DE69535494T2

DE69535494T2 - Blindentzerrer für ein restseitenbandsignal

Info

Publication number: DE69535494T2
Application number: DE69535494T
Authority: DE
Inventors: Christopher Hugh Glenside STROLLE; Steven Todd Freehold JAFFE
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1994-03-21
Filing date: 1995-03-13
Publication date: 2008-01-10
Anticipated expiration: 2015-03-14
Also published as: JPH09510839A; WO1995026074A1; WO1995026101A1; KR100361723B1; MX9604225A; EP0801866B1; EP0752185B1; DE69532170T2; KR970701943A; JP4044132B2; CN1071525C; EP0752172A4; JPH09510841A; EP0752173A4; MX9604224A; TW256978B; EP0801866A1; EP0752173A1; KR970702661A; KR970701970A

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Digitalsignalverarbeitungssystem. Insbesondere betrifft die Erfindung einen Blindentzerrer für ein Restseitenband-(VSB)-Videosignal, wie es beispielsweise bei hochauflösenden Fernseh-(HDTV)-Informationen moduliert werden kann.
Hintergrund der Erfindung
Ein VSG-Signal und ein Quadraturamplitudenmodulations-(QAM)-Signal sind beide Formen eines Pulsamplitudenmodulations-(PAM)-Signals. Ein digitale Informationen transportierendes QAM-Signal wird durch eine zweidimensionale Datensymbolkonstellation dargestellt, die durch reale und imaginäre Achsen definiert ist. Dagegen wird ein VSG-Signal durch eine eindimensionale Datensymbolkonstellation dargestellt, wobei nur eine Achse quantisierte Daten enthält, die bei einem Empfänger zurückzugewinnen sind.
Die Rückgewinnung von Daten von VSB- oder QAM-Signalen bei einem Empfänger erfordert die Implementierung von drei Funktionen: Taktrückgewinnung für die Symbolsynchronisierung, Trägerrückgewinnung (Frequenzdemodulation) und Entzer rung. Die Taktrückgewinnung ist der Prozeß, durch den der Empfängertakt (Zeitbasis) mit dem Sendertakt synchronisiert wird. Dieses ermöglicht es, das empfangene Signal zum optimalen Zeitpunkt abzutasten, um die Möglichkeit eines Abschneidungsfehlers in Verbindung mit der entscheidungsbezogenen Verarbeitung empfangener Symbolwerte zu verringern. Die Trägerrückgewinnung ist der Prozeß, durch den ein empfangenes RF-Signal nach Frequenzverschiebung auf ein niedrigeres Zwischenfrequenzpaßband (z. B. Nachbar-Basisband) auf Basisband frequenzverschoben wird, um die Rückgewinnung der modulierten Basisbandinformation zu ermöglichen.
Ein Beispiel eines VSB-Systems ist das Grand-Alliance-HDTV-Sendesystem, das kürzlich für die Vereinigten Staaten vorgeschlagen worden ist. Dieses System verwendet ein VSB-Digitalsendeformat zum Transportieren eines paketierten Datenstroms und wird in den Vereinigten Staaten durch die Federal Communications Commission durch ihr Advisory Committee des Advanced Television Service (ACATS) ausgewertet. Eine Beschreibung des Grand-Alliance-HDTV-Systems, wie es der ACATS-Technical-Subgroup am 22. Februar 1994 (Entwurfsdokument) übermittelt wurde, findet sich in den 1994-Proceedings der National Association of Broadcasters, 48. jährliche Broadcast Engineering Conference Proceedings, 20.–24. März 1994.
Zahlreiche moderne Digitaldatenkommunikationssysteme verwenden eine adaptive Entzerrung zur Kompensierung der Auswirkungen wechselnder Bedingungen und Störungen auf dem Signalsendekanal. Die Entzerrung entfernt Basisband-Intersym bolstörungen (ISI), die durch Sendekanalstörungen einschließlich des Tiefpaßfiltereffekts des Sendekanals verursacht werden. Die ISI bewirkt, daß der Wert eines gegebenen Symbols durch die Werte vorhergehender und nachfolgender Symbole verzerrt wird. Die Entzerrung wird üblicherweise bei dem Nachbar-Basisbandsignal durchgeführt, bevor die Trägerrückgewinnung restlichen Frequenzversatz von dem Nachbar-Basisbandsignal entfernt, um ein echtes Basisbandausgangssignal zu erzeugen. Diese Funktion wird typischerweise von Digitalempfängerschaltungen ausgeführt. Die Entzerrung wird vor der Trägerrückgewinnungsbasisbanddemodulation durchgeführt, weil der Trägerrückgewinnungsprozeß typischerweise ein entscheidungsgerichteter Prozeß (wie bekannt) ist, der zumindest ein teilweise offenes "Auge" erfordert, das durch die Entzerrungsfunktion bereitgestellt wird.
Ein adaptiver Entzerrer ist im wesentlichen ein adaptiver Digitalfilter. Bei Systemen, die einen adaptiven Entzerrer verwenden, ist es notwendig, ein Verfahren zum Adaptieren der Filterantwort vorzusehen, um Kanalverzerrungen in angemessener Form zu kompensieren. Es stehen mehrere Algorithmen zum Adaptieren der Filterkoeffizienten und damit der Filterantwort zur Verfügung. Eine allgemein verwendete Methode verwendet den Algorithmus Least Mean Squares (LMS). Bei diesem Algorithmus wird das Entzerrerausgabesignal, durch Veränderung der Koeffizientenwerte als eine Funktion eines Fehlersignals (E), dazu veranlaßt, eine Referenzdatensequenz in etwa gleichzustellen. Wenn das Fehlersignal auf Null geht, geht der Entzerren auf Konvergenz, wodurch das Ausgangssignal des Entzerrers und die Referenzdatensequenz in etwa gleich sind.
