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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zum Dekodieren
einer Quadraturamplitudenmodulation (quadrature amplitude modulation,
QAM) für
die Verwendung beim Decodieren eines QAM-Signals, mit: einer Ausgleichseinrichtung (equalizer),
die das QAM-Signal unter Verwendung einer Vielzahl von Abgriffsgewichten
(tap weights) ausgleicht, um ein ausgeglichenes Signal zu erzeugen;
einem Demodulator, der mit der Ausgleichseinrichtung verbunden ist
und das ausgeglichene Signal demoduliert, um ein demoduliertes Signal
zu erzeugen; einem Verstärker,
der mit dem Demodulator verbunden ist und das demodulierte Signal
mit einem Verstärkungsfaktor
verstärkt;
einem Analog-Digital-Wandler, der mit dem Verstärker verbunden ist und dafür ausgebildet
ist, ein digitales Signal zu erzeugen; einen Symboldecodierer, der
mit dem Analog-Digital-Wandler verbunden ist und dafür ausgebildet
ist, das digitale Signal zu decodieren; einer Schaltung zur Verstärkungskompensation,
die mit dem Analog-Digital-Wandler und mit dem Verstärker verbunden
ist und unter Verwendung des digitalen Signals den Verstärkungsfaktor
des Verstärkers
einstellt; und einer Schaltung zur Berechnung der Gewichte der Ausgleichseinrichtung,
die mit der Analog-Digital-Schaltung und der Ausgleichseinrichtung
verbunden ist und die basierend auf dem digitalen Signal die Aktualisierungen
der Abgriffsgewichte berechnet.
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich außerdem auf ein entsprechendes
Verfahren zum Decodieren eines Signals mit Quadraturamplitudenmodulation.
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Eine
solche Vorrichtung und ein solches Verfahren sind aus der
EP 0 486 474 A2 bekannt.
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Dass
ein Bedarf an Verfahren mit hoher Geschwindigkeit besteht, um effizient
und zuverlässig Daten
zu senden und zu empfangen, ist seit langem bekannt. Insbe sondere
besteht der Bedarf, Satellitenverbindungen mit mehreren Gigabits
pro Sekunde zu entwickeln, und zwar mit einer Effizienz bezüglich der
Bandbreite von drei Bits je Sekunde je Hertz oder mehr bei akzeptablen
Bitfehlerraten (bit error rates). Die Quadraturamplitudenmodulation
(„QAM") ist die Modulationstechnik,
die am wahrscheinlichsten in der Lage sein wird, Daten bei so hohen Übertragungsraten
(rate of transmission) zuverlässig
bereitzustellen. Mögliche
Anwendungen einer einfachen Schaltung zum Decodieren von QAM bei
höheren (oder
niedrigeren) Übertragungsraten,
umfassen z. B. UHF-Verbreitungsverbindungen mit höherem Durchsatz
und terrestrischer Ausstrahlung von digitalen (z. B. komprimierten)
Fernsehsignalen oder hochauflösenden
Fernsehsignalen (high definition television signals).
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QAM
ist auf diesem technischen Gebiet gut bekannt. Im Allgemeinen werden
Bits verwendet, um individuelle „Symbole" zu erzeugen, die in verschiedene Bereiche
einer „Konstellation” fallen.
Die minimale Genauigkeit oder Bitbreite, die verwendet wird, wenn
ein Signal von analog nach digital gewandelt wird, ist durch die
Modulationsgröße festgelegt,
d. h. die Anzahl von Bits/Symbol. Z. B. hat 16 QAM (4 bits/symbol)
vier Spannungspegel auf jeder Achse (den I- und Q-Achsen) und benötigt einen
Analog-Digital-Wandler mit zwei Bits (oder vier Pegeln) um jede der
I- und Q-Komponenten zu decodieren. Bei der 16 QAM werden die 2-Bit-Ausgänge der
A/D-Wandler analysiert,
um die Position eines Symbols in der Konstellation zu bestimmen.
Daher ist es bei der 16 QAM so, dass das höchstwertige Bit (most significant
bit, MSB) des Analog-Digital-Wandlers (A/D-Wandler) anzeigt, ob
die Position des fraglichen Symbols größer als null ist oder kleiner
als null ist. Ein Wert von eins zeigt an, dass das Symbol größer als
null ist, wohingegen ein Wert von null anzeigt, dass das Symbol kleiner
als null ist. Das zweite wertige Bit (second significant bit, SSB)
zeigt an, ob das Symbol oberhalb oder unterhalb des Mittelpunkts
(mid-point) zwischen den oberen und unteren Schwellwerten ist. Wenn
das zweite wertige Bit über
dem Mittelpunkt zwischen den oberen und unteren Schwellwerten liegt,
wird der Wert des zweiten wertigen Bits eins sein, wohingegen ein
Wert von null anzeigt, dass das Symbol niedriger ist, als der Mittelpunkt
zwischen den oberen und unteren Schwellwerten.
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Ein
Beispiel einer 16 QAM-Konstellation ist in der 5 gezeigt,
die zeigt, dass der verfügbare
digitale Raum (sowohl der imaginäre
als auch der reelle Raum) in 16 Bereiche aufgeteilt ist (durch die
dicken Linien getrennt). Es ist bekannt, dass ein Symbol basierend
auf dem Gebiet, in das die I- und Q-Komponenten fallen, in Bits
decodiert wird.
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Unglücklicherweise
hat es erhebliche Probleme gegeben, die die Entwicklung von QAM
für sehr
hohe Übertragungsraten
behindert haben, einschließlich
von Problemen, die durch Fehler in der Spannungsvoreinstellung (voltage
bias) Verstärkungsfehler
und Kanalverzerrungen hervorgerufen wurden. Dabei haben insbesondere
die Fehler der Spannungsvoreinstellung (voltage bias) und Verstärkungsfehler
die Schaltungen für
QAM bei hohen Geschwindigkeiten heimgesucht. Herkömmliche
Verfahren für
die Steuerung des Fehlers der Spannungsvoreinstellung und des Verstärkungsfehlers
haben große
Anforderungen an den Entwurf von Kompensationsschaltungen gestellt,
und insbesondere bei der Temperaturkompensation dieser Schaltungen.
