JP4138744B2 - ノイズバランスをとるｑａｍ検出の方法 - Google Patents

Description

本発明は、様々なタイプの通信システムにおいて利用可能な、位相変調による符号および復号の原理に関する。特に無線通信システムに適用可能な技術に関するものである。

無線チャネル上でデータを送信する際に、バイナリシーケンス信号を送る信号速度の限界を克服のために一般的に用いられる原理として、４以上のユニークなシンボルを利用する方法がある。これによって、ナイキスト定理によって与えられる、通過帯域（Ｈｚ）の倍のビットレートに対応する最大信号速度（ビット／秒）を上回ることができる。

４相位相変調（ＱＰＳＫ）は４値直交振幅変調（４ＱＡＭ）とも呼ばれ、２ビット語を４つの離散的なシンボルに符号化する。これらのシンボルは、一定振幅を有し、基準信号に関して異なる４つの位相値を持つ複素平面上の信号ベクトルとして表現することができる。受信信号が複素平面上のどの象限に属するか確認することによって検出が行われる。

より高い次数の変調を使用することにより、ビットレートを更に増加することができる。しかしながら、複素平面上において、個々のシンボルがより近づくこととなり区別することがより難しくなるため、より高い要求が検出段に課されることになる。また、所与のメディア上で伝送される際の信号の劣化により、使用可能なシンボル数には限界がある。

より高次の変調はＭ値（Ｍ’ａｒｙ） ＱＡＭと一般に呼ばれる。ここで、Ｍ＝２^Ｎであり、利用可能な離散的シンボル数であり、１シンボルにつきＮビット送信することが可能である。個々のシンボルに対して振幅および位相が変化するため、Ｍ値ＱＡＭはまた、Ｍ値ＡＰＫ（振幅位相変調）とも呼ばれる。

図１に従来の送信機、図２に従来の受信機を示す。

送信機は、データバッファ１、マッパー２、ベースバンドフィルタ３、中間周波数（ＩＦ）発振器６、位相デバイダ５、加算器７、および、無線周波数（ＲＦ）信号が送信される加算器４を含んでいる。

一時的にバッファ１に格納されたデータは、無線インタフェース上のデータの送信速度に従ってマッパー２に伝送される。データ（バイナリのビットシリアルストリングとみなすことが可能）は、マッパー２により、前述した複素平面上のＩ成分とＱ成分を有するシンボルに区切られる。

一方、受信機では、入力信号（ＲＦ）に対し、信号発振器ＩＦ１２により生成されデバイダ１１により９０度位相をずらされた信号を乗算することにより、ＩおよびＱ成分を復号する。ＩＦ１２の信号は、通常、ＩＦ６からのキャリア信号を有するキャリア再生ＰＬＬ（位相ロックループ）によりコヒーレントであり、そうして、ＲＦ信号はフィルタ９および１０それぞれによりフィルタされた後、復号され複素平面上に戻される。期待されるシンボル値と検出シンボル値との偏差に対応するエラー信号１６は、ＩＦ発生器１２を調整しているＰＬＬループバックフィルタ１３に入力される。

図３および図４は、データを送信する際の従来のスキームを示す。所定のシーケンスのシンボルからなるフレームアラインメント語Ｆ１は、以降のフレームであるトラフィックデータＢ１、Ｂ２・・・Ｂｎ−１を参照するための機能を有する。たとえば、フレーム語は８ビット長であってもよい。フレームを一定期間伝送した後、フレームアラインメント語は繰り返される。そうして、所定のシーケンスが回復されるフレームアライナ１５を経て、復調器は、各々のフレームにおける個々のフレーム位置を識別することが可能となる。

図４’（図４Ａ）に示されているように、フレームアラインメント語は、シンボルＴを搬送する残りのトラフィックから識別可能な単一のパイロット信号Ｐを含んでもよい。

期待される基準シンボル値Ｒからの検出シンボル値Ｄの偏差に対応するエラー信号ベクトルＥはデマッパー１４で検出され、ずれたエラー信号を意味する制御値ＥをずらすＰＬＬループバックフィルタ１３に入力される。たとえば、位置ＤおよびＲに対するベクトル間の角度φが算出され、エラー制御信号Ｅ’として使用され得る。

