DE60226179T2

DE60226179T2 - Rauschenausgeglichene quadratur-amplitudenmodulation-detektion

Info

Publication number: DE60226179T2
Application number: DE60226179T
Authority: DE
Inventors: Dan Rutger Weinholt
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2002-07-03
Filing date: 2002-07-03
Publication date: 2008-08-14
Anticipated expiration: 2022-07-04
Also published as: JP2005532007A; DE60226179D1; JP4138744B2; EP1535439B1; US20060083334A1; ATE392765T1; WO2004006527A1; US7613253B2; AU2002316007A1; EP1535439A1

Description

Erfindungsgebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Prinzipien des Phasenmodulationskodierens und Dekodierens, die in verschiedenen Arten von Telekommunikationssystemen benutzt werden können. Die Erfindung ist besonders für Funkkommunikationssysteme anwendbar.
Hintergrund der Erfindung
Ein allgemein verwendetes Prinzip zum Übertragen von Daten über einen Funkkanal und zum Überwinden der Signalratenbeschränkung der Binärsequenzsignalisierung besteht darin, vier oder mehr eindeutige Symbole zu benutzten. Dabei kann die Bitrate die maximale Signalrate (in Bits/s) übertreffen, die einem Verdoppeln des Passbandes (in Hz) entspricht, wie es durch das Nyquist-Theorem gegeben ist.
Quadraturphasenmodulation bzw. quadrature Phase shift keying (QPSK), auch als 4-Zustands-Quadraturamplitudenmodulation bzw. 4-state quadrature amplitude modulation (4-QAM) bezeichnet, involviert, daß Zweibit-Wörter in vier diskrete Symbole kodiert werden. Diese Symbole können als Signalvektoren in der komplexen Ebene repräsentiert werden, die eine konstante Amplitude aber vier eindeutige Phasenwerte in Beziehung zu einem Referenzsignal haben. Die Detektion wird ausgeführt durch ein Festlegen zu welchem Quadranten in der komplexen Ebene das empfangene Signal zugeteilt werden kann.
Wenn ein höherer Modulationsgrad genutzt wird, kann die Bitrate weiter erhöht werden. Allerdings werden der Detektionsstufe höhere Erfordernisse auferlegt, da es schwieriger wird, die individuellen Symbole voneinander zu unterscheiden, da sie in der komplexen Ebene näher erscheinen. Die Minderung des über ein vorhandenes Medium übertragenen Signals konstituiert auch eine Limitierung der möglichen Zahl von nutzbaren Symbolen.
Die Modulation höherer Ordnung wird gewöhnlich als M-wärtiges QAM bezeichnet, wobei sich M = 2^N auf die Zahl der diskreten Symbole bezieht, die zur Verfügung stehen, wobei N Bits pro Symbol übertragen werden können. M-wärtiges QAM wird auch als M-wärtiges APK (amplitude Phase shift keying bzw. Amplitudenphasenmodulation) bezeichnet, da sowohl die Amplitude als auch die Phase für individuelle Symbole variieren können.
1 zeigt ein konventionelles Sendegerät und 2 zeigt einen konventionellen Empfänger. Die Sendegeräteinheit umfasst einen Datenpuffer 1, einen Mapper 2, Basisbandfiltereinheit 3, Zwischenfrequenz- bzw. intermediate frequency (IF) Oszillator 6, Phasenteiler 5, Addierer 7 und einen Summierer 4 von der ein Funkfrequenz- bzw. radio frequency (RF) Signal gesendet wird.
Daten, die zeitweise im Puffer 1 gespeichert werden, werden an den Mapper 2 in Übereinstimmung mit der Datenrate übertragen, mit der Daten über die Funkverbindung gesendet werden können. Die Daten, die als Binärbit-Serienkette angesehen werden können, werden durch den Mapper 2 in Symbole aufgeteilt, die eine I-Komponente und eine Q-Komponente in der komplexen Ebene haben, wie oben erläutert.
Der Empfänger dekodiert andererseits die I- und Q-Komponenten, indem das Eingangssignal (RF) mit einem 90-Grad verzerrten Signal multipliziert wird, das durch den Signaloszillator IF 12 vom Teiler D 11 bereitgestellt wird. Das Signal von IF 12 wird typischerweise kohärent abgegeben mittels einer Trägerwiederfindungs-PLL (Phase-locked Loop) mit dem Trägersignals von IF 6, so daß das RF-Signal, nachdem es in den jeweiligen Filtern 9 und 10 gefiltert wurde, in die komplexe Ebene zurück dekodiert werden kann. Ein Fehlersignal 16, das der Abweichung des detektierten Symbolwertes von einem erwarteten Symbolwert entspricht, wird in den PLL-Loopback-Filter 13 eingespeist, wobei der IF-Generator IF 12 justiert wird.
