TW494659B - Dual automatic gain control in a QAM demodulator - Google Patents

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Khaled Maalej
Emmanuel Hamman
Amaury Demol
Yannick Levy
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Description

494659
本發明係關於一種正交調幅（QAM)型解調器，供解調 據QAM方案所調變之信號。 σ 乂 背景技藝 正交調幅（quadrature amplitude modulation，簡稱
QAM)為一種中頻（intermediate fre(Juency，簡稱IF)調變 方案，其中將利用二正交載波，彼此獨立所產生之二基帶 信號分別調幅，及相加所產生之信號，藉以產生一qAM信 5虎。QAM用以將一數位資訊調變成為一方便之頻帶。此可 為使一信號所佔用之譜帶匹配一傳輸線之通帶，以允許信 號之分頻多工處理，或使信號能藉較小天線予以輻射。
QAM業經數位視頻廣播（Digital Vide〇 Broadcast，簡稱 DVB)及數位視聽協會（CAudio Visual Council，簡稱 DAVIC)，以及多媒體電纜網路系統（Multimedia cable Network System，簡稱MCNS)標準化團體所採用，供在同 軸，混合式纖維同軸（Hybrid Fiber Coaxial，簡稱 H F C) ’及微波多端口分配無線系統（μ i c r o w a v e Multi-port Distribution Wireless Systems ，簡稱 Μ M D S )電視（T V)網路傳輸數位τ V信號。 QAM調變方案存在有可變數之電平（4，16，32，64， 128，256，512，1024)，其提供2，4，5，6，7，8，9， 及10Mb it/s/MHz。這在美國6MHz CATV頻道提供至多約 42Mbit/s(QAM - 2 56 )，及在8MHz歐洲CATV頻道提供至多約 56 Mb it/s。這表示同等於在單一類比TV節目之同等帶寬，
89116508.ptd 第6頁 494659 五、發明說明（2) ，約2 至3 高>解析度電視（High Def ini ti〇n Televis^n， 簡稱HDTV)節目，所傳輸之10PAL或SECAMTV頻道。聲頻及 視頻流予以數位編碼，並映射成為由丨88位元所 MPEG2傳送流封包。 从< 位元机予以分解為n位元封包。每一封包予以映射至一 由二組份I及Q所表示之qam符號，（例如n = 4位元予以映 至一16-QAM符號，n = 8位元予以映射至一 256 — qam 及Q組份予以遽波，並使用一正弦及—餘弦波（載波）予)以1 调變二導致一獨特射頻（RF)頻譜。1及(3組份通常予以表示 Ϊ 一 ί ί ί ’其表示在同相及正交座標所取之可能離散 值。所傳輸之信號3(0係由下式求得： s(t) = IC0s(2 MQtpQsinU μ〆）， 其中為RF信號之中心頻率。j 及接收機使用上升餘弦遽波之遽波波形。因二= RF頻譜中心約在fn，並右一册办丨、 听座生之 鈐祙率，乃盔二&有π見^1+ α )，其中R為符號傳 Ϊ速ί 為升餘弦濾波器之衰減因數。由於η位元 =ίί 一_符號每時間單位1/R，符號傳輸速率為傳 輸位兀速率之1 / nth。 7 ^ ^自凋變之載波回復基帶信號，在傳 :解收機必須控制接收信號之輪入放； :等主要符唬頻率’並回復肫信號之載波頻率。在 此#主要功能後，在Ι/Q星座表接收一仕 加發射QAM符號及雜訊之和。接;；八為在傳輸所 號間-半距離之線，實二界接據位於在㈣符 界限判疋，俾判定最可能發出