Des Weiteren haben herkömmliche
Methoden, die zur Entscheidungsfindung benutzt wurden, um die Fehler
der Spannungsvoreinstellung und die Verstärkungsfehler zu kompensieren,
oft unter-abgetastete (sub-sampled) (hochauflösende) Analog-Digital-Wandler
oder mehrere Komparatoren verwendet, die jeweils relativ ineffizient
sind. Des Weiteren waren herkömmliche
Schaltungen für
die Kompensation der Spannungsvoreinstellung und der Verstärkung nicht
mit den Schaltungen der Ausgleichseinrichtung (equalizer) integriert,
was zu unnötig
komplexen Kompensationsschaltungen geführt hat, die schwer zu bauen
waren.
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Das
Ausgleichen ist typischerweise erforderlich, um die Kanalverzerrungen
zu kompensieren, die durch bandbegrenzende atmosphärische Verzerrungen
und allgemeiner nicht-idealer Filterung entstanden, die zu einer
Interferenz zwischen den Symbolen (intersymbol interference) geführt hat.
Eine transversale Ausgleichseinrichtung (z. B. mit angezapfter Verzögerungsleitung
oder nicht-rekursiv) ist eine herkömmliche Vorrichtung, die beim
Ausgleich in Systemen mit hohen Übertragungsraten
verwendet wird. Eine transversale Ausgleichseinrichtung kann als eine
Verzögerungsleitung
mit Abgriffen beschrieben werden, wobei jeder Abgriffausgang durch eine
einstellbare Verstärkung
und einen Phasenversatz geführt
wird und dann mit den anderen Abgriffausgängen aufsummiert wird. Die
Verstärkung
und der Phasenversatz von jedem Abgriffausgang wird z. B. durch
einen Algorithmus zum Erzwingen einer Null (zero forcing algorithm)
bestimmt. Bei einem solchen System werden die aktuellen und die
vorangegangenen Werte eines empfangenen Signals durch Koeffizienten
der Ausgleichseinrichtung (Abgriffsverstärkungen, tap gains) linear
gewichtet und aufsummiert, um das Ausgangssignal zu erzeugen. Bei
einer Ausgleichseinrichtung zum Erzwingen einer Null (zero forcing
equalizer, „ZFE") werden die Koeffizienten der
Ausgleichseinrichtung so gewählt,
um die Abtastwerte eines kombinierten Kanals und Impulsantwort der
Ausgleichseinrichtung auf Null zu zwingen, und zwar bei allen bis
auf einen (d. h., den Hauptpfad) von einer Gruppe von beabstandeten
Zeitpunkten (spaced instants) in der Ausgleichseinrichtung.
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1 zeigt
ein QAM-Decodiersystem gemäß dem Stand
der Technik. Bei diesem System konvertiert ein Sender 1 ein
digitales Signal in Symbole, moduliert die Symbole auf ein Trägersignal
und überträgt das modulierte
Trägersignal
durch einen Kanal 2 an einen Empfänger/eine Ausgleichseinrichtung 3 mit
abgegriffener Verzögerungsleitung
(tapped delay line equalizer). Die Ausgleichseinrichtung 3 mit
abgegriffener Verzögerungsleitung
verwendet Abgriffsgewichte, die sie von einer ZFE 4 erhalten hat,
um das Signal auszugleichen. Das ausgeglichene Signal wird dann
an einen Demodulator 5 übertragen,
der das Signal auf ein Grundband (base band) konvertiert und das
Grundband-Signal an einen Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) 6 überträgt. Der Ausgang
des A/D-Wandlers 6 wird dann an eine Entscheidungseinheit 7 übertragen,
die die empfangenen Signale decodiert und dabei, z. B., die Konstellation
gemäß der 5 verwendet.
Zusätzlich
wird das Grundband-Signal von dem Demodulator 5 an einen hochauflösenden A/D-Wandler 8 übertragen,
der ein Fehlersignal mit hoher Auflösung erzeugt. Der Ausgang des
hochauflösenden
A/D-Wandlers 8 wird als die Fehlerinformation an die ZFE 4 übertragen,
die wiederum das Fehlersignal mit hoher Auflösung verwendet, um die Anpassungen
der Abgriffsgewichte zu berechnen, die dann an die Ausgleichseinrichtung 3 mit
abgegriffener Verzögerungsleitung übertragen werden.
Die Ausgleichseinrichtung 3 mit abgegriffener Verzögerungsleitung
verwendet die Anpassungen der Abgriffsgewichte, um die Schaltung
in bekannter Weise auszugleichen.
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Obwohl
eine Interferenz zwischen den Symbolen, die durch lineare Verzerrungen
hervorgerufen wird, durch Ausgleichen korrigiert werden kann, sind die
derzeitigen Verfahren des Ausgleichens relativ langsam, sind ineffizient
und benötigen
viel Energie. Des Weiteren sind die bekannten Verfahren des Ausgleichens
nicht in den Verfahren zur Kompensation von Verstärkungsfehlern
und der Spannungsvoreinstellung integriert, was dazu führt, dass
diese bekannten Verfahren zum Ausgleichen üblicherweise nicht in der Lage
sind, Fehler zu berücksichtigen,
die hinter dem gewählten
Rückkopplungspunkt
liegen. Insbesondere ist es bei dem System gemäß der 1 so, dass
die Entscheidungsschaltung 7 die Entscheidungen zum Decodieren
der Symbole basierend auf dem Ausgang des A/D-Wandlers 6 macht,
wohingegen die ZFE 4 die Entscheidungen der Ausgleichseinrichtung
basierend auf dem Ausgang des A/D-Wandlers 8 macht, wobei
es sich um verschiedene A/D-Wandler
handelt. Im Ergebnis bedeutet dies, dass die Übertragungsfunktion des A/D-Wandlers 6 von
der ZFE 4 nicht berücksichtigt wird
und dass, in ähnlicher
Weise, die Übertragungsfunktion
des A/D-Wandlers 8 von der Entscheidungsschaltung 7 nicht
berücksichtigt
wird, was zu einer fehlerhaften Abstimmung zwischen der Symboldecodierung
und den Funktionen der Ausgleichseinrichtung führt. Dies wiederum kann zu
Fehlern bei der Symboldecodierung führen.
