JPH09510839A - 残留側波帯変調信号の搬送波独立タイミング回復システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 残留側波帯（ＶＳＢ）フォーマットで送信されてきたＨＤＴＶ信号を処理するテレビジョン信号受信装置は、タイミング回復ネットワーク（３０）と搬送波回復ネットワーク（５０）によって共有される入力複素フィルタを備えている。フィルタ・ネットワークは、ＶＳＢ信号（図２）の上側および下側バンドエッジのまわりにミラーイメージされており、抑圧副搬送波ＡＭ出力信号を出力する一対の上側および下側バンドエッジ・フィルタ（２０，２２）を含んでいる。タイミング回復ネットワークは位相検出器（２８，３８，６２）を含み、（２６を経由して）前記２つのフィルタから得られたＡＭ信号に応答して、システム・クロック（ＣＬＫ）を同期化する。搬送波回復ネットワーク（５０）も位相検出器（５４，６０，６２，６４）を含み、前記フィルタの一方または両方からの出力に応答してＶＳＢ信号の位相／周波数オフセットを表す出力誤差信号（Δ）を出力する。この誤差信号はオフセットを低減または除去するために使用され、回復されたベースバンドまたはベースバンド付近の信号が得られる。後続のイコライザは、回復された信号にある残留位相オフセットを除去する。

Description

【発明の詳細な説明】 残留側波帯変調信号の搬送波独立タイミング回復システム 発明の分野 本発明はディジタル信号処理システムに関する。特に、本発明は、高品位（高 精細）テレビジョン（high definition television - ＨＤＴＶ）情報で変調さ れたような、残留側波帯（vestigial side band - ＶＳＢ）信号の受信装置で使 用されるタイミング回復システム（timing recovery system）に関する。 発明の背景 受信装置でＶＳＢまたはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulated：直交振幅 変調）信号からデータを回復（recovery of data）するためには、３つの機能が 実行されることが必要である。３つの機能とは、シンボル同期化のためのタイミ ング回復（timing recovery）、搬送波回復（周波数復調）および等化（equaliz ation）である。タイミング回復（timing recovery）とは、受信装置のクロック （タイムベース）を送信装置のクロックと同期させるときのプロセスである。こ れにより、受信信号を最適な時点でサンプリングすることを可能にして、受信シ ンボル値（received symbol values）の決定処理（decision-directed processi ng）に関連して起こるスライシング・エラー（slicing error）の発生を低減さ せている。搬送波回復（carrier recovery）とは、受信ＲＦ信号が低い中間周波 パスバンド（通過帯域）に周波数シフトされたあと、ベースバンドに周波数シフ トされて、変調ベースバンド情報（modulating baseband information）の回復 を可能にするプロセスである。等化（equalization）とは、伝送チャネル妨害（ disturbance）が受信信号（received signal）に及ぽす影響を補償するプロセス である。具体的に説明すると、等化は伝送チャネル妨害によって引き起こされた 符号間干渉（intersymbol interference - ＩＳＩ）を除去する。ＩＳＩは、あ る シンボルの値が先行シンボルまたは後続シンボルの値によってひずみを生じる原 因になる。 ＱＡＭ信号についてみると、タイミング回復は受信装置に装備されている最初 の機能になっているのが普通である。タイミングは中間パスバンド信号から、あ るいはベースバンド付近（near-baseband）の信号、つまり、搬送波回復ネット ワークによって補正される搬送波オフセットをもつベースバンド信号から、回復 される。どちらの場合も、ベースバンド復調に先立ってタイミングが確立される 。 ディジタル情報を伝達するＱＡＭ信号は、実数軸と虚数軸で定義された２次元 データ・シンボル・コンステレーション（two-dimensional datasymbol constel lation：２次元のデータ・シンボル配列）によって表されている。これに対して 、ＶＳＢ信号は１次元データ・シンボル・コンステレーションによって表され、 そこでは、１つの軸だけが受信装置で回復される量子化データを含んでいる。ベ ースバンドＶＳＢ信号のタイミング回復は、周期的同期（sync）シンボルまたは 成分（component）を使用して達成することができる。