 이득 및 루프 대역폭과 같은 다양한 인자에 따라 타이밍 록크 이후에 발생할 수 있다.
타이밍 록크가 네트워크(30)에 의해 설정되면, fst=1/4 fsr이고, 필터(22)의 AM 출력 신호를 -1/8 fsr의만큼의 스펙트럼 이동기로 이동시킴으로써 반송파의 fst요소를 제거할 수 있다. 이런 스펙트럼 이동은 도 1에서 곱셈기(64)에 입력되는 도시된 1/4 fsr의 클록 입력을 -1/8 fsr의 클록으로 변경하여 실행될 수 있다. 이와 같은 스펙트럼 이동 이후에, 곱셈기(52)에서 출력된 AM 신호 반송파 주파수fc(이전에 논의된 이중 대역 단부 방법의 경우의 2fC와 대조적으로)에 위치할 것이다.
이런 실시예에 있어서, AM 신호 반송파 주파수(fC)는 이중 대역 단부 반송파회복 예에 사용된 유니트(54)와 유사한 위상 검출기를 사용하여 실수 요소의 모든 다른 샘플이 0이 되게 함으로써, 쉽게 - 1/4 fsr이 된다. 위상 검출기의 출력은, 이중 대역 단부 반송파 회복 예에서 설명한 것과 유사한 방법으로 AM 신호 반송파 주파수를 - 1/4 fsr로 유도하는 루프내의 VCO를 구동시키는 저역 통과 루프 필터에 의해, 적분된다.
설명된 실시예에 있어서, 타이밍 회복(록크)은 반송파 오프셋이 존재할 때라도 실행되며, 이런 목적을 위해 타이밍 록크는 VSB 신호에 있는 동기 요소에 의존하지 않는다. 또한, 반송파 회복은 파일럿 요소에 의존하지 않고 실행된다. 나이 퀴스트 영역의 중간 지점에서 동작하는 위상 검출기(28, 54)를 선택하여 실시할 수 있다. 그러나, 위상 검출기가 기저 대역에서 동작해도 동일한 결과를 낼 수 있다. 음의 주파수 스펙트럼의 사용은 임의적이다. 양의 스펙트럼은 상술된 회로를 다르게 적용함으로써, 유사한 결과를 내었다, 예컨대, 결합하는 필터(20, 22)가 사용될 수도 있고, 곱셈기(64)의 입력이 -1/4 fsr이 될 수도 있다.

Claims (10)

  1. 상기 수신된 VSB 신호를 기저 대역으로 주파수 이동시키고 수신된 신호내에 존재가능성이 있는 파일럿 요소에 의존함이 없이 반송파 회복을 실행할 수 있는 반송파 회복 네트워크(50)를 가지며, 디지탈 영상 데이터와 반송파 오프셋을 나타내는 심벌의 일차원 데이터 배열로 포맷된 잔류 측파대(VSB) 변조 신호로 전송되는 고화질 텔레비전(HDTV) 신호를 수신하는 고화질 텔레비전 신호 수신 시스템에 있어서,
    상기 반송파 회복 네트워크는
    상기 VSB 신호를 프로세싱하는 입력 네트워크(14, 16)와,
    상기 입력 네트워크로부터 출력된 신호에 응답하고, 이중 측파대 진폭 변조(AM) 신호를 필터 네트워크의 출력에 발생하기 위해 상기 VSB 신호의 주파수 스펙트럼의 상하부 대역 단부중 하나이상의 단부에 대하여 대역 단부 응답을 갖는 필터네트워크(20, 22)와,
    존재가능한 반송파 오프셋을 나타내는 제어 신호()를 발생하기 위해 상기 이중 측파대 AM 신호를 프로세싱하는 위상 검출기 네트워크(54)와,
    기저 대역 또는 그 근처에 복조된 출력 신호를 발생하기 위해 상기 제어 신호에 응답하는 출력 프로세서(71, 74, 75)를 포함하는 고화질 텔레리전 신호 수신 시스템.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 필터 네트워크는 각각의 제 1 및 제 2 필터 출력에 이중 측파대 진폭 변조(AM) 신호를 발생하기 위해, 상기 VSB 신호의 주파수 스펙트럼의 상하부 대역 단부와 각각 관련된 대역 단부 응답을 갖는 제 1 대역 단부 필터(20)와 제 2 대역단부 필터(22)를 포함하는 고화질 텔레비전 신호 수신 시스템.