494659 五、發明說明（3) 之QAM符號。自此符號，位元未使用與在調變器相同之映 射予以映射。通常，位元然後通過一正向誤差°°解碼哭，並 校正在實際所傳輸QAM符號之可能錯誤判宕二〜為/其 J疋正向誤差解 碼器通常包含一解除交插器，其任務為擴展可能已發 脈衝串，且否則將會更難以校正之誤差。 又 通常，在傳輸一調變信號時，在解調器所接收之传號 予以放大適當放大因數，俾補償由於傳輸路徑或其=$ 在所接收#號之哀減。因此必要控制信號之放大，以於告] 所接收信號之電平。為控制信號之電平，常採用一自動辦 益控制（automatic gain control，簡稱AGC)電路，其允曰 制供給解調器之放大器之增益。例如，授予Sat〇之美\控 利5，7 2 9，1 7 3號’揭示一種Q A Μ解調器，供接收一有抑^义 導信號之QAM信號。（前導存在於VSB調變，但在QAM ^變削 必要前導，並且其通常不予使用。）解調器包括一放大文因不 數控制器，在此控制器，與控制供所接收信號之取樣定护 分開進行放大因數之控制。而且，授予fender之美國^ 5, 761，251號，揭示一種電路配置，供達成此偏差校正及 供QAM調變之自動增益控制。在很多先前技藝設計广自 增盈控制（AGC)電路為獨特依據qam信號，但有回授至其 類比電路。此可能導致使用在解調器之輸入之類比—數'位& 轉換器電路飽和問題。或則，其他先前技藝設計使用一4 AGC電路，其為獨特依據全輸入信號。然而，這需要在輪重 入至解調器前，輸入信號必須已自相鄰頻道予以完全淪雨 494659 五、發明說明（4) 供目白:為提供一種_解調器，其在解調器前提 號％、交’以及在解調器内提供 ^ 調適㈣信號之電平至正確電平'皿“j w利用數位增益 ^，明之又一目的為提供一種QAM解調器，其中，婵兴 相對於相鄰頻道獨立，並因此相對於 7 號速率獨立。 L现之付 姑ί ί明之又一目的為提供一種具有增益控制，不使A/D 轉換器飽和之QAM解調器。 發明之概述 ηΑΜ以#上諸多目的，係藉一種有一第一自動增益控制電路之 QAMjy周器，其輸出一第一信號為所接收信號之函數， :信號用以控制一放大器之增益，其供給一A/D轉換器之 輸入；以及一第二自動增益控制電路，其輸出一在渡°波 自QAM信號獲得之第二信號所達成。第二信號控制一…數位 倍增器之增益，其產生一信號藉由一接收濾波器饋入至一 等化器。位於在接收濾波器前及後之雙重自動增益控制電 路^允許較佳抗阻在相鄰頻道之信號所導致之非線性。 Φ 第一自動增益控制（AGC)電路控制進入a/d轉換器之作號 =整個功率，包含所希望之頻譜，但也包含在進二解“器υ 刖未完全濾除之諸相鄰頻道。這允許使用Α/Ε)轉換器之最 大範圍’並保證無由於AGC回授而可能發生之類比飽和。 第二AGC電路位於在接收濾波器後，並因此僅須計及信號 本身。第二AGC電路使内部放大電平調適至信號電°平"之 494659 五、發明說明（5) ， 確切判定界限，並補償在第一 AGC電路存在相鄰頻道所導 致之哀減。 實施本發明之最佳方式 請參照圖1，一般將使用本發明之QAM解調器9 9作為一網 路介面單元92之一部份。網路介面單元92係在一自電纜網 路所接收之信號9 5與一解除多工器之輸入信號93之間界定 為介面塊。來自電纟覽網路之信號予以輸入至一調諧器g 6。 調諧器在其輸入接受在47MHz至862MHz範圍之頻率，並將 所選擇之頻率減頻變頻至中頻（IF )。如與地理位置相關， 此I F頻率係依頻道帶寬而定。例如，n T S C，美國及日本有 一6MHz 頻道，IF 約在44MHz，而PAL/SECAM 及EUROPE 有一 8MHz頻道，IF約在36MHz。調諧器之輸出予以輸入至一表 面聲波（surface acoustic wave，簡稱SAW)濾波器97，ip 頻率等於SAW濾波器中心頻率。SAW濾波器97之輸出予以供 給至一用以補償SAW濾波器衰減之放大器9 8，而後放大器 98之輸出予以供給至Q AM解調器99。放大器98也可有一由 QAM解調器9 9之自動增益控制信號9 4所控制之可變增益。 QAM解調器99也可使用在使用QAM或QPSK解調之各種其他數 位傳輸系統，諸如無線電鏈路，無線局部回路，或内部網 路。 請參照圖2，本發明之QAM解調器9 9包括一類比-數位 (A/D)轉換器25，其接收IF輸入信號12 °A/D轉換器25將IF 信號1 2取樣’並約在IF信號1 2之中心頻率產生一數位頻 譜。A/D轉換器25之輸出信號14予以供給至一包括直接數