後者の信号はＩＦ発生器１２を調整するために使用され、その結果、ＩＦ１２からの信号の位相はＩＦ６の信号とコヒーレントになる。

主に受信信号の熱雑音から成る加法性雑音は、通常位相検出器出力へ伝送される。ノイズ部分は所与のシンボルから独立しているため、受信信号のノイズ部分は送信されたコンスタレーションシンボル周辺で一定の領域を構成する。

４より大きな全てのＱＡＭ方式は、個々のシンボルのエンベロープが異なるコンスタレーションを有する。それゆえ、４より大きなＱＡＭ方式において、エラー信号Ｅを直接未処理で使用する場合、小さいエンベロープ（Ｇ）を有するシンボルからのノイズ転送は大きなエンベロープ（Ｈ）を有するシンボルより非常に大きくなる。この関係を図５に示す。この図は、熱雑音の影響を受けている１６ＱＡＭコンスタレーションにおける検出シンボルを示している。

従って、ノイズ寄与を補償する必要性が生じる。

ノイズ転送に関して最適ものは、エンベロープに関して位相検出器を「イコライズする」ことであり、それゆえ、下記の式のように、信号のエンベロープを有する検出された位相エラーを乗算する：
Ｉ：Ｅ’＝φ・｜Ｄ｜
ここで、Ｄは検出信号であり、φは検出信号および決定されたシンボル基準Ｒ（正方形の中心）の間の角度である。図６を参照。

しかしながら、上記の演算には多くのプログラム命令が必要であり、一部のアプリケーションには適切ではない。

一方、ずれた信号は以下の式によってより容易に算出される：
ＩＩ：Ｅ’＝Ｄ＿Ｑ・Ｒ＿Ｉ―Ｄ＿Ｉ・Ｒ＿Ｑ
Ｄは検出信号であり、Ｒは決定されたシンボルである。

後者の場合、ノイズは信号のエンベロープに関連して「正方形」の形に依存する。図７において、上記の関連式ＩＩにおける、制御信号Ｅ’の所与の値が様々な線により示されている。

ノイズに関連して検出されたエラーをイコライズするために、エラーを実際のエンベロープと分離すべきである。そのため、以下の式が用いられる：
ＩＩＩ：Ｅ’＝（Ｄ＿Ｑ・Ｒ＿Ｉ―Ｄ＿Ｉ・Ｒ＿Ｑ）／√（（Ｄ＿Ｑ）^２＋（Ｄ＿Ｉ）^２）
しかしながら、上記２つのノイズバランスの方法もまた比較的複雑なアルゴリズムを必要とし、受信段における大きな処理能力を必要とする。

従来の技術文書（特許文献１）は、決定されたＩチャネルデータを差し引き、差分の符号を差分自身に乗算することにより受信データの位相エラー値を導出し、さらに、重み関数を位相エラー値に適用する位相エラー検出方法を示している。この信号は、受信データの位相補正に用いられる。また、シンボル間の隣接エラーにより発生する決定エラーにより生じる位相エラーの誤検出を削減するために、重み関数が適用される。
米国特許第５７９６７８６号公報

本発明の第１の目的は、ノイズに強い高ビットレートデータ転送を提供し、周波数効率が高く、ハードウェア上の必要条件を低減する方法を明らかにすることである。

この目的は、請求項１において特定される内容によって達成される。

更なる目的は、ＱＡＭ信号のエンベロープに関連してノイズバランスを提供する方法を明らかにすることである。

この目的は、請求項１によって特定される主題によって達成される。

更なる目的は、ＱＡＭ決定のしきい値に関連したノイズの抑制を提供する方法を明らかにすることである。

この目的は、請求項４によって達成される。

更なる効果は、本発明の好ましい実施形態の以下の詳細な説明から明らかになる。

本発明の第１の好ましい実施例によれば、ノイズのイコライズは、信号エンベロープから独立した直交エラー成分であるＥ＿ＱおよびＥ＿Ｉを直接使用することにより実現される。