この手法は、最近米国で 提案されている地上放送（Grand Alliance HDTVシステム）で使用されている。 この手法の大きな欠点は、この種のsyncシンボルを使用すると、データ伝送チャ ネルのペイロード容量（payload capacity）が低下することである。 グランド・アライアンス（Grand Alliance）ＨＤＴＶシステムは残留側波帯（ vestigial sideband - ＶＳＢ）ディジタル伝送フォーマットを採用して、パケ ット化したデータストリームを伝送している。このＨＤＴＶシステムは、ＡＣＡ ＴＳ（Advisory Committee of Advanced Television Service）を通して米国連 邦通信委員会（Federal Communications Commission - ＦＣＣ）で目下検討中の 伝送標準案である。このシステムでは、データはデータ・フィールドのシーケン スとして配置されている。各フィールドは３１３個のセグメントを含んでいる。 つまり、フィールドｓｙｎｃセグメント（これはペイロード・データを含んでい ない）と、そのあとに続く３１２個のデータ・セグメントからなっている。ｓｙ ｎｃ成分は各データ・セグメントと関連づけられている。１９９４年２月２２日 にＡＣＡＴＳテクニカル・サブグループに付託されたGrand Alliance HDTVシステムの詳細（草案文書）は、1994 Proceedings of the National Assoc iation of Broadcasters，48th Annual Broadcast Engineering Conference Pro ceedings，March 20-24，1994に記載されている。 発明の概要 開示されているタイミング回復システムは、ＶＳＢ信号で使用するのに適して おり、ｓｙｎｃ成分に頼らなくてもタイミング回復を達成できるという利点をも っている。これは、受信したＶＳＢ信号に対するバンドエッジ・タイミング回復 を利用して両側波帯振幅変調信号を発生し、その信号からタイミング情報を抜き 出すことによって行われている。図示の実施例では、バンドエッジ・フィルタ・ ネットワーク（band edge filter network）は、ＶＳＢ信号の上側と下側のバン ドエッジ（upper and lower band edges）を通過させている。開示されているシ ステムはシンボルレート（symbol rate）で動作して、バンド幅を制限する同期 成分を含んでいる受信信号に頼らないでタイミング回復を容易化し、しかも、搬 送波オフセットが存在するときそれから独立してタイミング同期を達成できると いう利点をもっている。 開示されている実施例では、フィルタ・ネットワークは複素ディジタル・フィ ルタ・ネットワーク（complex digital filter network）であり、このフィルタ ・ネットワークにより通過（ろ波）されバンドエッジにおいて、受信ＶＳＢ信号 の周波数スペクトルに対して相補的（complementary to the frequency spectru m of the received VSB signal）な応答特性をもっている。 本発明の特徴によれば、フィルタ・ネットワークは搬送波回復ネットワークに よって共有され、受信ＶＳＢ信号をベースバンド側に周波数シフトするようにし ている。 図面の簡単な説明 図１は、ＨＤＴＶ受信装置などのアドバンスト・テレビジョン受信装置のう ち、本発明の原理によるタイミング回復システムを含んでいる部分を示すブロッ ク図である。 図２ないし図６は、図１に示したシステムの動作に関連した信号の振幅対周波 数応答を示す図である。 発明の詳細な説明 図１に示すように、放送ＶＳＢ変調ＨＤＴＶアナログ信号はアンテナ１０によ って受信され、例えばＲＦチューニング回路，ディジタル形態に変換するのに適 した中間周波パスバンドを発生するためのダブル変換チューナ（double convers ion tuner）、および、適切な利得制御回路（gain control circuit）を含んで いる入力ネットワーク１４によって処理される。受信ＶＳＢ信号は、図示の例で はGrand Alliance HDTV 仕様（specification）に従った、８−ＶＳＢ信号であ り、シンボルレートが約１０．７６メガシンボル（Msymbols）／秒で、従来のＮ ＴＳＣ ６ＭＨｚ周波数スペクトルを占有している。特に、この例における受信 ＶＳＢ信号は、以下に示す８個のデータ・シンボルで定義された１次元データ・ コンステレーションをもつ８−ＶＳＢ信号になっている。 −７ −５ −３ −１ １ ３ ５ ７ このシステムにおけるナイキスト（Nyquist）バンド幅は例えば、公称的に５ ．