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Die
eingangs genannte
EP
0 486 474 A2 bezieht sich auf eine Vorrichtung zum Anpassen
einer transversalen Ausgleichseinrichtung ohne Trägersynchronisation.
Es wird behauptet, dass die Ausgleichseinrichtung in der Lage ist,
die Ausgleichsfunktion vollständig
zu erfüllen
und dabei zusammen mit einem Demodulator in einem System zur digitalen Demodulation
eingebaut zu sein, das in einem Kommunikationssystem mit mehreren
Ebenen verwendet werden kann. Die vorgeschlagene Vorrichtung verwendet
ein Netzwerk von logischen Elementen, die mit den Ausgängen des
Analog-Digital-Wandlers verbunden sind, um die Einstellungen für eine Dämpfungsvorrichtung
und einen nachfolgenden Subtrahierer zu bestimmen, die den Eingang
in den Analog-Digital-Wandler verändern.
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US 5,596,605 beschäftigt sich
mit dem Fall, bei dem ein empfangenes orthogonales Amplitudensignal
mit mehreren Pegeln nicht mit dem Frequenzsignal des lokalen Trägers synchronisiert
ist. Wenn dieser Fall eintritt, erkennt ein Radioempfänger mit digitalem
Multiplexen, dass adaptiv ausgeglichene Daten in einem bestimmten
Bereich in der Phasenebene mit orthogonalen Ich und Qch existiert.
Dieses Dokument verwendet auch ein Netzwerk mit logischen Elementen,
um einen Verstärker
anzusteuern, dem ein Versatzerzeuger (Offset-Generator) folgt, um
das Eingangssignal, das an den Analog-Digital-Wandler geht, zu verändern, und
zwar basierend auf dem Ausgangssignal dieses Wandlers.
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Rückkopplungskonzept
aufzuzeigen, um die Fehler bei der Spannungs-Voreinstellung und
Verstärkungsfehler,
die zu Problemen in QAM-Schaltungen bei hoher Geschwindigkeit führen, zu
reduzieren.
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Diese
Aufgabe wird mittels der eingangs genannten Vorrichtung zum Decodieren
gelöst,
die des Weiteren gekennzeichnet ist durch eine Schaltung zum Kompensieren
der Spannungs-Voreinstellung, die mit dem Analog-Digital-Wandler
und mit dem Verstärker
verbunden ist und die die Spannungs-Voreinstellung für den Verstärker unter
Verwendung des digitalen Signals einstellt; wobei der Verstärker als
ein differentieller Verstärker
ausgeführt
ist, der das demodulierte Signal und die Spannungs-Voreinstellung als
Eingangssignale erhält;
und wobei die Schaltung zur Kompensation der Verstärkung ein
Schleifenfilter (loop filter) aufweist, das in der Lage ist, einen
Langzeitdurchschnitt (long term average) eines spezifischen wertigen
Bits des digitalen Signals zu berechnen und in der Lage ist, den
Verstärkungsfaktor
zu erhöhen,
wenn der Langzeitdurchschnitt unter einem ersten Schwellwert liegt,
und den Verstärkungsfaktor zu
reduzieren, wenn der Langzeitdurchschnitt oberhalb eines zweiten
Schwellwerts liegt.
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Die
Aufgabe wird auch durch ein entsprechendes Verfahren gelöst, wie
es in Anspruch 9 beansprucht ist.
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ZUSAMMENFASSENDE DARSTELLUNG
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Ein
adaptives System zum Decodieren einer Quadraturamplitudenmodulation
(„QAM") zur Verwendung,
z. B., in einem QAM-Kommunikationssystem mit hoher Geschwindigkeit
und effizienter Bandbreite weist eine Schaltung auf, die adaptiv
die Verstärkung
und die Spannungs-Voreinstellung anpasst und eine adaptive Ausgleichsrückkopplung
liefert, und zwar basierend auf demselben Signal, das verwendet
wurde, um die QAM-Symbole zu decodieren. Bei einer Weiterbildung,
minimiert das QAM-Decodiersystem die Verstärkungsfehler, die Fehler der Spannungs-Voreinstellung
und stellt adaptive Parameter der Ausgleichsrückkopplung für die Verwendung
in einer Ausgleichseinrichtung zur Verfügung, wie z. B. in einer Ausgleichseinrichtung
zum Erzwingen einer null (zero forcing equalizer, ZFE).
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Um
den Verstärkungsfehler
zu minimieren, analysiert das System ein spezifisches wertiges Bit (specific
significant bit) in einer Abfolge von Ausgangs-Bits, die von einem
Analog-Digital-Wandler bereitgestellt werden, der verwendet wird,
um Decodierfunktionen durchzuführen,
berechnet einen neuen Langzeitdurchschnitt des spezifischen wertigen Bits
(einschließlich
des aktuellsten wertigen Bits, das von dem Analog-Digital-Wandler
ausgegeben wurde) und bestimmt, ob der neue Langzeitdurchschnitt
des spezifischen wertigen Bits größer ist als ein gewünschter
Wert, der z. B. der Mittelwert zwischen den möglichen Werten sein kann. Das
System passt die Verstärkung
nach unten hin an, wenn der Langzeitdurchschnitt des spezifischen
wertigen Bits größer ist
als der gewünschte
Wert (oder der Bereich von Werten), passt die Verstärkung nach
oben hin an, wenn der Langzeitdurchschnitt des spezifischen wertigen
Bits kleiner ist als der gewünschte
Wert (oder Bereich) und wiederholt diese Schritte, um die Verstärkungsfehler
adaptiv zu minimieren.
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Um
die Spannungs-Voreinstellung richtig einzustellen, führt das
System eine Vergleichsfunktion mit zwei spezifischen Bits aus, die
von dem Analog-Digital-Wandler
(A/D-Wandler) erzeugt werden, der dafür verwendet wird, um Funktionen
zum Decodieren der Symbole durchzuführen, berechnet einen neuen
Langzeitdurchschnitt der Ergebnisse der Vergleichsfunktionen (einschließlich des
aktuellsten Ergebnisses der Vergleichsfunktion) und bestimmt, ob der
Langzeitdurchschnitt der Ergebnisse der Vergleichsfunktion größer ist
als ein bestimmter Wert oder ein Bereich von Werten. Dieses Verfahren
erhöht
die Spannungs-Voreinstellung, wenn der Langzeitdurchschnitt der
Ergebnisse der Vergleichsfunktion kleiner ist als der bestimmte
Wert (oder der Bereich) und verringert die Voreinstellung, wenn
das Ergebnis der Vergleichsfunktion größer ist als der spezifische
Wert (oder der Bereich). Das Verfahren wiederholt diese Schritte
dann, um die Spannungs-Voreinstellung adaptiv einzustellen.