3 und 4 zeigen ein konventionelles Schema zum Senden von Daten. Ein Rahmenausrichtungswort F1, das aus einer vorbestimmten Sequenz von Symbolen besteht, wirkt als seine Referenz für nachfolgende Rahmen von Verkehrsdaten B1, B2 ... BN – 1. Zum Beispiel kann das Rahmenwort eine Länge von 8 Bits haben. Nach dem Senden einer festen Periode von Rahmen wird das Rahmenausrichtungswort wiederholt. Über einen Rahmenausrichter 15, in dem die vorbestimmte Sequenz wiederhergestellt wird, kann der Demodulator die individuelle Rahmenposition für jeden Rahmen identifizieren.
Wie in 4' gezeigt kann das Rahmenausrichtungswort ein einziges Pilotsignal P umfassen, welches aus den übrigen verkehrstragenden Symbolen T erkennbar ist.
Ein Fehlersignalvektor E, der der Abweichung des detektierten Symbolwertes D von einem erwarteten Referenzsymbolwert R entspricht, wird in einen Demapper 14 detektiert und wird in den PLL-Loopback-Filter 13 eingespeist, der einen Steuerwert E' ableitet, der auch als abgeleitetes Fehlersignal bezeichnet wird. Zum Beispiel kann der Winkel φ zwischen Vektoren für die Punkte D und R berechnet werden und als Fehlersteuersignal E' benutzt werden.
Das letztere Signal wird benutzt, um den IF-Generator IF 12 zu justieren, so daß das Phasensignal von IF 12 mit dem Signal von IF 6 kohärent gemacht wird.
Additives Rauschen, das hauptsächlich aus thermischen Rauschen in dem empfangenen Signal besteht, wird typischerweise an die Phasendetektorausgabe übertragen. Der Rauschanteil des empfangenen Signals stellt eine konstante Fläche um das gesendete Konstellationssymbol dar, da der Rauschanteil unabhängig vom gegebenen Symbol ist.
Alle QAM-Schemata größer als 4 haben Konstellationen, für die die Einhüllenden für die individuellen Symbole variieren. Wenn somit das Fehlersignal E direkt und unverarbeitet für QAM-Schema größer als 4 genutzt wird, wird der Rauschtransfer von Symbolen mit einer kleinen Einhüllenden, G, viel größer sein als von Symbolen mit einer großen Einhüllenden, H. Diese Beziehung wurde in 5 angezeigt, die detektierte Symbole für eine 16QAM-Konstellation unter dem Einfluss von thermischen Rauschen offenbart.
Folglich ist ein Bedarf entstanden die Rauschbeiträge zu kompensieren.
Das Optimum hinsichtlich des Rauschtransfers wäre es, den Phasendetektor in Bezug auf die Einhüllende "auszugleichen", also den detektierten Phasenfehler mit der Einhüllenden des Signals zu multiplizieren, wie im Folgenden ausgedrückt: E' = φ·|D| I wobei D das detektierte Signal ist und φ der Winkel zwischen dem detektierten Signal und der dezidierten Symbolreferenz R (Quadratzentrum) ist. Bitte mit 6 vergleichen.
Allerdings erfordert die obige Berechnung viele Programminstruktionen und ist darum für einige Anwendungen nicht brauchbar.
Ein abweichendes Signal, das leichter zu berechen ist, wird durch den Ausdruck gegeben: E' = D_Q·R_I – D_I·R_Q IIwobei D das detektierte Signal ist und R ist das dezidierte Symbol.
Im letzteren Fall erhält das Rauschen eine "quadratische" Abhängigkeit in Beziehung zur Einhüllenden des Signals. In 7 wurden verschiedene Linien für gegebene Werte des Steuersignals E' für obige Beziehung II gezeigt.
Um den detektierten Fehler bezüglich Rauschens auszugleichen, sollte der Fehler durch die tatsächliche Einhüllende geteilt werden. Somit kann der folgende Ausdruck benutzt werden:
Allerdings erfordern die beiden obigen Methoden des Rauschabgleichens relativ komplexe Algorithmen, die wiederum erhebliche Bearbeitungsleistung in der Empfangsphase erfordern.