図８に示す第１の実施例によれば、コンスタレーション領域は４つの領域に分割され、ずれたエラー制御信号Ｅ’は検出されたシンボルベクトルＤに依存して以下の通りに決定される：
ＩＶ：領域Ａ ｜Ｄ＿Ｑ｜≧｜Ｄ＿Ｉ｜ ：Ｅ’≡Ｅ＿Ｉ
Ｖ：領域Ｂ ｜Ｄ＿Ｑ｜＜｜Ｄ＿Ｉ｜ ：Ｅ’≡Ｅ＿Ｑ

第１実施例の別の面からみると、図９に示すように、原点を通過する４本の線により、Ａ，ＢおよびＣの３つの領域に分割される。これらの３つの領域、および、それぞれの領域におけるずれたエラー制御信号Ｅ’は以下のように定義される：
ＶＩ：領域Ａ ｜Ｄ＿Ｑ｜≧２・｜Ｄ＿Ｉ｜ ：Ｅ’≡Ｅ＿Ｉ
ＶＩＩ：領域Ｂ ｜Ｄ＿Ｑ｜＜１／２・｜Ｄ＿Ｉ｜ ：Ｅ’≡Ｅ＿Ｑ
ＶＩＩＩ：領域Ｃ （Ａ、Ｂ以外） ：Ｅ’≡（Ｅ＿Ｉ＋Ｅ＿Ｑ）／２
明らかなように、ＩおよびＱ軸を囲んでいる領域ＡおよびＢにおいては、検出されたエラーシンボルＤがいずれかの領域に属していることが検出されると、直交エラー成分であるＥ＿ＩまたはＥ＿Ｑの１つが直接未処理のまま使用される。コーナー領域である領域Ｃにおいては、直交エラー成分であるＥ＿ＩおよびＥ＿Ｑの平均値がずれたエラー制御信号Ｅ’として使用される。

エラー制御値Ｅ’は、例えば図２に示される受信機のＰＬＬループバックフィルタ１３で導出される。

上記、比較および演算のステップが極めて少ないプログラム命令により、容易に実現されるのは明らかである。

他のノイズの一因としては、ＱＡＭ決定デバイス（すなわちデマッパー１４で実行されるシンボル検出）の閾値に関連している。検出シンボルが、例えば図５および６に示されるサイズＴの正方形の境界に近づく場合、ノイズ寄与によりエラーが発生しうる。雑音成分がシンボル境界までの距離より大きい場合、エラー信号はＰＬＬトラッキングを大きく妨害する誤った符号を得ることがある。

本発明によれば、この影響を境界の近い位置の検出器出力を抑制する上記の重み関数を適用することにより低減することができる。

重み付けは、多くの方法で実現可能である。しかしながら、本発明によれば、検出信号Ｄが決定境界に近い場合の検出器出力の急激な変化を低減させることが基本的な目的である。公知の復調器は、検出対位相エラーレスポンスとして典型的の「のこぎり歯」形状を有する。検出境界外側における反応の抑圧は、さらなる目的である。

本発明の第２の好ましい実施例によれば、発生したシンボルエラーの重み付けに以下の関係式が使用される：
ＩＸ： −１／２Ｔ≦Ｅ’≦１／２Ｔ において ＷＥ＝Ｅ’（１−２Ｗ／Ｔ）
ここで、図１２に示すようにＴは境界サイズに対応し、Ｅ’は、ずれた制御エラーに対応し、Ｗ＝Ｍａｘ｛ａｂｓ（Ｅ＿Ｉ）； ａｂｓ（Ｅ＿Ｑ）｝である。

