DE10326760A1

DE10326760A1 - Verfahren und Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung

Info

Publication number: DE10326760A1
Application number: DE2003126760
Authority: DE
Inventors: Ronalf Kramer
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2003-06-13
Filing date: 2003-06-13
Publication date: 2005-01-13

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung eines zu sendenden Datensymbols in einem Mehrträger-Datenübertragungssystem, DOLLAR A - bei dem eine standardisierte PSD-Maske vorgesehen ist, welche ein durch einen Standard für die Datenübertragung vorgegebenes Frequenzspektrum für die Datenübertragung vorgibt, DOLLAR A - bei dem das zu sendende Datensymbol eine Funktion einer Vielzahl von innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls vorgesehener Signale ist und jedes dieser Signale einer Trägerfrequenz zugeordnet ist, wobei jede Trägerfrequenz jeweils eine Frequenz aus einem Sendedatenspektrum belegt, wobei das Sendedatenspektrum innerhalb des Frequenzspektrums der PSD-Maske angeordnet wird, DOLLAR A - bei dem zur Crestfaktor-Reduzierung eines zu sendenden Datensymbols ein Korrektursignal verwendet wird, welches aus genau zwei zusätzlichen Trägerfrequenzen gebildet wird, die innerhalb der PSD-Maske, jedoch im wesentlichen außerhalb des Sendedatenspektrums angeordnet sind und die aufgrund der durch den Standard vorgegebenen Charakteristik der PSD-Maske nicht für die Datenübertragung vorgesehen sind.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung, bei dem das zu sendende Datensymbol eine Funktion einer Vielzahl von innerhalb eines vorgegebenen Datenrahmens vorgesehener Signale ist und jedes dieser Signale einem Träger zugeordnet ist, wobei jeder Träger jeweils mindestens eine Frequenz aus einem Sendedatenspektrum belegt, wobei zumindest ein Träger reserviert ist.

In der modernen Telekommunikation spielt die hochbitratige Datenübertragung auf einer Teilnehmerleitung eine zunehmend größere Rolle, insbesondere deshalb, da man sich von ihr eine größer nutzbare Bandbreite der zu übertragenden Daten kombiniert mit einer bidirektionalen Datenkommunikation verspricht.

Eine Technik, die in jüngster Zeit immer mehr an Bedeutung gewinnt, ist die sogenannte Mehrträger-Datenübertragung, die auch als "Multi-Carrier"-Übertragung, als „Discrete Multitone (DMT)" Übertragung oder als „Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)" Übertragung bekannt ist. Eine solche Datenübertragung wird beispielsweise bei leitergebundenen Systemen, aber auch im Funkbereich, für Broadcast-Systeme und für den Zugang zu Datennetzen verwendet. Solche Systeme zur Übertragung von Daten mit Mehrträgerübertragung verwenden eine Vielzahl von Trägerfrequenzen, wobei für die Datenübertragung der zu übertragende Datenstrom in viele parallele Teilströme zerlegt wird, welche im Frequenzmultiplex unabhängig voneinander übertragen werden. Diese Teilströme werden auch als Einzelträger bezeichnet.

Ein Vertreter der Mehrträger-Datenübertragung ist die ADSL-Technik, wobei ADSL für „Asymmetric Digital Subscriber Line" steht. Mit ADSL ist eine Technik bezeichnet, die die Übertra gung eines hochbitratigen Bitstromes von einer Zentrale zum Teilnehmer und eines niederbitratigen, vom Teilnehmer zu einer Zentrale führenden Bitstromes erlaubt. Bei dieser Technik wird die Telekommunikationsleitung in zumindest einen Kanal für herkömmliche Telefondienste (also Sprachübertragung) und mindestens einen weiteren Kanal für die Datenübertragung unterteilt.

Wenngleich bereits sehr viele Probleme bei solchen Mehrträger-Datenübertragungssystemen wie ADSL gelöst sind, bleiben immer noch einige Probleme ungelöst.