Dokument US-5684842 des Standes der Technik zeigt ein Phasenfehlerdetektionsverfahren, in dem ein Wert des Phasenfehlers für die empfangenen Daten durch ein Subtrahieren der dezidierten I-Kanal-Daten und ein Multiplizieren des Vorzeichens der Differenz mit der Differenz selbst und ein Anwenden einer Wichtungsfunktion auf den Wert des Phasenfehlers erhalten wird. Das Signal wird für die Phasenkorrektur der empfangenen Daten genutzt. Die Wichtungsfunktion wird angewendet, um die falsche Detektion eines Phasenfehlers, bedingt durch einen Entscheidungsfehler, der möglicherweise in einem benachbarten Fehler zwischen den Symbolen generiert wurde, zu reduzieren.
Dokument US-5684842 des Standes der Technik zeigt einen Digitalempfänger für eine 16-QAM-Konstellation. Der Empfänger schätzt ein Symbol, das identisch zu einem gesendeten Symbol ist, auf der Basis eines Symbols in der Konstellation. Zum Korrigieren des Phasenfehlers wird ein Phasenfehler-Detektor genutzt, der ein Korrektursignal erzeugt, das den lokalen Oszillator korrigiert. Nach US-5684842 wird damit gerechnet, daß die Wahrscheinlichkeit einer guten Entscheidung durch eine Wichtung des Korrektursignals, das an einem lokalen Oszillator arbeitet, erhöht wird. Ein Bereich wird für jeden Zustand definiert, wobei der Bereich den Zustand enthält, in dem die gemachte Entscheidung als eine gute Entscheidung angesehen wird. Außerhalb der Bereiche werden die Entscheidungen als weniger gut angesehen, um so mehr, da das empfangene Symbol, das in der Ebene durch den Punkt P (Entscheidungs-unterworfener Punkt) gezeigt wird, weiter entfernt ist von den Bereichen, die jeden Zustand enthalten. Ein Wichtungsfaktor wird definiert, der gleich 1 ist, wenn der Entscheidungs-unterworfene Punkt innerhalb der Bereiche liegt, die die Zustände enthalten. Der Wichtungsfaktor y wird stufenweise kleiner, wenn der Entscheidungs-unterworfene Punkt weiter entfernt von den Zonen ist. Das abgetastete empfangene Symbol kann in kartesischen Koordinaten als p_k = a_k + jb_k geschrieben werden. Wenn der Entscheidungs-unterworfene Punkt außerhalb der Bereiche liegt, die die Zustände enthalten, ist der Wichtungsfaktor so, daß y = z/(λ·d) gilt, wobei für eine QPSK-Modulation z gleich dem kleineren der Absolutwerte a_k oder b_k ist, und wobei Lambda λ ein Bereichs-definierender Faktor ist. Der Wichtungsfaktor kann in einer Nachschlagetabelle gespeichert werden. Die zweiteilige Form des Anspruches 1 basiert auf US-5684842 .
Dokument US4683578 des Standes der Technik behandelt automatische Gewinnsteuerungs- bzw. automatic gain control (AGC) Schaltungen, die die Amplitudenniveaus des empfangenen Signals überwachen und eine Ausgabe an den Demodulationsabschnitt des Empfängers erzeugen. In solchen Schaltungen wird die AGC-Verstärkung durch ein Nutzen des RMS-Wertes des eingehenden Signals dynamisch angepasst, um zu versuchen, die Ausgabe innerhalb eines vorgewählten Amplitudenbereichs aufrechtzuerhalten. US4683578 verfolgt Verstärkerstörungen durch ein Anpassen des Modem-Signalgewinns durch einen geringen Betrag, für jedes Mal wenn entweder der innerste oder der äußerste Punkt in jedem Quadranten der Signalkonstellation empfangen wird. Insbesondere wenn der innerste Punkt empfangen wird, wird die Signalverstärkung durch einen geringen Betrag erhöht, und durch einen geringen Betrag verringert, wenn der äußerste Punkt dekodiert wird.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist ein erstes Ziel der Erfindung ein Verfahren darzulegen, das einen robusten Empfang von Datensendungen mit hohen Bitraten bereitstellt, das Bandbreiten-effizient ist, und dessen Verfahren die Hardware Erfordernisse mindert.
Dieses Ziel wurde durch den in Anspruch 1 spezifizierten Gegenstand erreicht.
Es ist ein weiteres Ziel ein Verfahren darzulegen, das einen Rauschausgleich hinsichtlich der Einhüllenden des QAM-Signals bereitstellt.