３８ＭＨｚであり、過剰バンド幅（excess bandwidth）は各バンドエッジで公 称的に０．３１ＭＨｚである。開示されているシステムは、例えば、１６−ＶＳ Ｂ信号の場合にも使用することが可能である。 入力プロセッサ１４からの出力信号はアナログ・ディジタル・コンバータ（an alog-to-digital converter）１６によってアナログ形態からディジタル形態に 変換されるが、このコンバータは２サンプル／シンボルのサンプルレートで動作 する。受信ＶＳＢ信号はパイロット成分（pilot component）を含んでおり、６ ＭＨｚの中心が公称的に５．３８ＭＨｚになるようにユニット１４によって復調 される。ＡＤＣ１６の入力端におけるこの信号の周波数スペクトルは、２．３８ ＭＨｚから８．３８ＭＨｚまでの範囲を占有している。タイミング同期が確 立されると、ＡＤＣユニット１６はこの信号を、シンボルレートの２倍である２ １．５２ＭＨｚでサンプリングする。パイロット成分はオリジナル・ベースバン ド・パルス振幅変調（pulse amplitude modulated - ＰＡＭ）信号のＤＣ点を表 しており、公称的に２．６９ＭＨｚ（ナイキスト周波数）に位置し、これは１／ ８ｆ_srになっている。以下の説明において、 ｆ_cは送信信号の搬送周波数（公称的に５．３８ＭＨｚ）である。 ｆ_stは送信シンボル周波数（１０．７６メガシンボル／秒、つまり、ナイキス ト周波数の４倍）である。 ｆ_srは受信サンプリング周波数（２１．５２ＭＨｚ）である。 タイミング・ロックのとき、ｆ_sr＝２ｆ_stである。ベースバンドへの復調が行 われると、搬送波ロックのとき、ｆ_c＝１／４ｆ_srとなる。 ＡＤＣユニット１６からのディジタル信号は２つの複素バンドエッジ・フィル タ２０，２２に入力されるが、これらのフィルタはナイキスト周波数まわりのミ ラーイメージ・フィルタ（mirror image filter）になっている。各フィルタは 実数関数（real function）と虚数関数（imaginary function）を呈し、これら のフィルタからの出力信号は実数成分と虚数成分を含むようになっている。図１ において、“Ｃ”の英字は、実数成分と虚数成分を含む複素信号（complex sign al）を伝達する信号経路を示している。他の信号経路は実数成分だけを伝達する 。フィルタ２０と２２は虚数成分を含んでいない出力信号を出力する。つまり、 出力信号は正か負のどちらかのスペクトル成分を含んでいるが、その両方は含ん でいない。このようにすると、あとで除去することが困難であるスプリアス成分 （spurious component）が生成されないという利点がある。このシステムでは、 フィルタ２０と２２は図２に示すように、負スペクトル成分をもつ複素分析出力 信号（complex analytic output signal）が得られる設計になっている。この負 スペクトルは任意的であって、正スペクトルを選択することも可能である。 図２は、フィルタ２０と２２のバンドパス応答によってもたらされた負の周波 数スペクトル、および、フィルタ２０，２２の入力端に印加された受信ＶＳＢ信 号のバンド幅によってもたらされた負の周波数スペクトルを示している。入力さ れた実数信号（real signal）は正と負のスペクトルをもっている。正スペクト ル は公知の手法を用いてキャンセルされ、負スペクトルだけが残される。フィルタ ２０はＶＳＢ信号の負スペクトルの上側バンドエッジを抜き出し、フィルタ２２ はＶＳＢ信号の負スペクトルの下側バンドエッジを抜き出す。この上側バンドエ ッジ（upper bandedge）は、正成分であるか、負成分であるかに関係なく最高周 波数成分を含んでいるバンドエッジである。下側バンドエッジ（lower bandedge ）は最低周波数成分を含んでいるバンドエッジである。フィルタ２０，２２のバ ンドエッジ応答とＶＳＢ信号は、この例ではナイキスト点で交差している。図２ とそれ以降の図において、記号“Δ”は、ベースバンド付近の信号（near-baseb and signal）、つまり、完全にはベースバンドに周波数シフトされていない信号 に見られるような、搬送周波数オフセットを示している。このオフセットについ ては、搬送波回復（ベースバンド復調）ネットワークと関連づけて詳しく説明す る。 フィルタ２０と２２の応答は、図２に示すように、フィルタによって抜き出さ れたバンドエッジにおいて、入力信号の周波数スペクトルに対して相補的（comp lementary）となっている。