Wenn der Entzerrungsvorgang eingeleitet wird, sind die Koeffizientenwerte (Filterabgriffgewichte) üblicherweise nicht auf Werte zur Erzielung einer adäquaten Kompensation von Kanalverzerrungen eingestellt. Um eine Anfangskonvergenz der Entzerrungskoeffizienten zu erzwingen, kann ein bekanntes "Trainings"-Signal als Referenzsignal verwendet werden. Dieses Signal ist sowohl am Sender als auch am Empfänger programmiert. Das Fehlersignal wird am Empfänger durch Subtrahieren einer lokal erzeugten Kopie des Trainingssignals vom Ausgang des adaptiven Entzerrers gebildet. Das Trainingssignal dient dazu, das anfangs verschlossene "Auge" des empfangenen Signals, wie bekannt, zu öffnen. Nach der Adaption mit dem Trainingssignal hat sich das Auge beträchtlich geöffnet, und der Entzerrer wird auf eine entscheidungsgerichtete Betriebsart geschaltet. Bei dieser Betriebsart wird die endgültige Konvergenz der Filterabgriffsgewichte durch Verwendung der aktuellen Werte von Symbolen vom Ausgang des Entzerrers anstatt durch Verwendung des Trainingssignals erreicht. Die entscheidungsgerichtete Entzerrungsart ist in der Lage, zeitveränderliche Kanalverzerrungen schneller zu verfolgen und zu annulieren als Methoden, die periodisch gesendete Trainingssignale verwenden. Damit eine entscheidungsgerichtete Entzerrung eine verläßliche Konvergenz und stabile Koeffizientenwerte liefert, müssen angenähert 90 % der Entscheidungen korrekt sein. Das Trainingssignal hilft, daß der Entzerrer diesen korrekten Entscheidungswert von 90 % erreicht.
Ein Problem entsteht, wenn ein Trainingssignal nicht vorhanden ist. In einem solchen Fall wird häufig eine "Blind"-Entzerrung verwendet, um die anfängliche Konvergenz der Koeffezientenwerte des Entzerrers bereitzustellen und das Auge zum öffnen zu bringen. Die Blindentzerrung ist ausgiebig für QAM-Systeme untersucht und verwendet worden. Unter den bekanntesten Blindentzerrungsalgorithmen befinden sich der Constant Modulus Algorithm (CMA) und der Reduced Constellation Algorithm (RCA). Diese Algorithmen sind zum Beispiel besprochen in Proakis, Digital Communications, McGraw-Hill, New York 1989, und in Godard, "Self-Recovering Equalization and Carrier Tracking in Two Dimensional Data Communication Systems," IEEE Transactions an Communications, Nov. 1980.
Die CMA- und RCA-Algorithmen sind nicht direkt auf VSB-Systeme anwendbar. Der CMA beruht auf der Tatsache, daß, in den Entscheidungsmomenten, der Modul der ermittelten Datensymbole auf einem geometrischen Ort von Punkten liegen muß, die einen von mehreren (Konstellations)-Kreisen mit verschiedenen Durchmessern bilden. Dieser Aspekt des CMA ermöglicht seine Verwendung vor der Trägersperre (Basisbanddemodulation). Der CMA beruht von Haus aus darauf, daß das verarbeitete Signal zweidimensional, wie im Falle eines QAM-Signals, ist, das Konstellationskomponenten von Inphasen- und Quadraturphasendaten besitzt. Der CMA ist nicht unmittelbar auf ein VSG-Signal anwendbar, weil ein VSG-Signal durch eine Symbolkonstellation von eindimensionalen Daten dargestellt wird. Der RCA beruht auf der Bildung von "Superkonstellationen" in der gesendeten Hauptkonstellation. Das Datensignal wird zuerst in eine Superkonstellation gezwungen und dann wird die Superkonstellation zum Einschluß der gesamten Konstellation unterteilt. Der RCA verlangt typischerweise eine Konstellation zweidimensionaler Daten, während ein VSG-Signal eine Symbolkonstellation eindimensionaler Daten ist.
Zusammenfassung der Erfindung
In Übereinstimmung mit den Prinzipien der vorliegenden Erfindung wird ein Blindentzerren, der nicht den CMA- oder RCA-Algorithmus verwendet, zu Veranschaulichungszwecken im Zusammenhang mit einem Fernsehsignalempfänger zur Verarbeitung eines hochauflösenden Fernsehsignals beschrieben. Ein mehrstufiger Quantisierer, der fortschreitend eine feinere Auflösung darbietet, ist kontrolliert mit dem Betrieb des Entzerrers zur Herbeiführung einer Blindentzerrung ohne die Notwendigkeit eines "Trainings"-Signals verbunden.
Bei der dargestellten Ausführungsform ist dem Entzerrer ein erstes Trägerrückgewinnungsnetzwerk vorgeschaltet und ein zweites Trägerrückgewinnungsnetzwerk nachgeschaltet, und das Eingangssignal zum System ist ein Restseitenband-(VSB)-Signal ohne eine Trainingskomponente.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
In der Zeichnung zeigt:
1 ein Blockdiagramm eines Teils eines modernen Fernsehempfängers, wie eines HDTV-Empfängers, mit einem Entzerrungssystem gemäß den Grundlagen der Erfindung,
2 ein Blockdiagramm einer weiteren Ausführungsform eines Entzerrungssystems gemäß den Grundlagen der vorliegenden Erfindung,
3 Einzelheiten eines Teils der in den 1 und 2 gezeigten Systeme, und
4 einen Symbolentscheidungsprozeß in Verbindung mit einem Blindentzerrungsprozeß.
Detaillierte Beschreibung der Zeichnungen
Gemäß 1 wird ein Rundfunk-VSB-moduliertes analoges HDTV-Signal, das von einer Antenne 10 empfangen wird, durch ein Eingangsnetzwerk 14 mit RF-Abstimmungskreisen, einem Doppelkonvertierungstuner zur Erzeugung eines Zwischenfrequenz-Paßbandausgangssignals und zweckentsprechenden Verstärkungssteuerkreisen, als Beispiel, verarbeitet. Das empfangene VSG-Signal ist zur Veranschaulichung ein 8-VSB-Signal mit einer Symbolrate von 10,76 M-Symbolen/Sekunde unter Einnahme eines herkömmlichen NTSC-6-MHz-Frequenzspektrums in Übereinstimmung mit der Grand-Alliance-HDTV-Spezifikation. Die Nyquist-Bandbreite für dieses System beträgt 5,38 MHz mit Zusatzbandrate von 0,31 MHz an jeder Bandgrenze.