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Um
adaptiv auszugleichen, zieht sich das System Informationen aus dem
Analog-Digital-Wandler, der verwendet wird, um Entscheidungen hinsichtlich
des Decodierens von Signalen zu treffen, und verwendet diese Information,
um die Korrelation zwischen Fehlern innerhalb des Hauptsendepfads
innerhalb der Ausgleichseinrichtung und dem Signal zu ermitteln,
das einer Anzahl von zeitlich verzögerten Pfaden innerhalb der
Ausgleichseinrichtung zugeordnet ist. Die Korrelationswerte werden
dann als Versatzwerte (offsets) für die Abgriffsgewichte innerhalb der
Ausgleichseinrichtung verwendet.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Blockdiagramm eines QAM-Decodiersystems gemäß dem Stand der Technik;
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2 ist
ein Blockdiagramm eines QAM-Decodiersystems, das gemäß den Lehren
der Erfindung aufgebaut wurde;
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3 ist
ein Blockdiagramm einer Schaltung zur Kompensation von Verstärkung/Versatz
des QAM-Decodiersystems gemäß der 2;
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4 ist
ein Blockdiagramm einer Schaltung zur komplexen Multiplikation gemäß der 2;
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5 ist
eine Darstellung einer beispielhaften 16 QAM-Konstellation;
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6 ist
ein Ablaufdiagramm, das ein Verfahren zur Kompensation der Verstärkung zeigt;
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7 ist
ein Ablaufdiagramm, das ein Verfahren zur Kompensation der Spannungs-Voreinstellung
zeigt; und
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8 ist
ein Ablaufdiagramm, das ein Verfahren zum Anpassen der Abgriffsgewichte
der Ausgleichseinrichtung zeigt.
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ERLÄUTERUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Eine
Schaltung 9 zum Decodieren einer Quadraturamplitudenmodulation
(„QAM"), die gemäß der Erfindung
aufgebaut wurde, ist in der 2 gezeigt.
Auch wenn hier eine 16 QAM-Decodierschaltung bei den folgenden Erörterungen
beschrieben wird, werden Personen mit gewöhnlichen Kenntnissen auf diesem
Gebiet erkennen, dass sich die vorliegende Erfindung nicht auf 16
QAM-Decodiervorrichtungen
beschränkt.
Ganz im Gegenteil kann die QAM-Decodierschaltung,
die hier offenbart wird, jede Bitstufe (z. B. 4, 8, 32, etc.) verwenden,
ohne dabei den Bereich der Erfindung zu verlassen.
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Allgemein
gesprochen, ersetzt die QAM-Decodierschaltung 9 den Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) 6 und
die Rückkoppelschleife
(d. h. den A/D-Wandler 8 und die ZFE 4) gemäß der 1. Insbesondere
stellt die QAM-Decodierschaltung 9 eine Kompensation der
Verstärkung
und der Spannungs-Voreinstellung bereit, genauso wie ein Ausgleichen
basierend auf den gleichen Daten (d. h. dem Signalausgang von demselben
A/D-Wandler), die von einer Schaltung zur Rückwandlung der Symbole (symbol
demap circuit) verwendet werden, um die Entscheidungen zum Decodieren
der Symbole zu machen. Auf diese Weise werden die Entscheidungen
zur Kompensation unter Verwendung derselben Signale gemacht, die
verwendet wurden, um die Entscheidungen zum Decodieren der Symbole
zu machen, wodurch sich eine bessere Koordination zwischen der Symboldecodierung
und der Kompensation ergibt. Im Allgemeinen weist die QAM-Decodierschaltung 9 zwei
Schaltungen 10 zum Kompensieren von Verstärkung/Versatz
auf, die mit einer Schaltung 11 zum Rückwandeln der Symbole und mit
einer Schaltung 15 zur Berechnung der Gewichte der Ausgleichseinrichtung
verbunden sind. Die Schaltungen 10 zur Kompensation von
Verstärkung/Versatz
steuern im Betrieb die Verstärkungsfehler
und Versatzfehler innerhalb der I- und Q-Kanäle und die Schaltung 15 zum
Berechnen der Gewichte der Ausgleichseinrichtung berechnet adaptiv
Aktualisierungen der Gewichte für
die Ausgleichseinrichtung 3 gemäß der 1, um so
eine Interferenz zwischen den Symbolen (intersymbol interference, „ISI") zu kompensieren.
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Wie
es in der 2 gezeigt ist, werden sowohl
ein In-Phase-Teil (I-Teil) und ein Quadratur-Phase-Teil (Q-Teil)
des Signals von dem Demodulator 5 (1) an getrennte
Schaltungen 10 zur Kompensation von Verstärkung/Versatz übertragen,
von denen eine in der 3 genauer gezeigt ist. Jede
der Schaltungen 10 zur Kompensation von Verstärkung/Versatz
digitalisiert das eingehende Signal unter Verwendung eines einfachen
A/D-Wandlers, führt
die Verstärkungskompensation
und die Kompensation der Spannungs-Voreinstellung auf dem Signal
durch und gibt das erste und das zweite wertige Bit (first and second
significant bits) an eine Schaltung 11 zum Rückwandeln
der Symbole. Jede der Schaltungen 10 zur Kompensation von
Verstärkung/Versatz gibt
auch Fehlersignale (FEHLER i und FEHLER q) und Datensignale (DATEN
i und DATEN q) an die Schaltung 15 zur Berechnung der Gewichte
der Ausgleichseinrichtung aus.