このようにすると、パイロット成分が受信ＶＳＢ信 号に存在しないときは、両側波帯抑圧搬送波振幅変調（ＡＭ）信号（double sid eband suppresed carrier AM signal）が得られ（図３）、また、パイロットが そのバンドエッジに存在するときは、両側波帯残留搬送波ＡＭ信号（double sid eband residual carrier AM signal）が得られるという効果がある。周波数ｆ₁ の左側のフィルタ２０の応答は重要（critical）でなく、また、周波数ｆ₂の右 側のフィルタ２２の応答は重要でない。 タイミングおよび搬送波ロックを確立する以前では、これらのＡＭ信号は、タ イミングおよび搬送波回復のために使用できる、周波数（および位相）オフセッ トを含んでいる。具体的に説明すると、上側バンドエッジ・フィルタ２０の出力 から得られるＡＭ信号の中心は−ｆ_c−１／４ｆ_stに位置している。パイロット 信号が存在している場合（Grand Alliance HDTVシステムの場合のように）には 、この周波数で現われることになる。周波数１／４ｆ_stは、この信号がＶＳＢ信 号として扱われていれば、シンボル周波数の１／４になっている。同様に、下側 バンドエッジ・フィルタの出力から得られるＡＭ信号の中心は−ｆ_c＋１／４ｆ_{s t} （ナイキスト周波数）に位置している。タイミング同期が達成されるのは、ＡＤ Ｃユニット１６のサンプリング・クロック入力（ＣＬＫ）の周波数が、これらの ２つの上側および下側抑圧搬送波バンドエッジＡＭ信号の搬送波間の周波数差の ４倍であるときである（図３）。 タイミング回復システムの動作について、以下に説明する。フィルタ２２から の出力信号は、フィルタ２２の出力信号のスペクトルを負から正へ反転（flip） させるために、ユニット２５によって共役（conjugate）処理がなされる。この 様子を示したのが図４である。この共役処理はユニット２５で行われる公知のプ ロセスであり、これは、まず、公知の手法を使用してその信号を実数成分と虚数 成分に分離することから行われる。虚数成分はそれに負のユニティ係数（unity factor）をかけることによって反転される。反転された虚数成分とオリジナル実 数成分は、再び結合される。再結合された下側バンドエッジＡＭ信号は、マルチ プライヤ（multiplier）２６において、フィルタ２０からの上側バンドエッジＡ Ｍ信号と乗算される。マルチプライヤ２６の出力から得られたＡＭ信号は図５に 示すように、搬送波周波数成分ｆ_cが除去されている。このｆ_c成分が除去された 理由は、上側バンドエッジ成分の負の搬送波が下側バンドエッジからの共役ＡＭ 信号の正の搬送波をキャンセルしたためである。抑圧搬送波中心周波数が１／２ ｆ_stのＡＭ信号は、乗算されたＡＭ信号が共に両側波帯信号であるのでそのまま 維持される。この周波数領域では、これらの信号はベースバンドで偶関数（even function）（つまり、実数成分のみ）として表わされており、それらのコンボ ルーション（convolution）はベースバンドで偶数値関数（even valued functio ns）として表わされている。 マルチプライヤ２６からのＡＭ出力信号のバンド幅は、コンボルーション・プ ロセス（convolution process）によつて２倍にされる（時間的に乗算すると、 周波数のコンボルーションが得られる）。１つおきのサンプル（every other sa mple）をゼロにドライブすると、受信サンプリング・クロックＣＬＫの周波数を 、搬送波オフセット（Δ）とは関係なく、入力ＶＳＢ信号のシンボル周波数に同 期させることができる。これは、以下に説明するように、タイミング回復ネット ワーク３０内の位相検出器（phase detector）２８によって行われる。 マルチプライヤ２６からの両側波帯ＡＭ出力信号の虚数成分（図５）は、信号 のタイミング不一致（mis-timing）の大きさを示している。実数成分は、このミ スタイミングの方向を示している（ＡＭ抑圧搬送波信号は解決すべきあいまいさ が１８０度になっている）。もし、このＡＭ信号のタイミングが完全であれば、 虚数成分は存在しない。マルチプライヤ２６からの両側波帯ＡＭ信号は、公知の 分離手法を用いて位相検出器２８内のユニット３２によってその構成成分である 、実数成分と虚数成分に分離される。公知の手法を使用して、トランスレーショ ン・ユニット（translation unit）３４は実数成分の符号を決定し（向き情報を 得るために）、この符号に分離された虚数成分サンプルを乗算する。マルチプラ イヤ３６の出力は、タイミング・ロックが達成されたときタイミング制御ループ （timing control loop）の作用によってゼロにドライブされたエラー信号を表 している。 