Das Paßbandausgangssignal vom Eingabewerk 14 wird von der analogen in die digitale Form durch einen A/D-Wandler 16 umgewandelt, der mit einer Abtastfrequenz von beispielsweise 2 Abtastungen/Zeichen arbeitet. Das empfangene VSG-Signal bei diesem Beispiel enthält keine Pilotkomponente oder Trainingskomponente und ist durch die Einheit 14 in der Weise verarbeitet worden, daß die Mitte des 6-MHz-Bandes nominell bei 5,38 MHz liegt. Das Frequenzspektrum dieses Signals am Eingang des ADC 16 nimmt einen Bereich von 2,38 MHz bis 8,38 MHz ein. Wenn die Taktsynchronisierung mittels eines Taktrückgewinnungsnetzwerkes 17 hergestellt worden ist, tastet die ADC-Einheit 16 dieses Signal bei 21,52 MHz ab, was das Zweifache der Zeichengeschwindigkeit ist. Das Taktrückgewinnungsnetzwerk 17 liefert einen Ausgangszeichentakt (CLK), der mit einem entsprechenden, von einem Sender erzeugten Takt synchronisiert wird. Der Takt CLK wird auf die ADC-Einheit 16 und weitere Elemente des Empfängersystems angelegt. Die Technik zum Erreichen der Taktrückgewinnung ist allgemein bekannt. Eine besonders vorteilhafte Taktrückgewinnungstechnik, die zur Anwendung durch das Netzwerk 17 geeignet ist, ist in einer gleichzeitig anhängigen US-Patentanmeldung Nr. (RCA 87,588) von Strolle u. a. mit dem Titel "Carrier Independent Timing Recovery System for a Vestigial Sideband Modulated Signal" beschrieben.
In dem beschriebenen System beträgt die Trägerfrequenz des gesendeten Signals nominell 5,38 MHz, die gesendete Zeichenfrequenz nominell 10,76 M-Zeichen/sec. und die Empfängerabtastfrequenz nominell 21,52 MHz. Bei Taktsperre beträgt die Empfängerabtastfrequenz das Zweifache der gesendeten Zeichenfrequenz. Bei Trägersperre, wenn Demodulation in Basisband resultiert, beträgt die rückgewonnene Trägerfrequenz ¼ der Empfängerabtastfrequenz.
Das digitale Signal von der ADC-Einheit 16 wird an einen Trägerprozessor 18 angelegt. Der Prozessor 18 enthält ein Trägerrückgewinnungsnetzwerk in herkömmlicher Ausführung zur Bereitstellung eines VSB-Ausgangssignals, das auf Nachbar-Basisband demoduliert wird. Trägerrückgewinnungsnetzwerke, die für diesen Zweck geeignet sind, sind im Fachgebiet bekannt. Ein besonders geeignetes Trägerrück gewinnungsnetzwerk zur Verwendung in der Einheit 18 ist in einer gleichzeitig anhängigen US-Patentanmeldung von C. Strolle u. a., Nr. (RCA 87,862) , mit dem Titel "Carrier Recovery System for a Vestigial Sideband Signal" beschrieben. In dem zu besprechenden System wird die Demodulation auf absolutes Basisband mittels eines Blindentzerrungsnetzwerks zusammen mit einem zweiten Trägerrückgewinnungsnetzwerk ohne Rückgriff auf ein Pilotsignal zur Unterstützung der Trägerrückgewinnung oder eines Trainingssignals zur Unterstützung der Entzerrung erreicht. Das zu verarbeitende VSB-Eingangssignal ist ein komplexes Signal mit realen und imaginären Komponenten und kann von der Art sein, die vom Sendesystem Grand-Alliance-HDTV verwendet wird. Nur die reale Komponente des VSB-Signals enthält Datenzeichen, die zurückzugewinnen sind.
Das Nachbarbasisband-VSB-Ausgangssignal vom Prozessor 18 enthält digitale Daten wie auch Intersymbolstörung (ISI), hervorgerufen durch Sendekanalstörungen und Artefakte. Dieses Signal wird auf einen Eingang eines komplexen, adaptiven Aufschaltungspaßbandentzerrers 20, z. B. eines bruchzahlenmäßig beabstandeten Entzerrers, angelegt, der in diesem Fall als ein digitaler FIR-Filter implementiert ist. Der Entzerrer 20 arbeitet während der Signalaquisition in einer "Blind"-Betriebsart und danach in einer entscheidungsgerichteten Betriebsart. Die Koeffizientenwerte (Abgriffgewichte) des Entzerrers 20 werden adaptiv durch ein Fehlersignal "E" gesteuert, das, wie es noch besprochen wird, an einen Steuereingang angelegt wird.
Der für die Blindentzerrung verwendete Algorithmus bestimmt zweckmäßige Entscheidungsregionen für eine VSB-Entscheidungsvorrichtung, um so Entscheidungen zu erzeugen, die einem adaptiven Entzerrer eine Umwandlung ohne Anwendung eines Trainingssignals ermöglichen. Es wird hilfreich sein, mehrere Begriffe zu definieren, bevor der Prozeß der Blindentzerrung mehr im einzelnen beschrieben wird. Eine "Entscheidungsregion" ist ein stetiger Teil des Realzahlbereichs und hat eine obere und untere Grenze. Eine "unbegrenzte Entscheidungsregion" ist eine Entscheidungsregion mit entweder positiver Unendlichkeit für eine obere Grenze oder negativer Unendlichkeit für eine untere Grenze. Eine Symbolpunkt ist in einer Entscheidungsregion gelegen, wenn er einen Wert kleiner als die obere Grenze und größer als die untere Grenze hat. Eine Entscheidungsregion "überspannt" einen Symbolpunkt, wenn der Symbolpunkt in der Entscheidungsregion liegt. Eine "Entscheidungsvorrichtung", wie etwa ein Quantisierer, bestimmt, in welcher Entscheidungsregion sich ein einlaufender Symbolpunkt befindet, und gibt ein Symbol entsprechend dieser Entscheidungsregion ab. Ein "Schritt" ist der Abstand zwischen zwei benachbarten Symbolen in einer vollen Konstellation. Wie oben bemerkt, ist ein VSG-Signal im wesentlichen eine eindimensionale Datenkonstellation, bei der nur eine Achse quantisierte Symboldaten enthält, die bei einem Empfänger zurückzugewinnen sind.
In einem VSB-System überspannt eine Entscheidungsregion typischerweise ein Datensymbol der vollen Konstellation. Die obere und untere Grenze jeder Entscheidungsregion sind mittig zwischen die Konstellationabtastpunkte gesetzt. Falls diese Entscheidungsregionen für eine Anfangskonvergenz des Entzerrers verwendet werden, tritt eine Konvergenz nicht ein, weil, aufgrund des Vorhandenseins von ISI, deutlich weniger als 90 % der Entscheidungen von der Entscheidungsvorrichtung korrekt sind.