89116508.ptd 第 10 頁 494659 五、發明說明（6) 位合成裔3 0之基帶轉換電·路，俾將I信號轉換至一基帶信 號。A/D轉換器25之輸出信號1 4也供給至第—自動增益控 制電路（AGC1)10，供控制A/D轉換器25之輸入俨號12之_ 比增益。 广 < ^ 一在信號已轉換至一有信號組份丨（同相）&Q(正交）之基帶 信號後，基帶信號予以供給至一定時回復電路35，其^以 使解調器電路之定時同步至進入信號之符號。定時回復電 路35使用一連續可變内插濾波器，供將輸入信號取樣，如 =下將f進一步解釋，其允許電路回復很大範圍之符號速 率。彳§ #u然後供給至一數位倍增器2丨〇，其為一第二 電路⑼之—部份。然後，信號通二又 然後至一等化器45 °agc2電路20為一數位 φ並在等化器45輸入進行信號電平之微細調整。 計及信號本身’由於相鄰頻道已藉接收 i:m ’並因此數位式補償由於相鄰頻道而而可能 方根上;之類比agci電路ι〇。接收濾波器4〇為一平 万根上升餘弦型，苴±会忘 ^ 丁 定時回復電路輸出；i::因數自°·11至〇.30，其接受 顯著之剔除增加網<呆：高於之帶外剔除。此 化器賞在網鄰頻道之補償限度。等 -頻率或相位-頻率继：4如不希望之振幅 中央抽頭位置之_二:±| > &擇一專化斋結構，具可選擇 1心杈向或判定回授。 等化器4 5之輪ψ於_文 復載波信，虎。載給至載波回復電路5〇 ’以回 戰波回设電路5 0允許獲取及追蹤頻率偏差高
89116508.ptd $ 11頁 494659 五、發明說明（7) 達付號速率之百分之12。可通過一 I2C介面監視所回復之 頻率偏差。此資訊可用以重新調整調諧器或解調器頻率， ^減低化號之濾波衰變，其有助改進位元誤差速率。載波 回復電路50之輸出信號52予以供給至一符號判定電路55， 並也供給至一功率比較器電路230及在數位AGC2電路20内 =數位回路濾波态2 2 0，以提供一增益控制信號2 2 5至倍增 為2 1 0。在符號判定電路5 5内，信號予以供給至一符號界 限檢測器，然後至一差分解碼器，並且最後至一DVB或 解除映射器，其產生回復位元流57發出至正向誤差
杈正電路60。符號判定電路之輸出57也供給至功率比較器 電路230。
“正向'吳差杈正（Forward Error Correction，簡稱FEC) $路60首先進行一框同步61，在此同步，位元流在輸出分 解為2 0 4位TL之封包。封包然後予以供給至一解除交插器 fReed Solomon(簡稱RS)解碼器65，封包在此處予以解除 =插，而後藉RS解碼器進行最大每封包8誤差（位元組）之 校正。RS解碼器也提供其他關於未校正封包，及在封包中 如果有任何已校正位元，關於其位置之資訊。可選擇二深 度提供給交插器·· 12(DVB/DAVIC)&17。深度17增加系統 對脈衝雜訊之強度，但假設信號在監視器已予以交插相同 值。在RS解碼後，封包予以解擾頻，以供能量分散去除。 FEC電路60之資料輸出93係以MPEG2傳送系統（Transport System，簡稱ts)封包構成，並為解調器99之輸出。另 外位元"吳差速率信號6 8，6 9予以傳輸至一雙重位元誤差
五、發明說明（8) 速率估計器電路70，复依撼 及高位元誤差速率秩是杈正及框型樣辨認估計低 如以上所解釋，雔一位元誤差速率信號72。 收遽波器前及後，=增益控制（agc)電路位於在接 ^r!GCt A / D轉換哭2 5之於ψ ^ ί；ϋ類比增显。睛參照圖3， 電路 =二二=::供給至AGC1 1◦之功率估計 一預定信號電平比較接功收率之信號電平’並將其與 130，#將# 1 /1 # 力率估5十電路11〇包括一平方模組 轉換成為一方波予以輸入至一比較哭 1 40。比較器1 40將輸入信號盥一' 限電壓比1$，U w 芩考電壓或比較器界 冤t ^並在輸入信號之電平匹配比較器界限電壓之 電平犄，產生一輸出信號。比較器界限電壓，或參考電 壓，可藉一修改電路120予以調適。修改電路12〇自相鄰頻 逼125監視信號之存在，並因之調適參考電壓。