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 필터 네트워크는 상기 제 1 및 제 2 필터가 각각 필터링하는 대역 단부에서 상기 수신된 VSB 신호의 주파수 스펙트럼을 보완하는 응답을 갖는 제 1 및 제 2 필터를 포함하는 디지탈 필터 네트워크인 고화질 텔레비전 신호 수신 시스템.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 수신된 VSB 신호는 중간 대역 반송파 주파수 fc+/-에 대해, 주파수 fc- 1/4 fst및 fc+ 1/4 fst에서 각각 대역 단부 응답을 갖는 주파수 스펙트럼을 나타내고,
    fc는 상기 전송된 VSB 신호의 반송파 주파수이고,
    fst는 전송된 심벌 주파수이고,
    는 존재가능한 반송파 오프셋일때,
    상기 제 1 필터는 나이퀴스트 주파수 fc- 1/4 fst에서 대역 단부 응답을 나타내고, 상기 제 2 필터는 나이퀴스트 주파수 fc+ 1/4 fst에서 대역 단부 응답을 나타내는 고화질 텔레비전 신호 수신 시스템.
  5. 제 2항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 필터로부터 출력된 신호를 각각 수신하는 제 1 및 제 2 입력을 가지며, 출력이 상기 위상 검출기 네트워크의 입력에 접속된 곱셈기(45)를 부가로 포함하고,
    상기 곱셈기의 출력 신호는 fc가 상기 전송된 VSB 신호의 반송파 주파수일때, 주파수 2fc주위에 중심이 위치한 억압 반송파 이중 측파대 AM 신호(도6)이고, 상기 중심 주파수는 반송파 오프셋()을 나타내는 고화질 텔레비전 신호 수신 시스템.
  6. 제 1항에 있이서,
    상기 위상 검출기 네트워크에 입력된 신호는 실수 및 허수 요소를 갖는 복소수 신호이고,
    상기 위상 검출기 네트워크는 상기 위상 검출기 네트워크로부터 출력된 신호내의 상기 허수 요소를 제거하는 수단(55, 56, 57)을 포함하는 고화질 텔레비전 신호 수신 시스템.
  7. 제 1항에 있어서, 상기 출력 프로세서는
    변환된 인접 기저 대역 VSB 신호를 발생하기 위해 상기 입력 네트워크로부터 출력된 신호에 응답하는 제 1 변환 네트워크(74)와,
    상기 제 1 변환 네트워크로부터 출력된 인접 기지 대역 VSB 신호에 응답하고, 기저 대역 또는 그 근처에 신호를 발생하기 위한 상기 반송파 회복 네트워크로부터의 상기 제어 신호에 응답하는 제 2 변환 네트워크(71)를 포함하는 고화질 텔레비전 신호 수신 시스템.
  8. 제 7항에 있어서,
    기저 대역 VSB 신호를 발생하기 위해 상기 제 2 변환 네트워크로부터의 출력된 신호로부터 잔류 오프셋을 제거하는 등화기(75)를 부가로 포함하는 고화질 텔레비전 신호 수신 시스템.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 변환 네트워크는 신호 곱셈기이고,
    상기 제 1 변환 네트워크는 이중 측파대 형태의 VSB 입력 신호를 수신하고, 기저 대역 VSB 신호에 인접한 단일 측파대 출력을 발생하기 위해 수신기 샘플링 주파수 fsr와 관련된 주파수의 클록 신호에 응답하는 고화질 텔레비전 신호 수신 시스템.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 수신된 VSB 신호는 다음의 8 개의 데이터 심벌, 즉 -7 -5 -3 -1 1 3 5 7 로 정의되는 일차원 데이터 심벌 배열을 갖는 8-VSB 신호인 고화질 텔레비전 신호 수신 시스템.
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