原則として、Ｅ＿ＱおよびＥ＿Ｉが属するシンボル境界が検出されるならば、Ｅ’の値は上記の±１／２Ｔの範囲外で発生する事は無い。そのため、１つの例として上記区間の外側でゼロの重み関数とし得る。
Ｘ： Ｅ’＜−１／２Ｔ ∨ １／２Ｔ＜Ｅ’ において ＷＥ＝０
通常、エラー信号（Ｅ）がゼロに近づく場合、加重エラー信号（ＷＥ）もゼロに近づく。また、重み関数はゼロ近くの正の値に対しては正の値、および、ゼロ近くの負の数に対しては負の数となる。さらに、エラー信号ベクトルが検出シンボルのシンボル境界に近づく場合重み関数はゼロに近づく。

図１０は、上記の方法を実施するための一実施例を示しており、重み付けフィルタ１７は導出されたエラー制御信号Ｅ’の重み付けを実行し、フィードバック加重制御値ＷＥをＩＦ発生器１２に出力する。図１０から明らかなように、デマッパー１４からのオプション信号１８により、特定のシンボルの重み付けを可能または除外することができる。

上記の重み付けにより、検出器対位相エラーレスポンスの形状は結果として放物線状となる。エラー重み付けは、図１１のライン２６に例示される。

図１１から明らかなように、重み関数が利用されなかった場合発生したであろう誤った位相エラーが実質的に減少している。したがって、ＰＬＬループの誤調整の可能性も減少する。

図１２は、離散値を使用する他の重み関数を示している。図から明らかのように、重み関数の形状は図１１の形状と類似している。しかしなから、単純化のため多数の離散値を使用している。

上記で説明したように、決定境界近くでのレスポンスを抑圧することが目的である。しかしながら、本発明の第３の実施例によれば、これはＩ／Ｑ平面の中心シンボルにのみ適用可能である。

図１３に、１２８ＱＡＭ方式の典型的な例を示す。コンスタレーションにおける８つの外側の信号位置３２は、境界線から外側の領域３４に来るものを定義する。信号が外周のコーナー領域３４において検出された場合、外れたエラー制御信号は重み付けされない（ＷＥ＝Ｅ’）。こうすることにより、バースト誤り性能を改善することが出来る。

このようにして、本発明により、ノイズが復調器において発生するにもかかわらず、エラーが低減しトラッキング能力が強化される改良された復調器が実現できる。

公知の送信機を示す図である。 公知の受信機を示す図である。 公知の典型的なフレームタイミング図である。 図３の詳細を示す図である。 他の公知のフレーム図である。 １６ＱＡＭ変調のコンスタレーションにおける熱雑音を示す。 エラーベクトルＥに関連した詳細図を示す。 ６４ＱＡＭ方式における、公知の方式に従って導出された様々な制御エラー値Ｅ’の曲線を示す図である。 本発明の第１実施例に従う、典型的な四分円誤り訂正方式を示す。 本発明の第１実施例の代替例に従う、典型的な八分円誤り訂正方式を示す。 本発明の第２実施例に従う、放物線状エラー加重のための典型的な受信機を示す。 本発明の第２実施例に従う、典型的な第１の放物線状のエラー重み関数を示す。 本発明の第２実施例に従う、典型的な第２の放物線状のエラー重み関数を示す。 本発明の第３実施例に従う、典型的な１２８ＱＡＭ方式を示す。

Claims (7)