另外，飽 和什數态11 5之檢測，檢測在A/D轉換器是否有任何飽和， ，且如果有，發出一信號至修改電路1 20，俾調整參考電 壓’以便消除飽和。在信號通過比較器丨4〇後，功率估計 益電路11 0之輸出信號予以供給至一數位回路濾波器丨5 〇， 其自彳s號除去載波—頻率組份及諧波，但使信號之原始調 變頻率通過。數位回路濾波器15〇接收一組態信號152，其 設定供限制非線性之放大器最大增益組態。輸出信號1 6 2 或數位回路濾波器1 5〇予以轉換至一脈衝寬度調變（Pulse Width Modulated，簡稱PWM)信號160，其予以供給至一RC · 濾波器170，其產生一信號167控制A/D轉換器之放大器之
89116508.ptd 第13頁 494659 五、發明說明（9) 類比增益。數位回路濾波器之另一輸出提供一信號丨， 供監視數位回路濾波器之增益值。由於數位回路^制可以 估計功率估計，控制類比增益之PWM信號產生很穩=定之控 制。 。二 第二AGC電路20位於在接收濾波器4〇後，因此僅須 QAM信〜號本身所接收之功率，並使内部放大電平調^在界 限判定前之正確電平。第二AGC電路2〇補償相鄰頻道之^ 在所導致之第AGC電路1 〇之衰減，並且也使信號電平確 切調適至QAM信號之判定界限電平。請參照圖4， ，路之輸出信號42予以供給至第二AGC電路2〇之數位倍增 郎2 1 0數位倍增裔2 1 0使信號倍增，如以上所解釋，而後 供給至接收濾、波器40，等化器45及載波回復5〇電路。載波 回後電路5G之輸出予以回授至第二處電路2()之功率比較 cTam電Λ23/，其將來自載波回復電路之輸出信號52與一组 二r ，數位回路渡波器220遽除任何誤差信號，並 棱供一增盈控制信號2 25至數位倍增器21〇。另外，可自 位回路濾波器提供一信號227，俾監視增益之量。 及6，上述直接數位合成器（DDS)30數位式調 :上自A/D轉換器25之信號14為在接收滤波器4〇之内帶寬 以内，即使在接收機之大頻率偏差妒 供較大變通性。中靡)至丄= 收滤波器帶寬以内妾前以及便數位式調 内在定時回復心ί哭電 子 東路後微調信號相位之第二 89116508.ptd 第14頁 1 494659 五、發明說明（10) DDS545之組合所達成。 抑請參照圖6，在IF信號12通過A/D轉換器25後，A/D轉換 态之輸出數位信號1 4予以供給至一倍增器3 〇4，其為D])S j 一部份。倍增器304將數位信號14轉換成為形成一QAM 付^二並行組份，1 (同相）及9(正交）。如以上所解釋， /此等信號組份進行通過接收濾波器4〇，等化器45及載波回 復50電路。請參照圖5，載波回復電路5〇包括一頻率偏差 檢測52 5電路及一相位偏差檢測535電路，供回載 予以發出至數位朗電路2G及符號檢測電路55。差 m = :I2C介面予以監視，並且資訊可用以重新調 員•，俾減低在信號之濾波衰變，並因此改進位 可發出此資訊作為至ddsi電路3〇之信號 、皁在接收濾波器40前，完全準確度回復頻率。相 路535發出—信號537至觸2電路545。採用一雙重 Γ 號之減頻變頻至一基帶信號具有優 器40前完成，：在J化：變頻由於其在接收濾波 量而為最佳，同押4及載波頻率估計前保持最佳信號能 佳，特別是在復供相位 DDst Ϊ ^ f 至所組態=2;加:== 以供給至一相位g 4兩Μ 〇 Λ Γ 4 /生王< 1〇就予 確定之頻率元辛^電 ，/、累加頻率回授信號527所 、/、。诮號予以供給至一包含使信號合成之正 89116508.ptd 第15頁 494659 五、發明說明（π) 1值之常數表303。合成信號316予以供給回至^哭 。清回頭麥照圖5，除了其合成相位 曰»。 出信號53 7外，第二DDS2電路545以 ^電^535之輸 載波回復免除需要使用電壓控制振盈= 之準確度及殘餘相位雜訊，提供較佳之載波)回復立就#就 請參照圖7，定時回復電路35使用—符 :内插滤波器352 ’供對輸入信號重新取 二= 界定卿時間/取樣間隔)之函數 ： t/T方Λ;使用於定時回復電路35之内插方法予以界；為 施(蚪間Θ插間隔)之函數。這允許内插濾波就性能及’’’、 複雜，^獨立於符號速率，並由於内插器剔除在接收頻 遏之平見外面之大多數最信號，而提供相鄰頻道之較佳剔 ，。