Ein Blindentzerrungsalgorithmus bestimmt, wie noch besprochen wird, neue obere und untere Entscheidungsregionsgrenzen in dem Prozeß der Erzwingung einiger korrekter Entscheidungen. Die volle VSB-Konstellation wird in mehreren Sätzen gruppiert, und es werden obere und untere Grenzen für Entscheidungsregionen bestimmt. Diese ersten Sätze werden in kleinere Sätze unterteilt, bis jeder Satz nur ein Symbol enthält und die Entscheidungsregionen typischen VSB-Entscheidungsregionen entsprechen. Die Entscheidungsgrenzen sind typischerweise auf halbem Wege zwischen Symbolen in den Entscheidungsregionen angeordnet. Jede Entscheidungsstufe, z. B. ein Quantisierer, ermöglicht es, daß eine Anzahl von Entscheidungen korrekt ist, so daß sich der Entzerrer an Konvergenz annähert. Somit dient jede Entscheidungsstufe im Blindentzerrungsprozeß dazu, fortschreitend das "Auge" des VSB-Signals zu öffnen, so wie die Konvergenz angenähert wird.
Die obere und untere Grenze jeder Entscheidungsregion wird auf folgende Weise bestimmt. Für einen gegebenen Cluster von Symbolen wird die untere Grenze einer gegebenen Entscheidungsregion auf einen Wert gesetzt, der einen halben Schritt kleiner ist als der Wert des kleinsten Symbols in diesem Cluster. Wenn jedoch das kleinste Symbol das kleinste gewertete Symbol der Konstellation ist, dann wird die untere Grenze auf negative Unendlichkeit gesetzt. Die obere Grenze der Entscheidungsregion wird auf einen Wert gesetzt, der einen halben Schritt größer ist als der Wert des größten Symbols im Cluster (sofern nicht das Symbol das größte gewer tete Symbol in der Konstellation ist, in welchem Fall die obere Grenze auf einen Wert positiver Unendlichkeit gesetzt wird). Wenn ein Ausgangssymbol vom Entzerrer in einer dieser Entscheidungsregionen liegt, wird die Ausgabe der Entscheidungsvorrichtung als das arithmetische Mittel der Datensymbole des zugehörigen Clusters genommen.
Wenn ein lokal erzeugtes Fehlersignal kleiner ist als ein vorbestimmter Quantisiererschwellenwert, was bedeutet, daß die Entscheidungsregionsbewertung verbessert werden kann, werden die Entscheidungsregionen durch hälftige Teilung jedes Symbolclusters geändert. Die oberen und unteren Grenzen der neuen Entscheidungsregionen und die Ausgabe der Entscheidungsvorrichtung werden in der oben beschriebenen Weise neu berechnet.
Der oben beschriebene Prozeß wird durch das folgende Beispiel für ein 8-VSB-Signal erläutert. Das vom Grand-Alliance-HDTV-System angenommene Signalformat verwendet ein 8-VSB-Signal mit einer eindimensionalen Datenkonstellation, die durch die folgenden acht Datensymbole definiert ist: –7 –5 –3 –1 +1 +3 +5 +7
Diese eindimensionale Konstellation wird durch die reale Inphasenkomponente des VSB-Signals transportiert. Bei dieser Symbolanordnung sind die Symbole sämtlich gleichmäßig zwei Einheiten voneinander beabstandet und Datenbits können Symbolen zugeordnet werden, ohne einen DC-Versatz mit sich zu bringen.
Das oben gegebene Beispiel des Blindentzerrungsprozesses umfaßt drei Stufen oder Pegel, in denen Eingangsdatensymbole in drei verschiedenen Formen gruppiert bzw. "geclustert" und jeweils fortschreitend feineren Quantisierungsschritten durch zugeordnete Quantisierungsentscheidungsvorrichtungen unterzogen werden. Die erste (grobe) Gruppierung der Acht-Symbol-VSB-Konstellationspunkte tritt in einer ersten Stufe der Entzerrung unter Einbeziehung eines groben Quantisierungsschrittes auf und erzeugt zwei Symbolcluster: [–7, –5, –1] und [1, 3, 5, 7]
Für diese Operation wird der Schneidepunkt des Quantisierers auf Null gesetzt und das Datenzeichen (+ oder –) wird ermittelt. Die Entscheidungsregionen des groben Quantisierungsschrittes für jeden dieser Cluster sind entsprechend [–unendlich, 0] und [0, +unendlich].
In diesem Fall sind die Ausgänge der Entscheidungsvorrichtungen der Grobquantisierung jeweils [–4] [+4].
Die nächste Stufe der (feineren) Gruppierung in der nächsten Entzerrungsstufe produziert die folgenden vier Symbolcluster: [–7, –5] [–3, –1] [1, 3] [3, 5].
Die Entscheidungsregionen für den feineren Quantisierungsschritt für diese Cluster sind jeweils [–unendlich, –4] [–4, 0] [0, 4] [4, unendlich].
In diesem Fall sind die Ausgänge der Entscheidungsvorrichtungen für die feinere Auflösung jeweils [–6] [–2] [2] [6].
Die letzte Verfeinerungsstufe in der letzten Entzerrungsstufe produziert Symbolcluster [–7] [–5] [–3] [–1] [1] [3] [5] [7]mit den feinsten Entscheidungsregionen [–unendlich, –6] [–6, –4] [–4, –2] [–2, 0] [0, 2] [2, 4] [4, 6] [6, unendlich].
Die Ausgänge der Entscheidungsvorrichtung für die feinste Auflösung sind somit die volle VSB-Konstellation: –7 –5 –3 –1 1 3 5 7.
Die von den Quantisierern produzierten Entscheidungsausgaben werden durch einen Eingabe/Ausgabe-Mapper (Verweistabelle) bereitgestellt. Die Verwendung eines solchen Mappers ist in der Quantisiererkonstruktion allgemein bekannt. Dieses Beispiel für ein 8-VSB-Signal begann mit zwei Clustern von vier Symbolabtastungen. Es hätte auch mit einem Cluster von acht Symbolen anfangen können. Eine analoge Operation betrifft ein 16-VSB-Signal. Ein 16-VSB-Signal kann mit vier Clustern von vier Symbolen oder mit zwei Clustern von acht Symbolen beginnen. Wie zwischen aufeinanderfolgenden groben und feineren Regionen sind die Entscheidungsregionswerte typischerweise durch einen Faktor von ½ korreliert, jedoch ist dieses Verhältnis nicht kritisch.