Ein mit dieser Mehrträger-Datenübertragung einher gehendes Problem ergibt sich dadurch, dass infolge der Überlagerung sehr vieler Einzelträger sich diese kurzzeitig zu sehr hohen Spitzenwerten im Sendesignal aufaddieren können. Das Verhältnis von Spitzenwert zu Effektivwert wird als Crestfaktor, sein Quadrat als PAR (Peak to Average Ratio) bezeichnet. Speziell bei Mehrträgersystemen wie ADSL kann der Crestfaktor sehr groß – zum Beispiel größer als 6 – werden. Auch wenn diese Spitzenwerte in der sich daraus ergebenden Amplitude sehr selten und typischerweise nur für sehr kurze Zeitdauern vorhanden sind, stellen sie einen großen Nachteil der Mehrträger-Datenübertragung dar.

Ein großer Crestfaktor verursacht verschiedene Probleme im Gesamtsystem der Datenübertragung:
Die maximal mögliche Aussteuerung der Digital/Analog-Wandler und der analogen Schaltungsteile, zum Beispiel Filter und Leitungstreiber, müssen in ihrem Aussteuerbereich und ihrer Dynamik bzw. Auflösung für die maximal vorkommenden Spitzenwerte ausgelegt sein. Das bedeutet, diese Schaltungsteile müssen wesentlich größer dimensioniert sein, als die effektive Aussteuerung. Dies geht mit einer entsprechend hohen Betriebsspannung einher, was unmittelbar auch zu einer hohen Verlustleistung führt. Speziell bei Leitungstreibern, die im Allgemeinen eine nicht zu vernachlässigende Nichtlinearität aufweisen, führt dies zu einer Verzerrung des zu sendenden Signals.

Ein weiteres Problem der Datenübertragung bei hohen Crestfaktoren besteht darin, dass ein sehr hoher Spitzenwert im Sendesignal die maximal mögliche Aussteuerung überschreiten kann. In diesem Falle setzt eine Begrenzung des Sendesignals ein – man spricht hier von einem Clipping. In diesen Fällen repräsentiert das Sendesignal aber nicht mehr die ursprüngliche Sendesignalfolge, so dass es zu Übertragungsfehlern kommt.

Aus diesem Grunde besteht bei Mehrträger-Datenübertragungssystemen der Bedarf, solche Spitzenwerte weitestgehend zu unterdrücken oder zu vermeiden. Dieses Problem ist in der Literatur unter dem Begriff Crestfaktor-Reduzierung oder auch PAR-Reduzierung bekannt. Es existieren hier mehrere Lösungsansätze zur Reduzierung des Crestfaktors:
Bei einem bekannten Verfahren werden einige Träger oder Trägerfrequenzen aus dem Mehrträger-Datenübertragungssystem reserviert (typischerweise etwa 5% des Spektrums). Aus diesen reservierten Trägern wird eine Funktion im Zeitbereich mit möglichst hohem, zeitlich schmalem Spitzenwert erzeugt, die das Korrektursignal bzw. den sogenannten Kernel bildet. Iterativ wird dieser Kernel, der lediglich die reservierten Träger belegt, mit einem Amplitudenfaktor gewichtet, der proportional der Differenz von maximalem Spitzenwert und gewünschtem Maximalwert ist, und im Zeitbereich vom Sendesignal subtrahiert. Dabei wird der Kernel an die Stelle des entsprechenden Spitzenwertes des Sendesignals, der für den überhöhten Crestfaktor verantwortlich ist, zyklisch verschoben. Der Verschiebungssatz der DFT-Transformation stellt sicher, dass auch nach der Verschiebung nur die reservierten Träger belegt werden.