在调變解調應用，内插之目的為處理類比_數位轉換 器在速率i/ts所產生之數位樣本x(kTs) 325，俾在速率ι/τ 產生"内插值"y(kTi) 365，而1/Ti為傳輸波特（baud)速率1 "T之倍數。 半 下列將說明一時間-連續濾波器之内插。數學模型參照 圖8予以說明。其包括一產生類比脈衝814之虛擬數位—類 比轉換器8 0 2 ’後隨一時間-連續濾波器h (t ) 8 〇 4，及一重 新取樣器80 6，在時間t = kTi。輸出内插值820由下式表示 (l) 一請回頭參照圖7，一數值控制振盪器35 8輸出重新取樣一 瞬間t = kTi。數值控制振盪器358在每一時間mTs產生二信
494659 五、發明說明（12) 號。第一信號3 6 1為一溢流信號Γ，其指示在最後Ts週 期，已發生一重新取樣瞬間（t = kTi)。第二信號362為一I-分數仏號？7 ’因而wTi表不自最後重新取樣目碎間以後之時 間。 數值控制振盪器358係由一估計比值Ts/Ti之信號w(m)予 以控制。在實際調變解調應用，一由相位誤差估計器或定 時誤差檢測器354所驅動之回路濾波器356輸出W(m)。 此情形之數學說明可利用公式寫作： 7?(m) = [ 7?(m-l)-W(m)] mod-1
如果 7? (m-l)-W(m) <0，（（m) = l (2) 如果 7?(m-1)-W(m)^〇，= 〇 使用一藉取樣週期Ts所規範化之濾波器h (t )之先前内插 方法，導入一Ts基點指數及一Ts分數間隔。在本發明所使 用内插方法，以上之公式（丨）以乜為變數x. 1之函數改 寫。函數h之此特性允許内插之定時及頻率響應相内 插值速率，及因此相對於波特速率不變。·、, 先請察知，取樣瞬間mTs可寫作如下：‘，、、成如此，I mTsU- (iiOTi， 自t = 〇直到時間 致使之整數 其中？7(πι)為nco之直接輪出，及（1 —i)為 t = mTs之溢流數（Γ=1)。導入包含所"有出了 間隔I!，公式（1)現在可予以寫作如下： y{kTL) (3) 假設h( t)為一在間隔[ΐιΤ IJJ之有限長度脈衝響應 494659 五、發明說明（13) 公式（3 )以指數j =k- 1予以重新排列： 了2 (4) J=I1 而 aj(lTi) = Σ x (m^s) •h[(j^n(m))T1] a€l2 最新之公式示内插值為將（14“+1)項\(11)求和及延遲所 計算，其中a』·（ 11)為在時間間隔[1 — 1 ) l，1 Ti ]，輸入樣本 x(mTs)乘以係數h[ ( j+ π (m) ]之累加。 π芩妝圖9，a j為實際利用一在溢流信號（（m ) =}時予以 ，新設定之乘法器-累加器運算符9 08所實施。一係數—計 輸出係數h[(j”(m))Ti]，而一輸入 值控制振盪器（NCO)910所輸出。 處理；ί ί Λ予;/异:f低比值VTi，在-長Tl週期 時間脈衝響應、，及關於取\允^「内插器關於ts具有較長 為實際原因，hUH'odH較㈣員率帶寬。 項式函數’及h[(j+ OT.]: 了為在間/高[0 ’ 1]，α之多 之多項式，因為此為減低計。：。貫際實施已選擇階次3 能供脈衝響應h(t)，而僅彳艮工二二τ ’並允許很良好之性 疋形式之多項式也可用以、仓 南1 般為4至8)。一特 擇多項式之階纟，形式及^ =減低計算複雜性。-經選 響應h(t)之頻譜限制 ^2+1)，使一表示在脈衝 _ 只函數取小，藉以計算多項式之
89116508.ptd 第18頁