両側波帯信号の搬送波周波数は公称的に１／２ｆ_srに位置しているので、ロッ ク時には、マルチプライヤ３６からの出力信号の虚数成分はゼロになる。虚数成 分に実数成分の符号を乗算することにより、位相検出器２８は正と負の周波数オ フセットの間を識別できるようになる。 位相検出器２８からの出力信号は、公知のように、積分パス（integral path ）と比例パス（proportional path）の両方を含んでいる、ローパス・ループ・ フィルタ（low pass loop filter）３８に通され、１／２ｆ_srの周波数でクロッ クがとられる。ループ・フィルタ３８は、ループの目的が虚数成分の１つおきの サンプルをゼロにドライブすることであるので、入力信号の１つおきのサンプル を処理するようにクロックがとられる。フィルタ３８の出力は、電圧制御発振器 （voltage controlled oscillator - ＶＣＯ）４０に印加されるＤＣ電圧である 。発振器４０は、このＤＣ電圧の関数として、ＡＤＣユニット１６に対するレシ ーバ・サンプリング・クロックＣＬＫを供給する。タイミング同期が達成される のは、ネットワーク３０を含む上述したタイミング回復システムから得られたＡ ＤＣサンプリング・クロックが、フィルタ２０，２２からの２つのＡＭ出力信号 の搬送波間の周波数差の４倍であるときである（図３）。フィルタ３８の比例お よび積分制御部分は、それぞれＫ１およびＫ２利得制御スカラ（gain control scalar）を使用して公知のように調整可能である。これらのスカラは、収集モー ド（acquisition mode）のときは信号収集を容易にするために大きな値にセット されているが、トラッキング・モード（tracking mode）のときは値を小さくす ると、ノイズ排除性（noise immunity）を向上することが可能である。タイミン グ・ロックを達成するために必要な時間は、例えば、信号に存在するノイズおよ びマルチパスひずみの量、制御ループのバンド幅、および、制御ループの時定数 の関数として変化する。 図１に示すシステムにおいて、搬送波は、２つの異なる方法を使用して回復す ることができる。第１の方法では、タイミング回復に関して上述したのと同じよ うに、フィルタ２０と２２の出力からのバンドエッジＡＭ信号の両方が使用され る。第２の方法では、受信信号の一方のバンドエッジだけが使用される。この第 ２のケースにおいて、使用されるバンドエッジは、パイロットを含んでいるバン ドエッジであるのが一般的である。パイロット成分に関連した余剰エネルギ（ex tra energy）は、信号対雑音比（signal-to-noise）が低いときに搬送波回復ル ープのパフォーマンスを向上させる。ただし、ここで注意すべきことは、これら の方法のどちらも、パイロット成分の存在を要件としていないことであり、それ が利点となっている。 両バンドエッジを使用する搬送波回復方法では、タイミング回復の場合とは異 なり、信号を共役することなく、フィルタ２０と２２の出力はマルチプライヤ４ ５で一緒に乗算される。この乗算により、抑圧搬送波ＡＭ信号がマルチプライヤ ４５から得られ、搬送波周波数は−２ｆ_cになっている。シンボルレート成分ｆ_{s t} は、このＡＭ信号から完全に除去されている。もし搬送波オフセット（Δ）が 存在するときは、搬送波周波数は図６に示すように−２ｆ_c−２Δになっている 。この時点までは、搬送波回復プロセスは、レシーバ・デモジュレータ・サンプ リング・クロック周波数ｆ_srとは無関係になっている。 ディジタル信号処理応用分野では、電圧制御発振器（ＶＣＯ）またはスペクト ル・シフタ（spectral shifter）は、ディジタル信号プロセッサのクロック周波 数と調波関係をもつ信号を都合よく出力するように設計されていることが一般に 望まれている。この点で注目すべきことは、マルチプライヤ４５の出力に現れた 複 素両側波帯ＡＭ信号の中心が−２ｆ_cの周波数（搬送波オフセットを無視した場 合）または−２ｆ_c−２Δ（オフセットを含む場合）に位置していることである （図６）。このことは、このＡＭ信号がエイリアシング・フォルドオーバ領域（ aliasing foldover region）をまたがっていることを意味する。具体的に説明す ると、実際には、図６に示すＡＭ信号の左側波帯部分は実際には「ラップアラウ ンド」（wrap around - 折り返すこと）して、正の周波数スペクトルに入り込ん でいる。エイリアシングが生じない理由は、このＡＭ信号が複素信号であり、そ こでは第１の負リピートバンド（first negative repeat band）の隣接正周波数 成分が除去されているためである。 