Das oben beschriebene Verfahren baut auf der Existenz, Manipulation und iterativer Anwendung von Korrektursignalen (Kernels) im Zeitbereich auf und ist daher durch seine Schnelligkeit und geringe Komplexität gekennzeichnet. Allerdings wird hier immer ein Teil der Trägerfrequenz für die Crestfaktor-Reduzierung reserviert, der dann nicht mehr für die Datenübertragung zur Verfügung steht, so dass die Leistungsfähigkeit der Datenübertragung dadurch reduziert wird.

Bei einem alternativen Verfahren wird das zu sendende Datensignal, welches überhöhte Spitzenwerte aufweist, die zu überhöhten Crestfaktoren führen würden, mit einem Korrektursignal überlagert. Infolge dieser Überlagerung werden die überhöhten Spitzenwerte reduziert, so dass somit eine Crestfaktor-Reduktion realisiert werden kann. Dieses Korrektursignal wird typischerweise aus dem zu sendenden Datensignal abgeleitet. Dieses Clipping-Verfahren findet bevorzugte Anwendung im Sendeteil eines Mehrträger-Datenübertragungssystems wie zum Beispiel ADSL.

Für die Mehrträger-Datenübertragung wird das zu sendende reelle, zeit- und wertdiskrete (digitale) Signal aus einzelnen Rahmen mit vorgegebener Zeitdauer – den sogenannten Frames – zusammengesetzt. Jeder Rahmen enthält eine feste Anzahl von Teilsignalen, die das Ergebnis einer inversen Fourier-Transformation sind und die gewissermaßen die Sendedaten, die beispielsweise über eine Telefonleitung gesendet werden sollen, enthalten. Diese auf einzelne Trägerfrequenzen – auch kurz als Träger bezeichnet – verteilten Sendedaten innerhalb eines Rahmens bilden das Datensymbol, im Falle von ADSL das ADSL-Symbol.

Bei dem vorstehenden Verfahren werden allerdings diese vorhandenen Daten bzw. Symbolrahmen außer acht gelassen, da zur Crestfaktor-Reduzierung im Allgemeinen keinerlei Rahmeninformationen verwendet wird.

Das für die Crestfaktor-Reduzierung verwendete Korrektursignal darf aber nicht allein in Bezug auf den Sender des Mehrträger-Datenübertragungssystems optimiert werden, zum Beispiel dahingehend, dass eine möglichst große Crestfaktor-Reduzierung realisiert wird. Vielmehr sollte das Korrektursignal zusätzlich bezogen auf den Empfänger der Datenübertragung die folgenden zwei Eigenschaften aufweisen:

1. Die Art des Kompensationssignals, das heißt dessen Signalform und Spektrum, darf das Ergebnis der Fourier-Transformation im Empfänger der anderen Seite der Übertragungsstrecke nicht oder nur unwesentlich verändern.
2. Phasenverschiebungen des Kompensationssignals, die bestimmt werden durch die zeitlichen Lagen der Spitzenwerte, dürfen das Ergebnis der Fourier-Transformation im Empfänger nicht beeinflussen. Das kann aber dann der Fall sein, wenn im Falle von Spitzenwerten am Anfang und/oder am Ende eines Datenrahmens Teile des dazu gehörigen Korrektursignals im vorangehenden Rahmen bzw. im nächsten Rahmen liegen. Falls am Ende eines Rahmens ein überhöhter Spitzenwert auftritt und somit ein Korrektursignal erzeugt wird, fällt der zeitlich hintere Teil des Korrektursignals in den nachfolgenden Rahmen. Um das zu verhindern wird typischerweise mit Hilfe eines vom Sender gelieferten Rahmensignals dieses Korrektursignal zu Null gesetzt. Allerdings lassen sich damit nicht alle Fälle abdecken, das heißt, bestimmte zeitliche Lagen der Spitzenwerte führen immer noch zu Störungen im Empfänger. Darüber hinaus wird durch ein zu Null setzen des Korrektursignals der entsprechende Spitzenwert auch nicht reduziert, was zu einem überhöhten Crestfaktor an eben dieser Stelle führt.