Hynojy 五、發明說明（14) 參數。 二 二= (广⑷)。所❹之變數 插方法之情形。 ，及估計’如在供先前技藝V内 / il二二圖1 0，先岫所說明之載波回復電路5 0，包括一相 位雜訊估計電路5〇6及—相加雜訊 j相 QAM解調器所見之殘餘如 ，、產生 計允許使用者使载波回路册目加雜訊之估計。此估 相加雜訊之間達： = 取圭化，以便在相位雜訊與 給至-符號檢測或判二免5:8所^收之=符號5°4予以供 I/Q座標之一點，Λ 所接收之QAM符號504為在 f卢，# K么埯 八就距離而言接近一可能傳輸之QAM符 ok \ 而有所不同。符號檢測塊508在所接收之 離傳輸之_符號（界限符號）之間搜尋最小距 Ϊ塊^能之傳輸QAM符號。以此方式，符號檢 =確=射何一 QAM符號。如在該技藝所已 j疋之QAM符號5 09與所接收之QAM符號5〇4之間，最小均方 所US Μ = η SqUa^e,，簡稱LMS)誤差係藉LMS誤差方法505 々=且LMS误差#谠512係以判定之QAM符號50 9供給 至母一相位雜訊5 〇 β及相加雜訊5 〇 7估計器。 相位雜訊估計係依據最小均方誤差（dx+jdy)，立中 my所接收點-判定qam符號）。此誤差予以考慮僅供 a ^ 1 a丨）具有最佳及相同振幅之QAM符號。然後 糟E(dx dy]) = -|a| 2E(ph2)求得平均相位雜訊，直中e表示 平均，及Ph為殘餘相位雜訊。相位雜訊估計器結果518不 494659 五、發明說明（15) 依相加雜訊而定。 相加雜訊估計係依據相同之誤差信號5丨2，如在相位雜 ，估計，但在雜訊估計之情形，誤差僅係依據在具有 最小振幅（丨a丨=1 )之QAM符號。藉 E/dx*dgn(I)*l+dy*Sgn(Q)*Q)2]=E[n2]求得平均相加雜 訊，其中η標示複雜相加雜訊。相加雜訊估計器結果不依 信號之相位而定。 明參如、圖11 ’自上述符號檢測電路所回復之位元流$ 7， 予以供給至一在正向誤差校正（F〇rward Err〇r Correction，簡稱FEC)解碼器6〇内之框同步回復（Frame Synchronization Recovery，簡稱FSR)電路61。？別電路 61將位元流在輸出分解成為2〇4位元之封包。然後，封包 予以供給至一框型樣計數器62，其在足夠大量之框保持可 辨識框型樣之計數，以便獲得另外資訊，諸如不由m編 碼器予以編碼之同步型樣。此資訊予以輸入至雙重膽單 疋7〇之第-位元誤差速率估計器71 5。位元流封包然後予
::ϋ解t交插器，及以上面所說明方式產生MPEG TS 舅料輸出信號9 3之F E C解石巧哭a & β ς 也认=各放土 解碼為早兀65。可校正誤差69予以
(、、心至一在雙重Β Ε β單元7 〇内t | % 7 n R 筮-a -如篆土* 十數裔70 5，及然後供給至 差速率估計器716。第一㈣ 第二BER估計器單元716之輪Ψ、隹 > 石 … 平几汉 斂駚考毬留-7二 輸出進订至一比較二BER輸出之 體處里早兀710。這產生關於雜訊類型之另外資訊，諸 如由脈衝串抑或由分布誤差所道 、 ^ 叩失是所導致。供低位元誤差速率， 诸如少於1 〇-3，第二位亓缉呈、由玄 位70决差速率估計器71 6將會產生較準 89116508.ptd 第20頁 五、發明說明（16)--—- 確值。供冥r p p γιο, "Ν ’或在脈衝串誤差之情形，第二BER估計器
估1 1過碼之校正容量而不精確。在此情形，第一BER 估：裔715將會較為精確。 重位兀秩差速率估計器電路允許其能評量傳輸鏈路之 二i1即使在嚴重畸變或有雜訊頻道之情形，其可有助識 w w又接收之原因。特別是，FEC解碼器6 5在交插器強度 0 夠I吳差擴展，使誤差在框均勻分布及低於誤差校正 f之^正此力時’產生很準確資訊，但在長脈衝串誤差之 情形產生很不準確資訊。 ^ ^類型資讯間之比較，提供一種檢測在網路所可發生 3::ί性質之方式。這例如允許檢測不良之接收是否由 此/ 2 r雜矾或其他問題，諸如相位雜訊，衰減等。在有 ^ Ϊ $衝串雜訊之情形，FEC解碼器可能顯示一相對低 率：雖然所有誤差可能已發生在-特定傳輸瞬 τν者2 : t已2全更改傳輸鏈路所傳送之資訊内容，例如 』於i ^音等。雙重BER估計器電路使其較容易確定不 良傳輸之原因，並因此解決問題。 【元件編號說明】 10 第一自動增益控制電路 12 輸入信號 14 輸出信號 20 第二自動增益控制電路 25 類比_數位轉換器 27 組態之I F頻率 494659 五、發明說明（17) 30 直 接 數 位 合 成 器 35 定 時 回 復 電 路 40 接 收 濾 波 器 42 出 信 號 45 等 化 器 50 載 波 回 復 52 出 信 號 55 符 號 檢 測 電 路 57 回 復 之 位 元 流 60 正 向 誤 差 校 正 解 61 框 同 步 回 復 電 路 62 框 型 樣 計 數 器 65 FEC解碼器單元 68 位 元 誤 差 速 率 信 69 位 元 誤 差 速 率 信 70 雙 重 位 元 誤 差 速 72 位 元 誤 差 速 率 信 92 網 路 介 面 單 元 93 ¥m 入 信 號 94 動 增 益 控 制 信 95 信 號 96 調 諧 器 97 表 面 聲 波 濾 波 器 98 放 大 器