Der oben beschriebene Prozeß ist durch 4 zusammengefaßt, die Cluster, Entscheidungsregionen und Entscheidungsvorrichtungsausgaben für die Blindentzerrung eines 8-VSB-Signals zeigt. Diese Operationen werden durch ein Netzwerk 50 in 1 ausgeführt, wie es noch besprochen wird, einschließlich Quantisierern 52, 54 und 56 und eines Multiplexers (MUX) 58 zur Bereitstellung eines Ausgabendatenstroms von zeitmultiplexierten Symbolen.
Eine Abwandlung der oben beschriebenen Prozesse kann gelegentlich für VSB-Signale notwendig sein. Ein Problem entsteht, wenn einige, jedoch nicht sämtliche Entscheidungsregionen in einem Satz von Entscheidungsregionen unbegrenzt sind. Bei VSB-Signalen sind die äußersten positiven und negativen Entscheidungsregionen unbegrenzt. Aufgrund von Sendekanalstörungen ist es möglich, daß mehrere Punkte in die unbegrenzten Regionen fallen können, als es normalerweise der Fall ohne Kanalverzerrungen wäre. Diese Situation erzeugt eine Vorspannung im Ausgang der Entscheidungsvorrichtung. Um diese Vorspannung zu überwinden, wird der Bereich der unbegrenzten Entscheidungsregionen leicht gekürzt, und der Bereich der begrenzten Entscheidungsregionen wird gleichzeitig erhöht. Diese Regionen werden um einen Betrag gekürzt und verlängert, der nötig ist, um die optimalen Versatzwerte zu erreichen, die im folgenden Absatz erwähnt sind. Diese Werte sind üblicherweise ein kleiner Prozentsatz der gesamten Entscheidungsregion. Diese Einstellung macht die Auswahl sämtlicher Entscheidungsregionen gleich wahrscheinlich.
Dieses Vorspannungsregulierverfahren ist durch das folgende Beispiel im Zusammenhang mit dem oben beschriebenen 8-VSB-System erläutert. In der 4-Clusterstufe zum Beispiel werden die Entscheidungsregionwerte verändert durch Multiplizieren mit einem Versatzskalierungsfaktor "Δ" mit einem Wert etwas größer als eins zum Beispiel. Der Wert des Versatzes kann mit der Art und den Anforderungen eines bestimmten Systems variieren. Der Zweck des Versatzes besteht darin, den Bereich von Zwischenentscheidungsregionen einzuengen. Der Versatz wirkt nicht bei dem äußersten Wert am positiven und negativen Extrem einer Entscheidungsregion, z. B. positiv oder negativ unendlich. Somit werden im Falle der oben besprochenen zweiten Symbolgruppierung die Entscheidungsregionen wie folgt modifiziert: [–unendlich, –4·Δ] [–4·Δ, 0] [0, 4·Δ] [4·Δ, +unendlich].
Die Entscheidungsvorrichtungsausgänge werden ähnlich modifiziert: –6·Δ –2·Δ 2·Δ 6·Δ.
Die optimalen Versatzwerte für jede Entzerrungsstufe (Clusterpegel) findet man durch Minimierung von Übergängen im RMS-Fehler, wenn der Quantisierer von zwei Clustern auf 4 Cluster und von 4 Clustern auf 8 Cluster umschaltet. Diese Werte werden oft empirisch bestimmt. In einigen Fällen können der Versatzwert der Ausgabevorrichtung und der Versatzwert der Entscheidungsregion differieren. Analoge Feststellungen gelten für ein 16-VSB-Signal.
Die Arbeitsweise des in 1 gezeigten Systems wird nun besprochen. Bei dieser Ausführungsform ist der Entzerrer 20 als FIR-Filter mit einstellbarem Abgriff ausgeführt, obgleich andere adaptive Filterstrukturen verwendet werden können. Der Entzerrer 20 ist eine komplexe Einheit mit komplexem Eingang und Ausgang. Jedoch kann der Entzerrer 20 ein nur Realfilter sein, der nur die Inphasen-Realkomponente des Eingangssignals verarbeitet und der einen einzigen Realausgang hat. Eine nur Realentzerrungsfilteranordnung ist, wie sie besprochen wird, in 2 gezeigt.
Das Ausgangssignal vom Entzerrer 20 wird auf einen ersten (De-)Rotator 22 gelegt, der eine herkömmliche Ausbildung hat und in allgemein bekannter Weise so arbeitet, daß Phasenfehler eines Eingangssignals als Antwort auf ein Kontrollsignal kompensiert werden. Der Rotator 22, ein komplexer Vervielfacher, ist in ein zweites Trägerrückgewinnungsnetzwerk einbezogen, das auch ein Phasendetektornetzwerk 30 und ein Netzwerk 24 zum Trennen der Inphasenreal- und Quadraturimaginärkomponenten des Ausgangssignals vom Rotator 22 aufweist. Netzwerke zum Trennen der realen und imaginären Komponenten eines komplexen Signals sind allgemein bekannt. Das zweite Trägerrückgewinnungsnetzwerk entfernt typischerweise Restphasenfehler im Ausgangssignal des Entzerrers 20 zur Erzeugung eines Basisbandsignals. Das zweite Trägerrückgewinnungsnetzwerk verstärkt in vorteilhafter Weise ein früheres Trägerrückgewinnungsnetzwerk im Prozessor 18, das typischerweise einen Frequenzversatz beseitigt, dem jedoch die Kraft zur Beseitigung sämtlicher Frequenz- und Phasenversatze fehlen kann.
Die vom Netzwerk 24 getrennte reale Komponente wird von einem Realphasendetektor 32 im Netzwerk 30 verarbeitet, wie es in Verbindung mit 3 gezeigt und besprochen wird. Ein Ausgangssignal vom Detektor 32 ist repräsentativ für einen Phasenfehler des Detektoreingangssignals, das auf das Ausgangssignal des Entzerrers 20 bezogen ist. Das Ausgangssignal des Detektors 32 wird von einem Schleifenfilter 34 (z. B. einem Integrator) zur Erzeugung einer Spannung proportional dem Phasenfehler gefiltert. Ein spannungsgesteuerter Oszilator (VCO) 36 erzeugt eine Frequenz proportional zu dieser Spannung. Damit ist der Ausgang des VCO 36 ein komplexes Signal, dessen Frequenz und Phase proportional dem Phasenfehler des Ausgangssignals vom adaptiven Entzerrer sind. Das Ausgangssignal vom VCO 36 steuert den Betrieb des Derotators 22 zur Kompensierung von Phasenfehlern im Ausgangssignal des Entzerrers 20. Speziell modifiziert der Rotator 22 die Phase des Eingangssignals als eine Funktion des VCO-Ausgangssignals, um so den Phasenfehler auf Null zu reduzieren.