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Allgemein
gesprochen bestimmt die Schaltung 15 zur Berechnung der
Gewichte der Ausgleichseinrichtung die Korrelation zwischen dem
Fehler innerhalb des decodierten Signals (d. h. das Signal des Hauptpfads
in der Ausgleichseinrichtung 3) und dem Signal, das von
jedem einer Anzahl von Signalpfaden (Zeitverzögerungen), nicht aber dem Hauptsignalpfad
in der Ausgleichseinrichtung 3 decodiert wurde, um die
Abgriffsgewichte für
die abgegriffene Verzögerungsleitung 3 zu
bestimmen. Um dies zu bewirken, verzögert eine Verzögerungsschaltung 25 die Fehlersignale (FEHLER
i und FEHLER q) aus den Schaltungen 10 zur Kompensation
von Verstärkung/Versatz
und überträgt die resultierenden
verzögerten
Fehlersignale an eine Anzahl von Einheiten 27 zur komplexen
Multiplikation. Bei einer Ausgestaltung bestimmt sich die Verzögerung,
die von den Verzögerungsschaltungen 25 eingebracht
wird, als das Produkt von N, einem gewählten Verzögerungsfaktor, der die Verzögerung repräsentiert,
die mit dem Hauptsignalpfad innerhalb der Ausgleichseinrichtung 3,
auf dem die Symboldecodierung durchgeführt wird, zugeordnet ist, und
der Zeit um ein Symbol zu empfangen (TSYM),
obwohl auch andere Verzögerungen
stattdessen verwendet werden können.
Selbstverständlich
wird der Signalverzögerungsfaktor
N im Hinblick auf den Hauptpfad gewählt, dessen Verwendung man
erwartet, und kann, falls gewünscht,
geändert
werden.
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Außerdem erhält jede
aus der Anzahl von Einheiten 27 zur komplexen Multiplikation
Signale, DATEN i und DATEN q, die von den Schaltungen 10 zur
Kompensation von Verstärkung/Versatz
erzeugt worden sind oder deren verzögerte Versionen, die von einer
oder mehreren Verzögerungseinheiten 30 verzögert worden
sind. Insbesondere erhält
die erste Einheit 27a zur komplexen Multiplikation die
DATEN i und DATEN q ohne eine Verzögerung, wohingegen die nachfolgenden
Einheiten 27b und 27c zur komplexen Multiplikation
die Signale DATEN i und DATEN q mit einer zunehmenden Verzögerung erhalten,
die von den Verzögerungseinheiten 30 erzeugt wird.
Die Ausgänge
von jeder der Verzögerungseinheiten 30 stellen
das Übertragungssignal
dar, wie es durch einen Signalpfad gesendet wird, wobei es sich nicht
um den Hauptsignalpfad handelt. Daher erhält, wie in der 2 gezeigt,
die zweite Einheit 27b zum komplexen Multiplizieren die
Signale DATEN i und DATEN q nach einer ersten Verzögerung von
TSYM, bei der es sich bei einer Ausführungsform
um die Zeit handelt, die zum Empfangen eines Signals benötigt wird
(obwohl auch andere Verzögerungszeiten
verwendet werden können).
In entsprechender Weise erhält
die dritte Einheit 27c zum komplexen Multiplizieren die
Signale DATEN i und DATEN q nach einer Verzögerungszeit, die der zweifachen
Symbolzeit (TSYM) entspricht. Zusätzliche
Einheiten 27 zum komplexen Multiplizieren könnten hinzugefügt werden, um
die Signale DATEN i und DATEN q nach zusätzlichen Verzögerungen
mit der. Zeit TSYM zu empfangen.
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Allgemein
gesprochen berechnen die Einheiten 27 zum komplexen Multiplizieren
Rückkopplungsparameter
oder Abgriffsgewichte, die von jeder bekannten Ausgleichseinrichtung
verwendet werden können.
Demnach, obwohl bei der Ausgestaltung gemäß der 2 drei Einheiten 27 zum
komplexen Multiplizieren verwendet werden, können mehr oder weniger Einheiten 27 zum
komplexen Multiplizieren verwendet werden, und zwar in Abhängigkeit
von der Anzahl der Abgriffsgewichte in der Ausgleicheinrichtung 3.
Insbesondere führen
die Einheiten 27 zum komplexen Multiplizieren eine komplexe
Multiplikationsoperation aus, um die verzögerten Signale DATEN i und
DATEN q von einem Hauptsignalpfad und die Signale FEHLER i und FEHLER
q des Hauptsignalpfads zu multiplizieren, um eine sofortige Korrelation
zwischen diesen Signalen zu bestimmten. Tiefpassfilter 25 ermitteln
dann den Durchschnitt der sofortigen Korrelationswerte, um eine
Korrelation des Langzeitdurchschnitts für jedes der Signale innerhalb eines
Signalpfads, der nicht der Hauptsignalpfad ist, mit dem Fehler indem
Hauptsignalpfad zu bestimmen. Die Korrelationen des Langzeitdurchschnitts werden
dann verwendet, um die Abgriffsgewichte in der Ausgleicheinrichtung 3 in
bekannter Art und Weise zu ändern.
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Unter
Bezugnahme auf die 3 wird eine Ausführungsform
der Schaltung 10 zur Kompensation von Verstärkung/Versatz
gemäß der 2 genauer
aufgezeigt. Die Schaltung 10 zur Kompensation von Verstärkung/Versatz
weist eine Schaltung 100 zur Kompensation der Verstärkung und
eine Schaltung 105 zur Kompensation des Spannungs-Versatzes
auf, wobei beide denselben spannungs-gesteuerten differentiellen
Verstärker 107 und
Analog-Digital-Wandler 109 verwenden. Bevorzugt ist die
Schaltung 100 zur Kompensation der Verstärkung als
eine Schaltung mit der Schaltung 105 zur Kompensation des
Spannungs-Versatzes und der eingebetteten Schaltung 15 zur
Berechnung der Gewichte der Ausgleichseinrichtung (2)
in einer einzigen QAM-Decodierschaltung integriert.
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Während des
Betriebs wird das I- oder Q-Signal von dem Demodulator 5 oder
eines anderen Erkennungsfilters an den positiven Eingang des spannungs-gesteuerten
differentiellen Verstärkers 107 übertragen.
Der differentielle Verstärker 107 vergleicht
dieses Signal mit einem Rückkopplungssignal oder
einem Spannungs-Versatzsignal auf einer Leitung 110 und
verstärkt
die Differenz der zwei Signale basierend auf einem Verstärkungssteuerungssignal auf
einer Leitung 111. Der Ausgang des spannungs-gesteuerten
differentiellen Verstärkers 107 wird
an einen A/D-Wandler 109 geleitet, der in diesem Fall (16
QAM) ein digitales Signal mit drei Bit anstelle eines 2-Bit-Signals erzeugt,
was sonst üblicherweise
bei einer Decodierschaltung für
16 QAM-Symbole der
Fall wäre.