搬送波回復ネットワークの設計を単純化するために、関連する位相検出器５４ はタイミング回復ネットワーク３０で使用される位相検出器２８と本質的に同じ になっている。これを実現するためには、位相検出器５４へのＡＭ入力信号の搬 送波は１／４ｆ_srにドライブされなければならない。位相検出器５４へのＡＭ信 号入力の搬送波は、＋１／４ｆ_srで動作する複素スペクトル・シフタを使用して 、公称的に１／４ｆ_srの周波数にシフトされる。このスペクトル・シフタは、複 素マルチプライヤ５２および６４を含んでいる。マルチプライヤ６４は、１／４ ｆ_srサンプリング信号に応答して、ＶＣＯ６２の出力信号を＋１／４ｆ_srだけシ フトさせる。ＶＣＯ６２の応答は上記タイミング制御ループにおけるＶＣＯ４０ と類似しており、このタイミング制御ループにおけるフィルタ３８と類似してい るローパス・ループ・フィルタ６０から出力されたＤＣ電圧に応答する。マルチ プライヤ６４から結果として得られた複素出力信号は、そのループによって生成 された周波数オフセットと固定された１／４ｆ_srとを加えたものを含んでおり、 複素マルチプライヤ５２の一方の入力端に印加される。マルチプライヤ５２の他 方の入力端には、複素マルチプライヤ４５の出力からの、中心が−２ｆ_cである ＡＭ信号が入力される。 位相検出器５４は、タイミング回復ループにおける位相検出器２８と同じよう に動作する。位相検出器５４は、実数／虚数成分セパレータ（separator）５５ 、符号関数トランスレーション・ネットワーク（sign function translator net work）５６、および、出力マルチプライヤ５７を含んでいる。位相検出器５４ の動作は、マルチプライヤ５２からの出力信号の虚数成分を実数成分の符号と乗 算することにより行われる。これにより、虚数成分の１つおきのサンプル値はゼ ロにドライブされる。位相検出器５４は位相検出器２８と同じように、同じサン プル集合に作用するので（つまり、奇数か偶数のどちらかで、両方ではない）、 ループ・フィルタ６０（フィルタ３８と同じく）に要求されることは、シンボル レートの２倍よりもむしろシンボルレートで出力サンプルを出力することである 。このようにすると、シンボルごとに２サンプルが要求されるものに比べて、ル ープ・フィルタの複雑さが大幅に軽減されることになる。 搬送波回復ネットワーク５０の入力端におけるマルチプライヤ４５の出力は、 中心周波数が−２ｆ_c−２Δである、複素両側波帯抑圧搬送波ＡＭ信号である。 搬送波ループにおけるＶＣＯ６２の出力は、２Δにほぼ等しい信号である。この 信号をＶＣＯ６２の出力から得るために、信号１／４ｆ_srはマルチプライヤ６４ 経由で搬送波ループに加えられ、２ｆ_c成分をキャンセルする。ＶＣＯ６２の出 力に現れた複素信号は、２分割分周器（divide-by-2 frequency divider）７０ によって搬送波回復ネットワーク５０の出力信号Δに変換される。この出力信号 Δは、搬送波位相／周波数オフセットを表すトーン（周波数スペクトルがない） である。 ＡＤＣユニット１６からのＶＳＢ出力信号は、フィルタ２０および２２を通過 することによる信号遅延を補償するユニット７２によって遅延されたあと、マル チプライヤ７４の入力に印加される。遅延ユニット７２の出力は、ブロック７２ に隣接する周波数スペクトル図に示すように、ベースバンド付近の複素対称両側 波帯ＶＳＢ信号である。この信号はマルチプライヤ７４によってベースバンド付 近にシフトされるが、マルチプライヤ７４は１／８ｆ_srでクロックがとられて、 マルチプライヤ７４の出力側の周波数スペクトル図に示すようにベースバンド付 近の上側ＶＳＢ側波帯を、その出力端から出力する。マルチプライヤ７４の出力 端からのベースバンド付近ＶＳＢ信号（near baseband VSB signal）は複素マル チプライヤ７１の一方の入力端に印加され、そして、搬送波回復ネットワーク５ ０の出力端からの出力（オフセットを表す）信号Δはマルチプライヤ７１の他方 の入力端に印加される。マルチプライヤ７１の機能はＶＳＢ信号に含まれるオフ セットを実質的にキャンセルし、ベースバンドＶＳＢ信号が得られるようにする ことである。 マルチプライヤ７１の出力端に現れる複素復調済みＶＳＢ信号はベースバンド にあるはずであり、そうであることがよくある。しかし、実際には、この信号は 残留位相オフセットを含んでいることがあるので、補償する必要が起こる。これ は、イコライザ（equalizer：等化器）７５によって行われるが、このイコライ ザは公知の構成にすることが可能である。イコライザ７５は公知のようにチャネ ル妨害を補償し、等化された出力信号を出力する。この出力信号はユニット７６ によってデコードされ、次に、出力プロセッサ７８によって処理される。