Unter Anwendung allgemein bekannter Signalverarbeitungstechniken wird das Steuersignal vom Netzwerk 30 von einer Einheit 64 konjugiert, um die imaginäre Komponente des komplexen Steuersignals vom Netzwerk 30 zu entfernen. Das resultierende nur reale Steuersignal von der Einheit 64 wird auf einen Steuereingang eines zweiten (De-)Rotators 62 gelegt, was nachfolgend besprochen wird. Die getrennte reale Komponente von der Einheit 24 wird auf einen Eingang des Netzwerks 50 zur Verarbeitung gelegt. Eine Einheit 67 verarbeitet die getrennte imaginäre Komponente von der Einheit 24 mit einem realen Ausgangssignal vom Netzwerk 50 zur Wiederherstellung eines komplexen Signals.
Das Netzwerk 50 ist eine mehrstufige Entscheidungsvorrichtung mit drei parallelen Quantisierungsstufen (Entscheidungsvorrichtungen) 52, 54 und 56, die quantisierte Daten an einen 3:1-Zeitmultiplexer 58 geben. Das Netzwerk 50 liefert die oben beschriebene Symbolgruppierung, Entscheidungsregionen und Entscheidungsausgänge, wie in 4 zusammengefaßt. Der 2-Pegel-Quantisierer 52 wird anfänglich während der ersten (groben) Entzerrungsstufe verwendet. Wenn der RMS-Wert eines am Ausgang des zweiten Rotators 62 entwickelten Paßbandfehlersignals E unter einen vorbestimmten Schwellenwert nach Ermittlung durch ein Vergleichs netzwerk in einem Sensor 66 fällt, wird ein Steuersignal des Multiplexers (MUX) durch den Sensor 66 erzeugt. Dieses Steuersignal veranlaßt den MUX 58 im Netzwerk 50, den Ausgang vom Quantisierer der nächsten (feineren) Stufe, z. B. vom 4-Pegel-Quantisierer 54 auf der zweiten Entzerrungstufe zu wählen. Der Entzerrer antwortet auf von der Anwendung dieses Quantisierers abgeleitete Informationen, bis der RMS-Fehler unter einen vorbestimmten zweiten Schwellenwert fällt, wie er ebenfalls vom Sensor 66 ermittelt wird. Ein für diesen Zustand erzeugtes Steuersignal des Multiplexers veranlaßt das Netzwerk 50, den Ausgang vom Quantisierer der nächsten und letzten (feinsten) Stufe, den 8-Pegel-Quantisierer 56 auf der dritten und letzten Stufe der Entzerrung in diesem Beispiel zu wählen. Der Quantisierer 56 deckt die volle 8-VSB-Konstellation ab. An diesem Punkt wird erwartet, daß der Entzerren 20 in der Lage sein muß, voll zu konvergieren.
Die Eingabe an den nichtumkehrenden (+)-Eingang eines Kombinators 60 ist das komplexe Signal vor der Quantisierung, und die Eingabe an den invertierenden (–)-Eingang des Kombinators ist das komplexe Signal nach der Quantisierung der realen Komponente. Somit stellt das Ausgangssignal vom Kombinator 60 den Unterschied vor und nach der Quantisierung oder den Versatz/Fehler von dem gewünschten Quantisierungspegel dar. Dieses Signal stellt einen Basisbandphasenfehler dar. Der Rotator 22 und der Rotator 62 sind gleichartige komplexe Rotatoren, die in entgegengesetzten Richtungen rotieren (d. h. im und entgegen dem Uhrzeigersinn). Der Unterschied in der Drehrichtung wird durch die Konjugation des an den Steuereingang des Rotators 62 eingelegten Signals im Vergleich zum Rotator 22 verursacht. Das am Ausgang des Rotators 62 entwickelte Fehlersignal E stellt den Paß bandphasenfehler dar, den der Entzerrer 20 durch Regulierung seiner Koeffizienten als Antwort auf das Fehlersignal E entfernen soll.
Das Netzwerk 50 kann einen einzigen adaptiven Quantisierer mit einem steuerbaren Quantisierungspegel anstatt dreier gesonderer Quantisierer 52, 54 und 56, wie gezeigt, verwenden. Ein entzerrtes Basisbandsignal wird von einer Einheit 76 decodiert und von einem Ausgabeprozessor 78 verarbeitet. Der Decoder 76 kann zum Beispiel Entflechtungs-Reed-Solomon-Fehlerkorrektur- und Audio/Video-Decodierwerke, wie bekannt, aufweisen. Der Ausgabeprozessor 78 kann ferner Audio- und Videoprozessoren und Audio- und Videoreproduktionsvorrichtungen aufweisen. In einem System, das einen Trellisdecoder verwendet, kann eine Eingabe an den Trellisdecoder von einem Terminal T1 am Ausgang des ersten Rotators 22 entnommen werden.
Das in 2 gezeigte System führt ebenfalls eine Blindentzerrung eines Nachbarbasisband-VSB-Signals aus, verwendet jedoch einen Nurrealentzerrer und nicht einen komplexen Entzerrer, wie er in 1 verwendet wird. In 2 wird die reale Komponente eines empfangenen VSG-Signals an einen Eingang eines adaptiven Nurrealentzerrers 210 mit Vorwärtsregelung angelegt. Die Koeffizienten des Entzerrers 210 werden als Antwort auf ein Fehlersignal E (wie es besprochen wird) eingestellt. Das reale Ausgangssignal des Entzerrers 210 wird in einem Addierer 212 mit einem Realausgangssignal von einem Entscheidungsrückkopplungsentzerrer 214 kombiniert. Ein Filternetzwerk 216 stellt die imaginäre Quadraturphasenkomponente der realen VSB-Signalkomponente vom Realausgang des Addierers 212 wieder her.