Dieses Ziel wurde darüber hinaus durch den in Anspruch 1 definierten Gegenstand erreicht.
Es ist ein weiteres Ziel ein Verfahren darzulegen, das eine Rauschunterdrückung hinsichtlich der QAM-Entscheidungsschwellen bereitstellt.
Dieses Ziel wurde durch Anspruch 4 erreicht.
Weitere Vorteile werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen ersichtlich.
Kurze Beschreibung der Abbildungen
1 zeigt ein bekanntes Sendegerät,
2 zeigt einen bekannten Empfänger,
3 zeigt ein typisches bekanntes Rahmenterminierungsdiagramm,
4 zeigt ein Detail der 3,
4' zeigt ein anderes bekanntes Rahmendiagramm,
5 zeigt thermisches Rauschen in einer 16QAM-Modulierungskonstellation,
6 zeigt Details in Bezug auf ein Fehlervektor E,
7 zeigt Kurven für verschiedene abgeleitete Steuerfehlerwerte E' gemäß eines bekannten Verfahrens in einem 64-QAM-Systems,
8 zeigt ein exemplarisches Quadrantfehlerkorrekturschema gemäß einer ersten Ausführungsform gemäß der Erfindung,
9 zeigt ein exemplarisches Oktantfehlerkorrekturschema gemäß einer alternativen ersten Ausführungsform gemäß der Erfindung,
10 zeigt einen exemplarischen Empfänger zur parabolischen Fehlergewichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung,
11 zeigt eine exemplarische erste parabolische Fehlerwichtungsfunktion gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung,
12 zeigt eine exemplarische zweite parabolische Fehlerwichtungsfunktion gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung, und
13 zeigt ein exemplarisches 128-QAM-Schema gemäß einer dritten Ausführungsform der Erfindung.
Detaillierte Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung
Gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird Rauschentzerrung durch ein direktes Nutzen der Quadraturfehlerkomponenten, E_Q und E_I, erreicht, die unabhängig von der Signaleinhüllenden sind.
Gemäß einer ersten Ausführungsform, wie in 8 gezeigt, wird die Konstellationsfläche in 4 Sektoren geteilt, für die das abgeleitete Fehlersteuersignal E' wie folgt in Abhängigkeit von dem detektierten Symbolvektor D bestimmt wird: für Sektor A – |D_Q| ≥ |D_I|: E' ≡ E_I IV für Sektor B – |D_Q| < |D_I|: E' ≡ E_Q V
Gemäß eines weiteren Aspekts der ersten Erfindung wird die Konstellationsfläche durch vier Linien durch den Ursprung in 3 Sektoren, A, B und C geteilt, wie in 9 gezeigt. Die Definition dieser Sektoren und des abgeleiteten Fehlersteuersignals E' in den zugehörigen Sektoren sind wie folgt gegeben: für Sektor A – |D_Q| ≥ 2·|D_I|: E' ≡ E_I VI für Sektor B – |D_Q| < ½·|D_I|: E' ≡ E_Q VII
Wie für Sektoren A und B erscheint, die die I- und Q-Achse umgeben, wird eine der orthogonalen Fehlerkomponenten E_I oder E_Q direkt und unverarbeitet genutzt, sobald detektiert ist, zu welchem Sektor das detektierte Fehlersymbol, D, gehört. Für Sektor C in den "Eckflächen" wird der Mittelwert der orthogonalen Fehlerkomponenten E_I oder E_Q als abgeleitetes Fehlersteuersignal E' genutzt.
Die Ableitung des Fehlersteuerwertes E' wird zum Beispiel in dem PLL-Loopback-Filter des in der 2 gezeigten Empfängers durchgeführt.
Es erscheint, daß die obigen Vergleichs- und Berechnungsschritte leicht durch einige wenige Programmierinstruktionen erreicht werden können.
Ein anderer Rauschbeiträger bezieht sich auf die Schwellen des QAM-Entscheidungsgeräts, d. h. die in dem Demapper 14 durchgeführte Symboldetektion. Wenn das detektierte Symbol die quadratisch geformten Grenzen der Größe T erreicht, wie zum Beispiel in 5 und 6 gezeigt, können die Rauschbeiträge zu Fehler führen. In diesen Fällen, in denen die Rauschkomponente größer als der Abstand zur Symbolgrenze ist, wird das Fehlersignal ein falsches Vorzeichen erhalten, das das PLL-Erfassen stark stören wird.