Sollen die obigen zwei Eigenschaften für die Crestfaktor-Reduzierung im Sendeteil berücksichtigt werden, kann im All gemeinen eine für das Gesamtsystem aus Sender, Übertragungsstrecke und Empfänger optimale Crestfaktor-Reduzierung nicht ohne Berücksichtigung des Datenrahmens durchgeführt werden, wenn sie nicht nur für den Sender, sondern auch bezogen auf den Empfänger störungsfrei erfolgen soll.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, bei einem Mehrträger-Datenübertragungssystem mit Crestfaktor-Reduzierung eine möglichst störungsfreie Datenübertragung zu ermöglichen. Bei der Crestfaktor-Reduzierung soll dabei möglichst auch der Empfänger mit berücksichtigt werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 sowie eine Schaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 15 gelöst. Demgemäß ist vorgesehen:
Ein Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung eines zu sendenden Datensymbols in einem Mehrträger-Datenübertragungssystem,

– bei dem eine standardisierte PSD-Maske vorgesehen ist, welche ein durch einen Standard für die Datenübertragung vorgegebenes Frequenzspektrum für die Datenübertragung vorgibt,
– bei dem das zu sendende Datensymbol eine Funktion einer Vielzahl von innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls vorgesehener Signale ist und jedes dieser Signale einer Trägerfrequenz zugeordnet ist, wobei jede Trägerfrequenz jeweils eine Frequenz aus einem Sendedatenspektrum belegt, wobei das Sendedatenspektrum innerhalb des Frequenzspektrum der PSD-Maske angeordnet wird,
– bei dem zur Crestfaktor-Reduzierung eines zu sendenden Datensymbols ein Korrektursignal verwendet wird, welches aus genau zwei zusätzlichen Trägerfrequenzen gebildet wird, die innerhalb der PSD-Maske, jedoch im wesentlichen außerhalb des Sendedatenspektrums angeordnet sind und die aufgrund der durch den Standard vorgegebenen Charakteristik nicht für die Datenübertragung vorgesehen sind. (Patentanspruch 1)

Eine Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung eines von einem Datenübertragungssystem zu sendenden Signals, insbesondere mittels eines Verfahrens nach einem der vorstehenden Ansprüche, mit einem Eingang, in den das zu sendende Signal einkoppelbar ist, und einen Ausgang, aus dem ein Crestfaktor reduziertes Signal abgreifbar ist, mit einem zwischen Eingang und Ausgang angeordneten Korrekturpfad, mit einer Analyse- und Auswerteeinheit, die einen betragsmäßigen Spitzenwert aus dem zu sendenden Signal detektiert, mit einer Zeitsteuereinheit, die abhängig von der zeitlichen Position des Spitzenwertes sowie nach Maßgabe des eines zugeführten Rahmensignals des zu sendenden Datensignals ein Adresssignal ausgibt, und mit einem Speicher, der nach Maßgabe des Adresssignals oder einem davon abgeleiteten Signal ein Korrektursignal ausgibt, mit einer Addiereinrichtung, in der das Korrektursignal mit dem zu sendenden Datensignal überlagert wird, insbesondere davon abgezogen wird. (Patentanspruch 15)