Diese Wiederherstellung wird unter Verwendung bekannter Hilbert-Umwandlungstechniken erreicht und basiert auf der Tatsache, daß die Inphasenrealkomponente und die Quadraturimaginärkomponente eines VSG-Signals in etwa ein Hilbert-Umwandlungspaar bilden. Eine Einheit 218 kombiniert die wiederhergestellte Quadraturkomponente vom Filter 216 und die reale Komponente von der Einheit 212 zur Erzeugung eines wiederhergestellten komplexen VSG-Signals mit einer entzerrten realen Komponente. Ein Verzögerungsglied 220 kompensiert eine Zeitverzögerung in Verbindung mit dem Betrieb des Wiederherstellungsfilters 216, um zu gewährleisten, daß die Eingangssignale am Addierer 218 zeitgleich eintreffen.
Das komplexe VSG-Signal von der Einheit 218 wird von einem Vervielfacher (Rotator) 224 verarbeitet, der in der gleichen Weise arbeitet wie der Rotator 22 in 1 und in gleicher Weise auf ein komplexes Ausgangssignal antwortet, das von einem VCO in einem zweiten Trägerrückgewinnungsnetzwerk 226 entsprechend der Einheit 30 in 1 erzeugt wird. Wie im Falle der 1 antwortet das Trägerrückgewinnungsnetzwerk 226 auf die getrennte reale Komponente des Ausgangssignals vom Rotator 224, wie es durch einen Separator 228 für die realen/imaginären Komponenten bereitgestellt wird. Die reale Komponente von der Einheit 228 wird durch ein mehrstufiges Quantisierungsentscheidungsnetzwerk 230 entsprechend dem Netzwerk 50 in 1 verarbeitet. Ein entzerrtes Basisband-VSB-Signal erscheint am Ausgang des Quantisierers 230 und wird zu nachfolgenden Signalverarbeitungskreisen (nicht gezeigt) transportiert.
Die realen Eingangs- und Ausgangssignale des Quantisierers 230 werden von einem Subtrahierer differenziert, und das resultierende reale Signal wird an einen Eingang eines Vervielfachers 234 angelegt. Das Ausgangssignal des Subtrahierers stellt den Unterschied zwischen dem realen Eingangssignal zum Quantisierer 230 und dem quantisierten realen Ausgangssignal vom Quantisierer 230 dar. Ein weiterer Eingang des Vervielfachers 234 empfängt die Realsignalausgabe vom Subtrahierer 232. Die durch die Einheit 228 getrennte imaginäre Komponente und die entzerrte reale Komponente vom Ausgang des Quantisierers 230 werden durch eine Einheit 236 zur Erzeugung eines komplexen VSG-Signals kombiniert, das auf einen Signaleingang eines Vervielfachers 240 gelegt wird. Ein weiterer Eingang des Vervielfachers 240 empfängt ein reales Signal von einem Konjugationsnetzwerk 236, das die imaginäre Komponente im komplexen Ausgangssignal der Einheit 226 invertiert.
Die Ausgabe des Vervielfachers 240 ist ein reales Paßbandsignal (nur die reale Ausgabe des Komplexvervielfachers wird verwendet). Dieses Signal wird auf einen Signaleingang eines Entscheidungsrückkopplungsentzerrers 214 gelegt, und ein Steuereingang des Entzerrers 214 empfängt ein Fehlerausgangssignal (E) vom Vervielfacher 234. Dieses Fehlersignal stellt ein Paßbandfehlersignal dar und wird ebenfalls auf den Eingabenentzerrer 210 als ein Koeffizientensteuersignal gelegt. Die Ausgabe des Entzerrers 214 ist real und wird in einer Einheit 212 mit dem entzerrten realen Ausgangssignal des Entzerrers 210 kombiniert. Der Rückkopplungsentzerren 214 entfernt verbleibende Intersymbolstörungen, die nicht von dem Entzerrer 210 mit Vorwärtsregelung entfernt wurden. Entscheidungsrückkopplungsent zerren sind allgemein bekannt. Der mehrstufige Quantisierer 230 kann mittels eines MUX-Steuersignals in der gleichen Weise, wie in 1 gezeigt, durch Abtasten des Fehlersignals zur Entwicklung des MUX-Steuersignals gesteuert werden, das an einen mit dem Quantisierer 230 verbundenen Multiplexer angelegt wird, wie es in Verbindung mit 1 beschrieben ist.
Der Phasendetektor 32 des Netzwerks 30 in der zweiten Trägerrückgewinnungsschleife der 1 und das entsprechende Netzwerk 226 in 2 sind im einzelnen in 3 gezeigt. Der Phasendetektor 32 mißt den Phasenfehler des Trägers, indem er nur die reale Komponente des VSG-Signals verwendet, und erzeugt ein Ausgangssignal, das proportional dem Sinus des Trägerphasenfehlers ist. Der Phasendetektor 32 ermittelt im wesentlichen jede Quadraturphasenkomponente in der Realkomponenteneingabe zum Phasendetektor. Eine derartige Quadraturverzerrung der realen Komponente stellt einen Phasenversatzfehler dar, der am Ausgang des Phasendetektors 32 manifestiert wird.
Der Phasendetektor umfaßt einen Quantisierer 310, Symbolverzögerungsglieder 312 und 314, Vervielfacher 316 und 318 und einen Subtraktivkombinierer 320 in der gezeigten Anordnung. Der Quantisierer 310 ist ein Achtpegelquantisierer im Falle eines 8-VSB-Signals, ein Sechszehnpegelquantisierer im Fall eines 16-VSB-Signals und so weiter. Die Verzögerungsglieder 312 und 314 kompensieren eine Übergangszeitverzögerung in Verbindung mit dem Betrieb des Quantisierers 310, so daß die Signale an den Vervielfachern 314 und 316 zeitgleich eintreffen. Der Phasende tektor 32 ist ein Niedriglatenzphasendetektor mit einer kleinen (ein Symbol) Verzögerung zwischen Eingang und Ausgang, was ein gutes Rauschtracking erzeugt.
Der Phasendetektor erzeugt ein Phasenfehlerausgangssignal Ph(t), das proportional dem Sinus des Phasen-(Winkel-)-Fehlers des Eingangssignals h(t) ist. Dieses Signal ist eine rotierte Version des Ausgangssignals des adaptiven Entzerrers, wie es aus 1 ersichtlich ist. Das Phasendetektorausgangssignal Ph(t) wird definiert durch den Ausdruck Ph(t) = h(t)·h'(t – T) – h'(t)·h(t – T),wobei h'(t) die Ausgabe der Quantisiererentscheidungsvorrichtung 310, h(t) die Ausgabe des adaptiven Entzerrers nach Rotation und T eine Symbolperiode ist. Das Phasendetektorausgangssignal Ph(t) ist proportional dem Sinus des Eingangssignals, nicht einem Zeitversatz. Die Sinusfunktion ist nicht eine mathematische Sinusfunktion an sich, sondern resultiert aus der Form der Eingabe/Ausgabe-Transferfunktion des Phasendetektors 32.