Gemäß der Erfindung kann dieser Effekt durch das Anwenden der obigen Wichtungsfunktion reduziert werden, die die Detektorausgabe für Punkte, die in der Nähe der Grenzen sind, unterdrückt.
Die Wichtung kann durch eine Anzahl von Wegen erreicht werden. Jedoch ist es bezüglich der Erfindung ein grundlegendes Ziel, die scharfen Übergänge in der Detektorausgabe zu reduzieren, wenn sich das detektierte Signal D den Entscheidungsgrenzen nähert. Bekannte Demodulatoren haben eine typische "Sägezahn-" artige Form in der Detektorantwort im Vergleich zur Phasenfehlerantwort. Es ist darüber hinaus ein Ziel Antworten außerhalb der Detektorgrenzen zu unterdrücken.
Nach einer bevorzugten zweiten Ausführungsform der Erfindung wird die folgende Beziehung zum Wichten des auftretenden Symbolfehlers benutzt:
wobei T, wie in 12 angedeutet, der Grenzgröße entspricht und E' entspricht dem abgeleiteten Steuerfehler und W = Max{abs(E_I); abs(E_Q)}.
Im Prinzip werden keine Werte von E' außerhalb des obigen Bereichs von +–½T auftreten, sobald detektiert wurde, zu welchen Symbolgrenzen E_Q und E_I gehört. Somit besteht eine Alternative darin, die Wichtungsfunktion außerhalb des obigen Intervals zu Null zu machen. WE = 0 für E' < –½T ∨ ½T < E' IX
Im Allgemeinen gilt, daß sich das Wichtungsfehlersignal bzw. weighted error signal (WE) Null annähern sollte für Fehlersignale (E), die sich Null annähern. Die Wichtungsfunktion sollte auch einen positiven Wert für positive Werte in der Fläche in der Nähe zu Null und negative Werte für negative Werte in der Fläche in der Nähe zu Null generieren. Darüber hinaus nähert sich die Wichtungsfunktion Null, wenn sich der Fehlersignalvektor den Symbolgrenzen des detektierten Symbols annähert.
In 10 wurde eine Ausführungsform zum Implementieren der obigen Methode gezeigt, wobei ein Wichtungsfilter 17 die Wichtung des abgeleiteten Fehlersteuersignals E' durchführt und den Feedback-gewichteten Steuerwert WE für den IF-Generator IF 12 bereitstellt. Es erscheint von 10, daß ein optisches Signal 18 von dem Demapper 14 die Wichtung von einigen spezifischen Symbolen ermöglichen oder ausschließen kann.
Das obige Wichten führt zu einer parabolischen Form der Detektorfehlerantwort gegenüber der Phasenfehlerantwort.
Das Fehlerwichten ist durch die Linie 26 in 11 dargestellt.
Es erscheint von 11, daß die falschen Phasenfehler wesentlich reduziert sind, die ansonsten aufgetreten wären, wenn keine Wichtungsfunktion genutzt worden wäre. Folglich ist die Wahrscheinlichkeit eines falschen Anpassens des PLL-Loops reduziert worden.
In 12 wurde eine alternative Wichtungsfunktion gezeigt, die diskrete Werte benutzt. Es erscheint von der Abbildung, daß die Kurvenform der Wichtungsfunktion ähnlich zu der Kurvenform der 11 ist. Jedoch werden der Einfachheit halber eine Zahl diskreter Werte genutzt.
Wie oben erwähnt ist es eine Aufgabe, Antworten in der Nähe der Entscheidungsgrenzen zu unterdrücken. Entsprechend einer weiteren Ausführungsform der Erfindung gilt das jedoch nur für die zentralen Symbole in der I/Q-Ebene.
In 13 wird ein exemplarischer Auszug eines 128-QAM-Schema gezeigt. Acht äußere Signalpunkte 32 in der Konstellation definieren Ecken an einer Grenzlinie zu einem äußeren Bereich 34. Wenn Signale in dem äußeren Bereich 34 detektiert werden, wird das abgeleitete Fehler-Steuersignal nicht gewichtet, WE = E'. Wenn, auf der anderen Seite, Signale außerhalb der Symbolgrenzen entlang der Q- und I-Achsen ankommen, wie durch den Bereich 36 angedeutet, wird die Gewichtsfunktion WE = 0 verwendet. Dies führt zu einer verbesserten Fehlerhäufungs-Performance.