89116508.ptd 第22頁 494659 五、發明說明（18) 99 QAM解調器 110 功 率 估 計 電 路 115 飽 和 檢 測 計 數 器 120 修 改 電 路 125 相 鄰 頻 道 130 平 方 模 組 140 比 較 器 150 數 位 回 路 濾 波 器 152 組 態 信 號 155 信 號 160 脈 衝 寬 度 調 變 信號 162 輸 出 信 號 167 信 號 170 RC 濾、 波 器 210 數 位 倍 增 器 220 數 位 回 路 濾 波 器 225 增 益 控 制 信 號 227 信 號 230 功 率 比 較 器 電 路 303 常 數 表 304 倍 增 器 305 相 位 累 加 電 路 306 加 法 器 電 路 316 合 成 信 號 Φ
89116508.ptd 第23頁 494659 五、發明說明 (19) 325 數位樣本 352 符號速率連續自適應 354 相位誤差估計器或定 356 回路濾波器 358 數值控制振盪器 361 第一信號 362 第二信號 365 内插值 504 所接收之QAM符號 505 LMS誤差方法 506 相位雜訊估計電路 507 相加雜訊估計電路 508 符號檢測或判定塊 509 判定之QAM符號 518 相位雜訊估計器結果 519 LMS誤差信號 525 頻率偏差檢測 527 頻率回授信號 535 相位偏差檢測 537 信號 545 DDS2電路 705 計數器 710 軟體處理單元 715 第一BER估計器 ❿
89116508.ptd 第24頁 494659 五、發明說明（20) 716 第二位元誤差速率估計器 802 虛擬數位-類比轉換器 804 時間-連續濾波器 806 重新取樣器 814 類比脈衝 820 輸出内插值 908 乘法器-累加器運算符 909 係數-計算塊 910 數值控制振盪器
89116508.ptd 第25頁 494659 圖式簡單說明 圖1為_ 之方塊圖 圖2為； 圖3為圖 圖4為圖 圖5為圖 圖6為圖 圖7為圖 圖8為一 圖9為一 塊圖。 圖1 0為· 訊及相加； 圖1 1為/ 之方塊圖 在其中可使用本發明之解調器之網路介面單元 〇 發明之解調器之方塊圖。 2中所示解調器之第一AGC單元之方塊圖。 2中所示解調器之第二AGC單元之方塊圖。 2中所示解調器之一區段之方塊圖。 2中所示解調器之直接數位合成器之方塊圖。 . 2中所示解調器之數位定時回復電路之方塊圖。 通常已知内插模型之方塊圖。 ' 使用於圖7之數位定時回復電路之内插模型之方 -使用於圖2之解調器之符號檢測電路之相位雜 隹訊估計器之方塊圖。 ^用於圖2之解調器之雙重位元誤差速率估計器
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Claims (1)

  1. 494659 六、申請專利範圍 1 · 種正父調幅（QAM)型解調器，包含： 一 > f、自動增益控制（AGC)電路，輸出一第一信號，第 :指唬為一來自一類比-數位轉換器之第二信號之函數， 、、’用以控制一放大器之增益量，放大器予以電耦合至並供 給一輸入信號至類比_數位轉換器， 一，τ轉換電路，電耦合至類比—數位轉換器， 第=^動增盈控制（AGC)電路，包括一數位倍增器， r 電^路予以電耦合至基帶轉換電路，並輸出一第 =二=’，时二信號係在濾波後自一QAM信號獲得，並控制 數位倍增器之增益量， 一接收濾波器，電耦合至數位倍增器， 第四2:口：電路’予以電耦合至接收濾波器，並產生一 至第:αΪγ’φ為在渡波後之讀信號，第四信號予以供給 至弟一AGC電路，以及 σ 付^虎檢測電路，+ ▲人 第四信號， 予乂電耦5至載波回復電路，並接收 資號檢測電路之輸出邊之第五信號為-解調之 另2包y請專利範圍第i項之解調器，其中，第—agc電路 功率估計電路，供估計第二信號 二信號之信號電平與一參考信平虎電並將第 -在功率估計電路 匕’ 號之飽和·，並調整參考信號之供計數第二信 之電平