Claims

System zum Empfang eines gesendeten Videosignals, das eine Konstellation von Digitalbilddaten darstellenden Datensymbolen enthält und einer Trägerverschiebung unterliegt, wobei das System eine Vorrichtung beinhaltet, die folgendes umfaßt: einen Signalentzerrer (20) zur Durchführung einer Blindentzerrung des empfangenen Signals und ein Steuernetz zum Steuern des Betriebs des Signalentzerrers (20) zur Erzeugung der Blindentzerrung, wobei das Steuernetz folgendes beinhaltet: (a) einen mehrstufigen Iterationsquantisierer (50) zum Quantisieren von Ausgabedaten vom Signalentzerrer (20), wobei der Quantisierer (50) fortschreitend feinere Auflösungsquantisierungspegel in aufeinanderfolgenden Stufen darbietet, (b) einen auf quantisierte Daten vom Quantisierer (50) ansprechenden Detektor (60, 66) zum Erzeugen eines Steuersignals und (c) eine Einrichtung zum Koppeln des Steuersignals mit dem Signalentzerrer (20).
System nach Anspruch 1, bei dem das empfangene Signal ein Restseitenbandsignal (VSB) mit Formatierung als eindimensionale Konstellation von Digitalbilddaten darstellenden Datensymbolen (–7, –5, –3, –1 1, 3, 5, 7) ist und einer Trägerverschiebung unterliegt, und der Quantisierer (50) die VSB-Symbolkonstellation in fortschreitend kleinere Symbolcluster gruppiert.
System nach Anspruch 2, bei dem das empfangene Signal ein 8-VSB-Signal ist und der mehrstufige Quantisierer (50) eine 2-Pegel-, 4-Pegel- bzw. 8-Pegel-Quantisierung in den entsprechenden Stufen darbietet.
System nach Anspruch 1, bei dem das Steuernetz ferner eine Einrichtung (66) zum Erzeugen eines Steuersignals zum Steuern der Auflösung von Ausgabedaten vom Quantisierer aufweist.
System nach Anspruch 1, das des weiteren ein erstes Trägerrückgewinnungsnetz (18) zur Lieferung eines Nachbarbasisbandsignals an den Signalentzerrer (20) umfaßt, wobei das Steuernetz ferner ein einen Trägerfehler darstellendes Fehlersignal (E) zum Anlegen an einen Steuereingang des Signalentzerrers (20) entwickelt.
System nach Anspruch 1, das des weiteren ein Trägerrückgewinnungsnetz (22, 30, 62) zum Verschieben eines Ausgabesignals vom Entzerrer zum Basisband umfaßt.
System nach Anspruch 5, das ferner ein zweites Trägerrückgewinnungsnetz (22, 30, 62) zum Verschieben eines Ausgabesignals vom Entzerrer zum Basisband umfaßt.
System nach Anspruch 1, das des weiteren eine Einrichtung (60) zum Erzeugen eines eine Differenz zwischen einer unquantisierten Eingabe an den Quantisierer (50) und einer quantisierten Ausgabe vom Quantisierer (50) darstellenden Signals, das einen Trägerphasenfehler darstellt, und eine Einrichtung (62) zum Überführen des Differenzsignals zum Signalentzerrer (20) und zum Detektor (66) aufweist.
Verfahren in Anwendung in Verbindung mit einem Signalentzerrer (20) zur Erzielung einer Blindentzerrung in einem System zum Empfang eines gesendeten Videosignals, das eine Konstellation von Digitalbilddaten darstellenden Datensymbolen enthält und einer Trägerverschiebung unterliegt, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt: (a) Entzerren des gesendeten Videosignals zur Erzeugung eines Ausgabesignals, (b) Iterationsquantisieren des Ausgabesignals aus dem Entzerrungsschritt in Übereinstimmung mit fortschreitend feineren Auflösungsquantisierungspegeln in aufeinanderfolgenden Stufen, wobei das Iterationsquantisieren folgende Schritte umfaßt: (b1) Gruppieren der Konstellation von Datensymbolen in Mehrfachsymbolsätzen, (b2) Quantisieren jedes der Symbolsätze in einem erststufigen Auflösungspegel mit einer zugehörigen Entscheidungsregion zum Erzeugen von Entscheidungsausgabesymbolen für jeden Symbolsatz, (b3) Auswerten der Entscheidungsausgabesymbole in Bezug auf einen Schwellenwert und (b4) Wiederholen der Schritte (b1) bis (b3) als Funktion des Schwellenwertes zum Erzeugen fortschreitend feinerer Auflösungsquantisierungspegel in aufeinanderfolgenden Stufen, (c) Ableiten eines Fehlersignals als Funktion der Entscheidungsausgabesymbole und (d) Überführung des Fehlersignals zu einem Steuereingang des Signalentzerrers (20).
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem der Schritt des Iterationsquantisierens die Schritte des Auswertens eines jeden der Symbolsätze mit Bezug auf eine Entscheidungsregion und der Lieferung von Quantisierungsentscheidungssymbolausgaben auf der Basis der Entscheidungsregionauswertung umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem, im Gruppierungsschritt, die Symbole in fortschreitend kleinere Sätze von Symbolen gruppiert werden und, im Auswertungsschritt, die Entscheidungsregionen einen fortschreitend schmaleren Bereich darbieten.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem das gesendete Videosignal ein Restseitenbandsignal (USB) mit Formatierung als eindimensionale Konstellation von Datensymbolen (–7, –5, –3, –1 1, 3, 5, 7) ist.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem das gesendete Videosignal ein 8-VSB-Signal ist und der Iterationsquantisierungsschritt das Quantisieren in eine 2-Pegel-, 4-Pegel- bzw. 8-Pegel-Quantisierung darbietenden Quantisierungsstufen umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die Schritte (b1) bis (b3) wiederholt werden, bis jeder der Symbolsätze ein einziges Symbol enthält.
Verfahren nach Anspruch 9, des weiteren mit dem Schritt des Modifizierens der Entscheidungsregionwerte mit einem einen Wert größer als 1 aufweisenden Offsetfaktor.
Verfahren nach Anspruch 9, ferner mit dem Schritt des Multiplexierens der Entscheidungsausgabesymbole zur Bildung eines Ausgabedatenstroms.