デコー ダ７６には、例えば、トレリス・デコーダ（trellis decoder），デインタリー バ（de-interleaver），リード・ソロモン（Reed-Solomon）誤り訂正回路、およ び、オーディオ／ビデオ・デコーダ・ネットワークを含めることができるが、こ れらは公知である。出力プロセッサ７８には、オーディオ／ビデオ・プロセッサ 、および、オーディオおよびビデオ再生デバイスを含めることが可能である。 搬送波回復は、以下に説明するように、入力信号の単一バンドエッジを使用し て行うことも可能である。下側バンドエッジ・フィルタ２２は、搬送波周波数が −ｆ_c＋１／４ｆ_stである、両側波帯ＡＭ出力信号を出力する。これは、フィル タ２０からマルチプライヤ４５への入力をユニティの値にセットすることにより 行われる。これは、フィルタ２０の出力端とマルチプライヤ４５の上側入力端の 間の信号通路にマルチプレクサを置くことによっても行うことができる。このマ ルチプレクサの一方の入力端にはフィルタ２０からの出力信号が印加され、他方 の入力端にはユニティ値信号が印加される。後者の信号は、上記マルチプレクサ の制御入力端に印加された制御信号に応答して、マルチプライヤ４５の入力端に 伝達される。上側バンドエッジ・フィルタ２０からの出力信号は、ユニティ値信 号が用いられているときは、マルチプライヤ４５には結合されていない。２つの バンドフィルタを使用するシステムでは、タイミングと搬送波ロックはほぼ同時 に行うことができる。１つのバンドエッジ・フィルタだけを使用するシステムで は、搬送波ロックは、ノイズ，ループ・ゲイン、および、ループ・バンド幅など の種々の要因に応じて、タイミング・ロックのあとで行うことができる。 タイミング・ロックがネットワーク３０によって確立されていれば、ｆ_st＝１ ／４ｆ_srであり、搬送波のｆ_st成分は、−１／８ｆ_srスペクトル・シフタでフィ ルタ２２のＡＭ出力信号をシフトすることによって除去することができる。この スペクトル・シフトは図１に示すように、マルチプライヤ６４への図示１／４ｆ_sr クロック入力を、−１／８ｆ_srクロックに変更することにより行われる。この ようなスペクトル・シフトが行われたあと、マルチプライヤ５２の出力端に現れ たＡＭ信号搬送波の周波数は−ｆ_cになっている（これは、前述した両バンドエ ッジ方法の場合の−２ｆ_cと対照的である）。 この実施例では、ＡＭ信号搬送波周波数ｆ_cは、両バンドエッジ搬送波回復例 で使用されているユニット５４と類似の位相検出器を使用し、実数成分の１つお きのサンプルを強制的にゼロにすることにより、容易に−１／４ｆ_srにドライブ することができる。この位相検出器の出力は、両バンドエッジ搬送波回復例に関 して上述したのと同じように、ＡＭ信号搬送波周波数を−１／４ｆ_srにドライブ する作用をするループ内のＶＣＯをドライブするローパス・ループ・フィルタに よって積分される。 上述した実施例では、タイミング回復（ロック）は、搬送波オフセットが存在 するときでも達成することができ、また、この目的を達成するためにタイミング ・ロックはＶＳＢ信号に含まれる同期（sync）成分に頼らなくてもよい。位相検 出器２８および５４をナイキスト領域の中間点で動作せるという選択は、１つの 可能な実施形態である。しかし、位相検出器をベースバンドで動作させても、同 じ結果が得られる。負の周波数スペクトルを使用することは任意である。上述し た回路の別の実施形態を使用することにより、正のスペクトルを使用することも でき、同じような結果を得ることができる。例えば、共役フィルタ２０および２ ２を使用すると、マルチプライヤ６４への入力は−１／４ｆ_srになる。

───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】 信号にある残留位相オフセットを除去する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．ディジタル・イメージ・データを表すシンボルの１次元データ・コンステレ ーションのフォーマットになっており、搬送波オフセットを呈する変調残留側波 帯（ＶＳＢ）信号として送信された高精細テレビジョン（ＨＤＴＶ）信号を受信 するシステムにおいて、ローカル・レシーバ・シンボル・クロックとトランスミ ッタ・シンボル・クロックとの間のタイミング同期を確立するためのタイミング 回復ネットワークであって、該タイミング回復ネットワークは、前記受信信号に 前記搬送波オフセットが存在するとき該搬送波オフセットに関係なく、前記同期 を達成することができるものにおいて、前記タイミング回復ネットワークは、 前記ＶＳＢ信号を受信する入力ネットワーク（１４，１６）と、 