Es ist klar, dass der A/D-Wandler 109 zumindest ein zusätzliches
Bit für die
Auflösung
haben muss gegenüber
dem, was üblicherweise
für die
Symboldecodierung benötigt
wird. Das höchstwertige
Ausgangsbit (most significant output bit, MSB) und das zweite wertige
Bit (second significant bit, SSB) von dem A/D-Wandler 109 werden an
die Schaltung 11 zum Rückwandeln
der Symbole über
die Leitungen 112a und 112b übertragen. Zusätzlich wird
das MSB des A/D-Wandlers 109 an die Schaltung 15 zur
Berechnung der Gewichte der Ausgleichseinrichtung (2)
als das Signal DATEN i oder das Signal DATEN q übertragen. Das MSB wird auch
an die XOR-Einheit 113 gemeinsam mit dem niedrigstwertigen
Ausgangsbit (least significant output bit, LSB) des A/D-Wandlers 109 übermittelt.
Die XOR-Einheit 113 wendet auf das LSB und das MSB ein
exklusives „ODER" an, um einen XOR-Ausgang zu erzeugen,
der an die Schaltung 15 zur Berechnung der Gewichte der
Ausgleichseinrichtung als ein Fehlersignal (d. h. das Signal FEHLER
i oder das Signal FEHLER q) übertragen
wird. Außerdem
wird der Ausgang der XOR-Einheit 113 an einen Pegelumsetzer 114 übermittelt,
der ein Teil der Schaltung 105 zur Kompensation des Spannungs-Versatzes
ist.
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Allgemein
gesprochen wird die Schaltung 105 zur Kompensation des
Spannungs-Versatzes bereitgestellt, um einzelne Abschnitte der QAM-Signalkonstellation
(wie die gemäß der 5)
um einen bestimmten Punkt herum zentriert zu halten. Insbesondere
versucht die Schaltung 105 zur Kompensation des Spannungs-Versatzes
sicherzustellen, dass dieselbe Anzahl von Punkten innerhalb eines
bestimmten Bereichs der Konstellation gemäß der 5 oberhalb
des Mittelpunkts des Bereichs liegen wie unterhalb des Mittelpunkts
des Bereichs. Bei einer Ausgestaltung wandelt der Pegelumsetzer 114 den
Ausgang der XOR-Einheit 113 (wobei es sich um eine digitale
Null oder Eins handelt) in eine übereinstimmende
positive oder negative Spannung, wie beispielsweise +10 Volt oder –10 Volt
(z. B. würde eine
binäre
Eins in +10 Volt gewandelt und eine binäre Null in –10 Volt gewandelt), so dass
der Mittelpunkt zwischen den Spannungen z. B. null ist. Der Ausgang des
Pegelumsetzers 114 wird dann an ein Schleifenfilter 115 übertragen.
Das Schleifenfilter 115 erzeugt einen Langzeitdurchschnitt
des Ausgangs des Pegelumsetzers 114 und bestimmt, ob der
neue Langzeitdurchschnitt des Ausgangs des Pegelumsetzers 114 größer ist
oder kleiner ist als ein gewünschter
Wert oder Bereich. Wenn der Langzeitdurchschnitt des Ausgangs des
Pegelumsetzers 114 geringer ist als ein vorgegebener Wert
(oder Bereich), erhöht
das Schleifenfilter 115 den Spannungs-Versatz auf der Leitung 110,
die zum differentiellen Verstärker 107 führt. Andererseits,
wenn der Langzeitdurchschnitt des Ausgangs des Pegelumsetzers 114 größer ist
als ein gewünschter
Wert (oder Bereich), verringert das Schleifenfilter 115 den
Spannungs-Versatz. Das Ergebnis des Schleifenfilters 115 kann
natürlich
von jeder beliebigen Auflösung
sein.
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Der
Spannungsversatz kann auch mittels Softwareverfahren gesteuert werden.
Ein Beispiel eines Verfahrens zum Kompensieren des Spannungs-Versatzes
ist in der 7 gezeigt. Hier führt Schritt 405 eine
Vergleichsfunktion bezüglich
zweier Ausgangsziffern des A/D-Wandlers durch, bei dem die Symboldecodierung
durchgeführt
wird. Bei 16 QAM, z. B., ist die verwendete Vergleichsfunktion XOR
und das erste wertige Bit und das niederwertigste Bit werden mit
einem „exkluxiven
ODER" verarbeitet,
um ein Fehlersignal zu erzeugen. Es können aber auch andere Vergleichsfunktionen
verwendet werden, wie die Fachleute auf diesem technischen Gebiet
erkennen. Es können
auch andere Bits verwendet werden, um die QAM-Konstellation anzupassen,
wie es die Fachleute auf diesem Gebiet verstehen. Ein Schritt 410 berechnet
einen neuen Langzeitdurchschnitt des Ergebnisses der Vergleichsfunktion und
vorherigen Ergebnisse der Vergleichsfunktion einschließlich des
aktuellsten XOR-Ergebnisses. Ein Schritt 415 analysiert
dann den neuen Wert des Langzeitdurchschnitts, um zu bestimmen,
ob der Wert des Langzeitdurchschnitts größer ist als ein gewünschter
Wert (oder Bereich). Wenn der Langzeitdurchschnitt größer ist
als der gewünschte
Wert (oder Bereich), verringert ein Schritt 420 den Spannungs-Versatz.
Wenn der Langzeitdurchschnitt geringer ist als der gewünschte Wert
(oder Bereich), erhöht
ein Schritt 425 den Spannungs-Versatz. Das Verfahren wiederholt
dann die Schritte 405–425,
um einen neuen Spannungs-Versatz zu berechnen.