    六 申請專利範圍 — 以及 路遽波器，電麵合至功率估計電路之一輸出， 器之,Ϊί度：變⑽)產生器’電麵合至數位回路渡波 3 士 ^，供以一種PWM格式產生第一信號。 路估；包圍第2項之解調器，其中’ 1力率估計電 4 枯相钟頻道之第二信號之整個範圍。 包括二Πί”！第1項之解調器，其中’第二AGC電路 載波回復電路^電路，電麵合至載波回復電⑯，供將自 5.如申請專?虎與'组最佳_值比較。 Τ明專利乾圍第4項之解調器，其中，第 广數位回路渡波器，電搞合至功率比較器電 電6路如3專利範圍第1項之解調器，另包含-定時回德 AGC雷敗夕μ 彳0唬之基頁轉換電路與第- Α认電路之間，以依據所接收信 、弟一 信號。 U〈門猶樣本對其提供— 7.:申請專利範圍第i項之解調器，另包含 電耦δ在接收濾波器與載波回復電路之間。 、m， 8·如申請專利範圍第i項之解調器，日°人一 校正電路，電耦合至符號檢測電路W 11铁差 號，該正向誤差校正電路產生該第 ^ ’、 剧出信 工次币五信號。 9· 一種正交調幅（QAM)型解調器包八 :數位(A/D)轉換器電路，予3以電麵合 一放大盗接收一第一信號，並輸出—第二信號， 弟
    六 申睛專利範圍 -1_丨· 轉換哭t ^動增益控制（AGC)電路，予以電耦合至及自A/D 信號：=接收第二信,虎，並產生一第三信號，其為第二 二美t就用以控制第—放大器之增益量， 收第^ ^換電路，予以電耦合至及自A/D轉換器電路接 號， ^ 並產生一第四信號，第四信號為一基帶信 生一 η:復電路，予以電耦合至及接收第四信號，並產 號，其係依據第四信號之内插樣本， 電為人^agc電路，包括一數位倍增器，第二agc電路予以 信# 了链士 ^，時回復電路接收第五信號，並輸出一第六 "t i 士 f化號係在濾波後自-_信號獲得， 、 -第^ ^ 制數位倍增器之增益量，數位一倍增器產生 一接收濾波器，予以雷&人s π Α ^ t, 丁以電耦合至及自數位倍增器接收第七 \ f弟七信號濾波，以產生一第八信號， 一等化為，予以電耦合至及自接收濾波器接收 號，並產生一第九信號， 仏 口-載波回復2路，予以電耦合至及自等化器接收第九 號，並產生一’十信號，其為在濾波後之QAM信號，σ 信號予以供給至第二AGC電路及供給至一產生第 之符號檢測電路， Ίβ现 一功率比較器電路’在第二AGC電路内，並予以電编人 至及自載波回復電路接收第十錢，功率比較器電電路輕:第
    494659 六、申請專利範圍 十信號與一組最佳QAM值比較，以及 一正向誤差校正電路，予以電耦合至及自符號檢測電路 接收第十一信號，並產生一第十二信號，從而第十二信號 為一解調之資料輸出信號。 1 0 .如申請專利範圍第9項之解調器，其中，第一 AGC電 路另包括： 一功率估計電路，供估計第二信號之信號電平，並將第 二信號之信號電平與一參考信號電平比較， 一數位回路濾波器，電耦合至功率估計電路之輸出，以 及 一脈衝寬度調變（PWM)產生器，電耦合至數位回路濾波 器之輸出，供以一種PWM格式產生第三信號。 11.如申請專利範圍第1 〇項之解調器，其中，功率估計 電路估計包括相鄰頻道之第二信號之整個範圍。 1 2.如申請專利範圍第9項之解調器，其中，接收濾波器 自第七信號濾除相鄰頻道。 1 3.如申請專利範圍第9項之解調器，其中，資料輸出信 號係成一種MPEG2傳送流格式。 1 4.如申請專利範圍第9項之解調器，其中，第一 AGC電 路包括一飽和檢測計數器，供檢測在A/D轉換器電路之飽 和〇 1 5.如申請專利範圍第1 0項之解調器，其中，功率估計 電路包括一飽和檢測計數器，供計數第二信號之飽和數， 並調整參考信號之電平。
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