Somit wurde entsprechend der Erfindung ein verbesserter Modulator bereitgestellt, der das Auftreten von Fehlern mindert und die Nachfolgungsfähigkeiten erhöht, obwohl Rauschen in dem Demodulator auftreten sollte.

Claims

Verfahren zum Demodulieren digitaler Daten unter Verwendung von M-wertigen QAM, mit den Schritten zum Detektieren eines komplexen Symbolvektors D, Feststellen innerhalb welcher Referenzsymbolgrenzen der detektierte Symbolvektor (D) fällt, wobei die gegebenen Referenzsymbolgrenzen mit einem komplexen Referenzvektor (R) verknüpft sind, Feststellen von Quadraturkomponenten (E_I, E_Q) eines Fehlervektors, die Differenz zwischen dem detektierten Vektor D and dem verknüpften Referenzvektor (R) darstellend, und danach Suchen, ein Fehler-Steuersignal (E') als Rückkopplungs-Signal in die Demodulationsphase zu approximieren, dadurch gekennzeichnet, dass, wenn der detektierte Symbolvektor (D) in einen ersten Sektor (A) in der komplexen Ebene fällt, der die imaginäre Achse umgibt, wobei der erste Sektor durch zumindest zwei Linien begrenzt wird, die den Ursprung kreuzen, wobei der erste Sektor symmetrisch zur imaginären Achse ist, Approximieren des Fehler- Steuersignals (E') durch die imaginären Quadraturkomponenten (E_I) des Fehlervektors (E), und wenn der detektierte Symbolvektor (D) in einen zweiten Sektor (B) in der komplexen Ebene fällt, der die reale Achse umgibt, wobei der zweite Sektor durch zumindest zwei Linien begrenzt wird, die den Ursprung kreuzen, wobei der zweite Sektor symmetrisch zur imaginären Achse ist, Approximieren des Fehler-Steuersignals (E') durch die realen Quadraturkomponenten (E_I) des Fehlervektors (E).
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der erste Sektor durch die Fläche |D_Q| ≥ |D_I| begrenzt ist, und der zweite Sektor durch die Fläche |D_Q| < |D_I| begrenzt ist, wobei D_I und D_Q die realen und imaginären Quadraturkomponenten des detektierten Symbolvektors D repräsentieren.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der erste Sektor durch die Fläche |D_Q| ≥ 2·|D_I| begrenzt ist, der zweite Sektor durch die Fläche |D_Q| < ½·|D_I| begrenzt ist, wobei D_I und D_Q die realen und imaginären Quadraturkomponenten des detektierten Symbolvektors D repräsentieren, und wenn der detektierte Symbolvektor (D) weder zu dem ersten Sektor noch zu dem zweiten Sektor gehört, das Fehler-Steuersignal (E') durch den Mittelwert der realen Quadraturkomponente (E_I) und der imaginären Quadraturkomponente (E_Q) approximiert wird.
Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 1–3, ferner die Schritte umfassend Nutzen eines gewichteten Fehlersignals WE, das eine Funktion des Fehler-Steuersignals (E') ist, als ein Rückkopplungs-Signal in der Demodulationsphase, wobei das gewichtete Fehlersignal WE – Null erreicht, wenn das Fehler-Steuersignal (E') zu Null geschätzt wird, – positive Werte für positive Werte des Fehler-Steuersignal (E') zwischen Null und der halben Symbolgrenzgröße (½T) erreicht, und negative Werte für negative Werte des Fehler-Steuersignal (E') zwischen Null und der halben Symbolgrenzgröße (–½T) erreicht; – Null erreicht, wenn geschätzt wird, dass sich das Fehler-Steuersignal (E') auf Fehlersignale (E) auf den Symbolgrenzen des detektierten Symbols bezieht.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das gewichtete Fehlersignal (WE) einen reduzierten Wert oder einen Null-Wert erreicht, wenn der Fehler-Signalvektor (E) die Symbolgrenzen (½T, –½T) überschreitet.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Fehler-Steuersignal nach
reduziert wird, wobei E' sich auf das Fehler-Steuersignal (E') bezieht und T sich auf die Symbolgrenzgröße bezieht und wobei W = Max{abs(E_I); abs(E_Q)}.
Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 4–6, wobei keine Gewichtung für äußere Eckteile (34) der M-wertigen QAM-Konstellation durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Gewichtungsfunktion WE = 0 angewendet wird, wenn das detektierte Signal (D) außerhalb der Symbolgrenzen entlang der Q- und I-Achsen (36) fällt.