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Unter
erneutem Hinweis auf die 3 wird eine Schaltung 100 zur
Kompensation der Verstärkung
bereitgestellt, um die decodierten Symbole so gut wie möglich in
der Mitte zwischen den oberen und unteren Pegeln einer QAM-Signalkonstellation
zu halten, oder zwischen anderen spezifizierten Werten zentriert
zu halten, und um eine Rückkopplung
zum Zwecke des adaptiven Ausgleichens bereitzustellen. Insbesondere
versucht die Schaltung 100 zur Kompensation der Verstärkung, dass
die gleiche Anzahl von decodierten Symbolen in die mittleren zwei
Bereiche (wo das SSB null ist) der Konstellation (auf jeder Achse)
gemäß der 5 fallen,
wie in die äußeren zwei
Bereiche (wo das SSB eins ist). Es ist klar, dass der 3-Bit-Ausgang
des A/D-Wandlers 109 entlang
der Kanten der Konstellation gemäß 5 dargestellt
ist, um das korrekte Decodieren der Symbole und der Fehler anzuzeigen.
Bei der Schaltung 100 zur Kompensation der Verstärkung, wird
das SSB von dem A/D-Wandler 109 an einen Invertierer 119 übertragen.
Der Invertierer 119 invertiert dieses Signal und der Invertierausgang 119 wird
an einen Pegelumsetzer 116 übertragen. Der Pegelumsetzer 116 wandelt
das Signal von dem Invertierer 119 in eine entsprechende
positive oder negative Spannung, wie bspw. +10 Volt oder –10 Volt,
so dass der Mittelpunkt zwischen den zwei Spannungen zum Beispiel
null ist. Der Ausgang des Pegelumsetzers 116 wird an ein Schleifenfilter 121 übertragen,
das einen neuen Langzeitdurchschnitt der SSBs berechnet, einschließlich des
aktuellsten Ergebnisses des Pegelumsetzers. Wenn der neue Langzeitdurchschnitt, wie
er vom Schleifenfilter 121 ermittelt wurde, größer ist
als ein gewünschter
Wert (oder oberhalb eines gewünschten
Bereichs), passt das Schleifenfilter 121 das Verstärkungssignal,
das auf der Leitung 111 zur Verfügung gestellt wird, nach unten
hin an. Wenn der neue Langzeitdurchschnitt der SSBs jedoch kleiner ist
als ein gewünschter
Wert (oder Bereich) passt das Schleifenfilter 121 das Verstärkungssignal
auf der Leitung 111 nach oben hin an.
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Verstärkungsfehler
können
auch mittels Softwareverfahren gesteuert werden. 6 zeigt
ein beispielhaftes Ablaufdiagramm der Schritte die mittels einer
Ausführungsform
eines adaptiven Verfahrens zur Kompensation der Verstärkung erzielt
werden. Um die Verstärkungsfehler
zu kompensieren, stellt das Verfahren sicher, dass ein spezifisches
wertiges Bit (wie bspw. das MSB oder das LSB) des A/D-Wandlers,
der verwendet wird, um die Symbole zu decodieren, sich bezüglich seines
Durchschnitts in Richtung auf einen gewünschten Wert zwischen den oberen
und unteren Schwellwerten bewegt. Das spezifische Bit hat bei jedem
Durchlauf durch das Verfahren dieselbe Wertigkeit. Zum Beispiel
wird bei 16 QAM das zweite wertige Bit bei jedem Durchlauf durch
das Verfahren analysiert. Bevorzugt ist der spezifische Wert, auf
den sich das Verfahren mit dem Durchschnitt hin entwickelt der Mittelwert
zwischen den oberen und unteren Schwellwerten, was dazu führt, dass
die QAM-Konstellation
zwischen oberem und unterem Schwellwert zentriert ist.
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Wie
in der 6 gezeigt, beginnt das Verfahren die Analyse mit
dem Schritt 300. Ein Schritt 305 erhält ein spezifisches
wertiges Bit des Ausgangs des A/D-Wandlers, der verwendet wird, um die
Symbole zu decodieren, und ein Schritt 310 berechnet einen
neuen Langzeitdurchschnitt der Werte des spezifischen wertigen Bits
(einschließlich
des aktuellsten wertigen Bits). Ein Schritt 315 analysiert
dann den neuen Langzeitdurchschnitt des spezifischen wertigen Bits
und, falls der neue Langzeitdurchschnitt oberhalb eines gewünschten
Wertes (oder Bereichs) liegt, passt ein Schritt 320 die
Verstärkung
nach unten hin an. Wenn der neue Langzeitdurchschnitt unterhalb
des gewünschten
Werts (oder Bereichs) liegt, passt ein Schritt 325 die
Verstärkung
nach oben hin an. Die Schritte 305, 310, 315 und 325 werden
wiederholt, um so einen akzeptablen Verstärkungspegel zu erzielen und
dadurch Verstärkungsfehler
zu verhindern.
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Erneut
bezugnehmend auf 1, bestimmt die Schaltung 15 zur
Berechnung der Gewichte der Ausgleichseinrichtung, ob Fehler existieren,
wie bspw. Interferenz zwischen den Symbolen (Intersymbol Interference, „ISI"). ISI-Signale können zum
Beispiel durch verzögerte
Versionen des Hauptsignals durch den oben angegebenen Kanal hervorgerufen werden.
Die Schaltung 15 zur Berechnung der Gewichte der Ausgleichseinrichtung
versucht diesen Fehler zu minimieren, falls er existiert, indem
die Fehler von dem Hauptpfad zu den verzögerten Versionen des Signals
durch den Hauptpfad korreliert werden. Die Korrelation wird jedes
Mal dadurch ermittelt, indem das durchschnittliche komplexe Produkt
des dem Hauptpfadsignal zugeordneten Fehlers mit der verzögerten Version
des Hauptpfadsignals berechnet wird.
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4 zeigt
ein Verfahren zum Durchführen des
komplexen Multiplizierens der Schaltung 27 gemäß der 2.