前記入力ネットワークからの出力信号に応答して動作し、前記ＶＳＢ信号の周 波数スペクトルの上側バンドエッジおよび下側バンドエッジとそれぞれ関連づけ られたバンドエッジ応答をもつ第１のバンドエッジ・フィルタ（２０）および第 ２のバンドエッジ・フィルタ（２２）を備えており、該第１および第２のフィル タのそれぞれの出力端から両側波帯振幅変調（ＡＭ）信号を出力するフィルタ・ ネットワークと、 前記フィルタ・ネットワークからの両側波帯ＡＭ出力信号を処理して、タイミ ング誤差を表す制御信号を出力する位相検出ネットワーク（２８，３８）と、 前記制御信号に応答して前記シンボル・クロックを生成するクロック信号ジェ ネレータ（４０）と を具備したことを特徴とするシステム。 ２．請求項１に記載のシステムにおいて、 前記第１および第２のフィルタは、該フィルタがそれぞれろ波するバンドエッ ジにおいてＶＳＢ入力信号の周波数スペクトルに対して相補的応答をもつ複素デ ィジタル・フィルタであることを特徴とするシステム。 ３．請求項１に記載のシステムにおいて、 前記受信ＶＳＢ信号は、中間バンド搬送波周波数ｆ_c＋／−Δに対して、周波 数ｆ_c−１／４ｆ_stおよびｆ_c＋１／４ｆ_stのバンドエッジ応答をもつ周波数スペ クトルを呈し、 前記第１のフィルタはナイキスト周波数ｆ_c−１／４ｆ_stのバンドエッジ応答 を呈し、前記第２のフィルタはナイキスト周波数ｆ_c＋１／４ｆ_stのバンドエッ ジ応答を呈し、ここで、 ｆ_cは前記送信されたＶＳＢ信号の搬送波周波数、 ｆ_stは送信されたシンボル周波数、 Δは搬送波オフセット（搬送波オフセットが存在するとき） であることを特徴とするシステム。 ４．請求項１に記載のシステムにおいて、 前記入力ネットワークは受信信号をディジタル形態に変換するアナログ・ディ ジタル・コンバータ（１６）を含み、該コンバータは前記シンボル・クロックに 応答して動作することを特徴とするシステム。 ５．請求項１に記載のシステムにおいて、さらに加えて、 前記フィルタからの出力信号をそれぞれ受信する第１の入力端および第２の入 力端と、前記位相検出ネットワークの入力に結合された出力をもつマルチプライ ヤ（２６）とを含むことを特徴とするシステム。 ６．請求項５に記載のシステムにおいて、さらに加えて、 前記第１および第２のフィルタからの出力信号の一方を共役してから前記マル チプライヤに印加する手段（２５）を含むことを特徴とするシステム。 ７．請求項５に記載のシステムにおいて、 前記マルチプライヤの出力信号は中心周波数が１／２ｆ_stのまわりに位置する 抑圧搬送波両側波帯ＡＭ信号であり、ここで、ｆ_stは送信されたシンボル周波数 であることを特徴とするシステム。 ８．請求項１に記載のシステムにおいて、 前記位相検出ネットワークへの前記入力信号は実数成分および虚数成分をもつ 複素信号であり、 前記位相検出ネットワークは該位相検出ネットワークからの出力信号に含まれ る前記虚数成分をキャンセルする手段を含むことを特徴とするシステム。 ９．請求項１に記載のシステムにおいて、 前記受信ＶＳＢ信号は、次の８個のデータ・シンボル、つまり、−７ −５ −３ −１ １ ３ ５ ７によって定義された１次元データ・シンボル・コン ステレーションをもつ８−ＶＳＢ信号であることを特徴とするシステム。 １０．ディジタル・イメージ・データを表すシンボルの１次元データ・コンステ レーションのフォーマットになっている残留側波帯（ＶＳＢ）変調信号として送 信された高精細テレビジョン（ＨＤＴＶ）信号を受信するシステムにおいて、 前記ＶＳＢ信号を受信する入力ネットワーク（１４，１６）と、 前記入力ネットワークからの出力信号に応答して動作し、前記ＶＳＢ信号の周 波数スペクトルの上側バンドエッジおよび下側バンドエッジとそれぞれ関連づけ られたバンドエッジ応答をもつ第１のバンドエッジ・フィルタ（２０）と第２の バンドエッジ・フィルタ（２２）とを備えており、前記第１および第２のフィル タのそれぞれの出力端から両側波帯振幅変調（ＡＭ）信号を出力するフィルタ・ ネットワークと、 前記第１および第２のフィルタからの出力信号に応答して、ローカル・レシー バ・シンボル・クロックとトランスミッタ・シンボル・クロックとの間のタイミ ング同期を確立するタイミング回復ネットワーク（３０）と、 前記第１および第２のフィルタからの出力信号に応答して、前記受信ＶＳＢ信 号をベースバンドに周波数シフトする搬送波回復ネットワーク（５０）と を具備したことを特徴とするシステム。 １１．請求項１０に記載のシステムにおいて、 前記第１および第２のフィルタは、該フィルタがそれぞれろ波するバンドエッ ジにおいて前記入力ＶＳＢ信号の周波数スペクトルに対して相補的応答をもつデ ィジタル・フィルタであることを特徴とするシステム。