1. Ｍ値ＱＡＭで変調されたデジタルデータを復調する方法であって、
   複素シンボルベクトル（Ｄ）を検出するステップと、
   検出された前記シンボルベクトル（Ｄ）が、複素基準ベクトル（Ｒ）と関連付けられたどの基準シンボル境界に属するか確認するステップと、
   検出された前記シンボルベクトル（Ｄ）と関連した基準ベクトル（Ｒ）との間の差分を構成しているエラーベクトル（Ｅ）の直交成分（Ｅ＿ＩおよびＥ＿Ｑ）を確認して、復調段階におけるフィードバック信号としてエラー制御信号（Ｅ’）の近似を求めるステップと、
   を有し、
   複素平面で虚軸（Ｑ）を取り囲み、原点を横切っている少なくとも２つの線によって区切られ、虚軸に関して対称な第１の領域（Ａ）に、検出された前記シンボルベクトル（Ｄ）が属する場合、前記エラーベクトル（Ｅ）の虚数の直交成分（Ｅ＿Ｑ）によってエラー制御信号（Ｅ’）を近似し、
   前記複素平面で実軸（Ｉ）を取り囲み、原点を横切っている少なくとも２つの線によって区切られ、実軸に関して対称な第２の領域（Ｂ）に、検出された前記シンボルベクトル（Ｄ）が属する場合、前記エラーベクトル（Ｅ）の実数の直交成分（Ｅ＿Ｉ）によってエラー制御信号（Ｅ’）を近似する、
   ことを特徴とする方法。
2. 検出された前記シンボルベクトル（Ｄ）の実数および虚数の直交成分をそれぞれＤ＿ＩおよびＤ＿Ｑとしたとき、
   前記第１の領域は｜Ｄ＿Ｑ｜ ≧ ｜Ｄ＿Ｉ｜によって区切られる領域であり、
   前記第２の領域は｜Ｄ＿Ｑ｜ ＜ ｜Ｄ＿Ｉ｜によって区切られる領域である、
   ことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 検出された前記シンボルベクトル（Ｄ）の実数および虚数の直交成分をそれぞれＤ＿ＩおよびＤ＿Ｑとしたとき、
   前記第１の領域は｜Ｄ＿Ｑ｜ ≧ ２｜Ｄ＿Ｉ｜によって区切られる領域であり、
   前記第２の領域は｜Ｄ＿Ｑ｜ ＜ １／２｜Ｄ＿Ｉ｜によって区切られる領域であり、
   検出された前記シンボルベクトル（Ｄ）が第１の領域と第２の領域のいずれにも属さない場合、前記実数の直交成分（Ｅ＿Ｉ）および前記虚数の直交成分（Ｅ＿Ｑ）の平均値によって前記エラー制御信号（Ｅ’）を近似する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. さらに、
   復調段階におけるフィードバック信号として前記エラー制御信号（Ｅ’）の関数である加重エラー信号（ＷＥ）を用いるステップを含み、
   前記加重エラー信号（ＷＥ）は、
   ・前記エラー制御信号（Ｅ’）がゼロであると推定されるときにゼロとなり、
   ・ゼロと所与のシンボル境界サイズの半分（１／２Ｔ）との間の正の値である前記エラー制御信号（Ｅ’）に対しては正の値、ゼロと前記シンボル境界サイズの半分（−１／２Ｔ）との間の負の値である前記エラー制御信号（Ｅ’）に対しては負の値となり、
   ・前記エラー制御信号（Ｅ’）が、検出された前記シンボルベクトルのシンボル境界上のエラー信号（Ｅ）に対応するものであると推定されるときゼロとなる、
   ことを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の方法。
5. 前記エラーベクトル（Ｅ）が前記シンボル境界を超える場合、前記加重エラー信号（ＷＥ）は低減値またはゼロ値となる、
   ことを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. ＷＥ＝Ｅ’（１−２Ｗ／Ｔ） にしたがってエラー制御信号を低減し、
   Ｅ’は前記エラー制御信号（Ｅ’）に対応しており、
   Ｔは前記シンボル境界サイズに対応しており、
   Ｗ ＝ Ｍａｘ ｛ａｂｓ（Ｅ＿Ｉ）； ａｂｓ（Ｅ＿Ｑ）｝ である、
   ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. Ｍ値ＱＡＭコンスタレーションの外側コーナー領域（３４）については重み付けを実行しない、
   ことを特徴とする請求項４乃至請求項６のいずれかに記載の方法。

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