Um den In-Phase-Anteil der Korrelation zu bestimmen, erhält das komplexe
Multiplizieren 27 das In-Phase-Signal DATEN i und das In-Phase-Signal
FEHLER i und kommuniziert die Signale an eine NXOR-Einheit 50 ('nicht-exklusives
ODER'). Der Ausgang
der NXOR-Einheit 50 wird an einen Pegelumsetzer 55 übermittelt,
der den Ausgang der NXOR-Einheit 50 (Null oder Eins) in
eine entsprechende positive oder negative Spannung, wie bspw. +10
Volt oder –10
Volt, wandelt. Der Ausgang des Pegelumsetzers 55 wird an
eine erste Summiervorrichtung 60 übertragen. Außerdem werden
die Signale DATEN q und FEHLER q an die NXOR-Einheit 65 übertragen,
und der Ausgang der NXOR Einheit 65 wird an einen Pegelumsetzer 70 übertragen,
der den Ausgang der NXOR-Einheit 50 (Null oder Eins) in eine
festgelegte positive oder negative Spannung wandelt. Der Ausgang
des Pegelumsetzers 70 wird an die erste Summiervorrichtung 60 übertragen,
und der Ausgang der Summiervorrichtung 60 (der den sofortigen
reellen Anteil der komplexen Multiplikation repräsentiert) wird an das Schleifenfilter 97 (in
der 1 mit 35 bezeichnet) übertragen. Das Schleifenfilter 97 berechnet
einen Langzeitdurchschnitt des Ausgangs der ersten Summiervorrichtung 60 und
erzeugt auf diese Weise den reellen Teil eines komplexen Korrelationswerts,
der verwendet wird um einen Abgriff (oder Verzögerungspfad) in dem transversalen
Filter der Ausgleicheinrichtung 3 zu aktualisieren.
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Um
den Anteil der Quadratur-Phase der Korrelation zu bestimmen, erhält das komplexe
Multiplizieren 27 das Quadratur-Phase-Signal DATEN q und das
In-Phase-Signal
FEHLER i und übermittelt
diese Signale an eine NXOR-Einheit 75. Der Ausgang der NXOR-Einheit 75 wird
an einen Pegelumsetzer 80 übertragen, der den Ausgang
der NXOR-Einheit 75 (Null oder Eins) in eine festgelegte
positive oder negative Spannung, wie bspw. +10 Volt oder –10 Volt, wandelt.
Der Ausgang des Pegelumsetzers 80 wird an eine zweite Summiervorrichtung 85 übertragen. Zusätzlich werden
die Signale DATEN i und FEHLER q an eine NXOR-Einheit 90 übertragen,
und der Ausgang der NXOR-Einheit 90 wird an einen Pegelumsetzer 95 übermittelt,
der den Ausgang der NXOR-Einheit 90 (Null oder Eins) in
eine festgelegte positive oder negative Spannung wandelt. Der Ausgang
des Pegelumsetzers 95 wird an die zweite Summiervorrichtung 85 übertragen
und der Ausgang der Summiervorrichtung 85 (die den sofortigen
imaginären
Teil der komplexen Multiplikation darstellt) wird an das Schleifenfilter 99 (in
der 1 mit 35 bezeichnet) übertragen. Das Schleifenfilter 99 berechnet
einen Langzeitdurchschnitt des Ausgangs der zweiten Summiervorrichtung 85,
um so den imaginären
Teil eines komplexen Korrelationswerts bereitzustellen, der verwendet
wird, um einen Abgriff (oder Verzögerungspfad) in das transversale
Filter der Ausgleicheinrichtung 3 zu aktualisieren.
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Insbesondere
werden die komplexen Korrelationswerte (die Ausgänge von dem Schleifenfilter 99 und
dem Schleifenfilter 97) verwendet, um die Verstärkung und
den Phasenversatz der entsprechenden Abgriffe anzupassen, die von
der Ausgleichseinrichtung 3 verwendet werden, bei der es
sich zum Beispiel um eine ZFE handeln kann. Bei einem Algorithmus,
um die Verstärkung
und den Phasenversatz anzupassen, wird zu der aktuellen Verstärkung und
dem aktuellen Phasenversatz ein Anteil der Verstärkung und der Phase des Korrelationswerts addiert.
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Das
Ausgleichen kann auch unter Verwendung von Software durchgeführt werden.
Die Schritte eines beispielhaften Verfahrens, um die Parameter zum
Ausgleichen anzupassen, ist in der 8 gezeigt.
Das Verfahren beginnt mit einem Schritt 500, in dem ein
Signal an einen Empfänger übertragen
wird. Ein Schritt 505 verwendet einen Algorithmus mit abgegriffenen
Verzögerungen
in dem Empfänger,
um das eingehende Signal auszugleichen. Ein Schritt 510 empfängt ein
Signal von der Ausgleichseinrichtung und demoduliert das Signal.
Ein Schritt 520 konvertiert das demodulierte Signal von
analog nach digital. Ein Schritt 525 führt Entscheidungen zum Decodieren
der Symbole durch, und zwar basierend auf den Signalen, die aus
dem Schritt 520 empfangen wurden. Ein Schritt 530 empfängt auch
die Signale des Schritts 520 und korreliert die Fehler
innerhalb der Signale aus dem Schritt 520 mit den zeitverzögerten Versionen
der Signale, in dem eine komplexe Multiplikation der I- und Q-Komponenten
dieser Signale berechnet wird.
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Ein
Schritt 535 verwendet die Ergebnisse der komplexen Multiplikation,
um Versatzwerte für
die Abgriffsgewichte der Ausgleicheinrichtung zur Verfügung zu
stellen und übermittelt
diese Versatzwerte für
die Abgriffsgewichte an die ZFE, in dem Empfänger gemäß der Schritte 500 und 505.
Das Verfahren wiederholt die Schritte 500–535,
um das eingehende Signal fortlaufend auszugleichen. Viele andere
Ausgleichsverfahren, die mit Rückkopplungssignalen
arbeiten, sind Fachleuten auf diesem technischen Gebiet bekannt
und für
die Verwendung bei der vorliegenden Erfindung akzeptabel. Selbstverständlich kann
die Software, die in den 6, 7 und 8 gezeigt
ist, in einer beliebigen Art und Weise, wie beispielsweise auf einem
ROM oder RAM, einem ASIC oder einem anderen Speicher gespeichert
werden und kann unter Verwendung eines beliebigen Prozessors, wie
beispielsweise einem digitalen Signalprozessor, einem Mikrocontroller,
einem ASIC, etc. realisiert werden.
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Verschiedene
Modifikationen und alternative Ausführungsformen der Erfindung
ergeben sich für Fachleute
auf diesem technischen Gebiet im Hinblick auf die vorherige Beschreibung.
Daher darf die Beschreibung nur als Erläuterung verstanden werden.