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind den Unteransprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung entnehmbar.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt dabei:
1 qualitativ ein erfindungsgemäßes Spektrum für ein Mehrträger-Datenübertragungssystem mit Crestfaktor-Reduzierung mit einer PSD-Maske, wie sie beispielsweise bei einer ADSL-Datenübertragung verwendet wird;
2 drei verschiedenen Spektren zur Erzeugung eines Korrektursignals im Frequenzbereich und nach entsprechender Transformation in den Zeitbereich;
3 anhand eines Blockschaltbildes eine allgemeine Darstellung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduzierung;
4 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung nach 3;
5 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung nach 3;
6 anhand verschiedener Signal-Zeit-Diagramme die Funktion der Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung aus 5;
7 ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung nach 3;
8 anhand verschiedener Signal-Zeit-Diagramme die Funktion der Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung aus 7;
9 ein viertes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung nach 3;
10 ein Signal-Zeit-Diagramm zur Veranschaulichung der Berechnung des Skalierungsfaktors;
11 ein Ablaufdiagramm zur Berechnung des Skalierungsfaktors;
12 anhand einer schematischen Darstellung eines Datenrahmens einen typischen Ablauf einer Crestfaktor-Reduzierung, bei dem auch einige Problemfälle (A)-(C) dargestellt worden sind;
13 anhand eines Blockschaltbildes ein fünftes Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung;
14 ein Blockschaltbild für die Realisierung eines Bandpasses;
15 einige Signal-Zeit-Diagramme zur Veranschaulichung der Funktion des Bandpasses aus 14;
16 anhand eines Blockschaltbildes ein sechstes Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung mit einem Bandpass nach 14;
17 einige Signal-Zeit-Diagramme zur Veranschaulichung der Funktion der Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung nach 17;
18 einige Signal-Zeit-Diagramme zur Veranschaulichung des Einschwingvorganges für Filterelemente, die vor einer Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung nach 16 angeordnet sind;
19 beispielhaft das Herunterskalieren des Korrektursignals;
20 anhand eines Blockschaltbildes eine Schaltungsanordnung unter Verwendung von Informationen aus einer IFFT-Transformation.
In allen Figuren der Zeichnung sind gleiche bzw. funktionsgleiche Elemente, Signale und Funktionen – sofern nichts anderes angegeben ist – gleich bezeichnet worden.
1 zeigt ein Sendespektrum (TX) auf der Teilnehmerseite, wobei die Spektren stark idealisiert dargestellt sind. Die Ordinate bezeichnet die spektrale Leistungsdichte SLD der entsprechenden Spektren, wohingegen die Abszisse die entsprechenden Frequenzen f angibt.
In 1 bezeichnet das Bezugszeichen 1 die PSD-Maske auf der Teilnehmerseite, innerhalb der ein Sendedatenspektrum 2 vorgesehen ist. Dieses Sendedatenspektrum 2 verwendet Trägerfrequenzen im Bereich zwischen den Grenzfrequenzen f1 bis f2. Es zeigt sich, dass zwischen der PSD-Maske 1 und dem Sendedatenspektrum 2 Frequenzbereiche 3, 4, vorhanden sind, die für die Datenübertragung nicht genutzt werden. Erfindungsgemäß werden nun diese Frequenzbereiche 3, 4 für die Crestfaktor-Reduzierung verwendet. Hierzu sind zwei einzelne Trägerfrequenzen 5, 6 mit den Frequenzen fcf1, fcf2 vorgesehen, die im vorliegenden Fall oberhalb der Frequenzen des Sendedatenspektrums 2 angeordnet sind, wobei hier gilt: f2 < fcf1 < fcf2.
Beide Frequenzbereiche 5, 6 zur Crestfaktor-Reduzierung sind erfindungsgemäß noch innerhalb der PSD-Maske 1 angeordnet und verletzen somit nicht den entsprechenden Standard für die Datenübertragung.
Die entsprechenden Frequenzspektren 5, 6 für das Korrektursignal müssen aber nicht zwingend innerhalb der PSD-Maske 1 liegen, da dieses Korrektursignal ja nur dann erzeugt wird, wenn ein überhöhter Spitzenwert auftritt. Dieser überhöhte Spitzenwert tritt allerdings mit relativ geringer Wahrscheinlichkeit auf, so dass die mittlere Leistung für die Spektren 5, 6 wieder unter die PSD-Maske 1 fällt.
Aus den beiden Trägerfrequenzen fcf1, fcf2 kann das Korrektursignal für die Crestfaktor-Reduzierung abgeleitet werden. Wesentlich für das erfindungsgemäße Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung ist allerdings, dass für die Erzeugung eines Korrektursignals genau zwei Trägerfrequenzen fcfl, fcf2 verwendet werden, welche im Zeitbereich als Sinussignale mit gleicher Amplitude ausgebildet sind. Insbesondere sollen die Trägerfrequenzen fcf1, fcf2 genau ganzzahlige Vielfache der Symbolfrequenz fs des Datensymbols sein.
Ein Datensymbol bezeichnet eine vorgegebene Anzahl an Trägerfrequenzen innerhalb eines ebenfalls vorgegebenen Zeitintervalls (= Symboldauer). Die letzten Werte eines jeweiligen Datensymbols werden innerhalb eines Rahmens jeweils zusätzlich vor dem zu sendenden Datensymbol eingesetzt. Diese Werte bilden ein sogenanntes zyklisches Präfix eines zu sendenden Datensymbols, welches im Falle von ADSL durch den Standard vorgegeben ist und welches somit auch eine feste Präfixdauer aufweist.
Die Symbolfrequenz fs für ein Datensymbols beträgt im Falle von ADSL 4,3125 KHz. Als Symbolfrequenz sei hier der Kehrwert der Symboldauer – also ohne das zyklische Präfix – bezeichnet. Die Rahmenfrequenz bezeichnet den Kehrwert aus der Dauer von Symboldauer und Präfixdauer. Es sei hier angemerkt, dass, um das Abtasttheorem bei der Erzeugung der Korrektursignale nicht zu verletzen, die verwendeten Abtastraten höher als diejenige der IFFT-Transformation im sogenannten Basisband sein müssen.
Ist das Korrektursignal aus genau zwei Trägerfrequenzen gleicher Amplitude zusammengesetzt, entsteht bei einer Transformation in dem Zeitbereich quasi ein schwebendes Signal, deren Hüllfunktion 7 Schwingungsknoten 8 mit dem Amplitudenwert Null aufweisen. Sind die Trägerfrequenzen fcfl und fcf2 ganzzahlige Vielfache der Symbolfrequenz fs fcf1 = n·fs, fcf2 = k·fs,dann ergibt sich für das Korrektursignal sc: sc = 2·sin(π·(k + n)·fs)·cos(π·(k – n)·fs)wobei mit k und n ganzzahlige Zahlen bezeichnet sind. Das Korrektursignal sc weist somit eine Schwebungsfrequenz auf, die immer ein ganzzahliges Vielfaches der halben Symbolfrequenz fs ist. Diese „schwebenden" Korrektursignale sc verbinden also zwei günstige Eigenschaften:

– Sie sind 2π-periodisch bezüglich der Fourier-Transformation und verursachen damit, da es sich hier um 360° phasenverschobene Signale handelt, im Empfänger keinen Fehler.
– Durch die „Einhüllende" 7 dieses Korrektursignals sc wird bei der Crestfaktor-Reduzierung die Wahrscheinlichkeit geringer, dass durch die Subtraktion des Korrektursignals sc vom zu sendenden Datensignal an einer anderen Stelle ein neuer Spitzenwert entsteht. Diese Gefahr bestünde bei Verfahren, bei denen lediglich eine einzige Trägerfrequenz mit der Nyquist-Frequenz benutzt würde.

2 zeigt drei verschiedene Spektren zur Erzeugung eines Korrektursignals im Frequenzbereich und nach einer entsprechenden Transformation in den Zeitbereich. Dabei sind die Phasenlagen der Trägerfrequenzen fcf1, fcf2 so gewählt, dass die Schwingungsknoten 8 jeweils zumindest am Anfang und am Ende eines Datensymbolrahmens auftreten. Bei einer Crestfaktor-Reduzierung ist natürlich jeweils eine solche Phasenlage einzustellen, dass die zeitliche Lage des Maximums eines Korrektursignals mit der des Spitzenwertes im zu sendenden Da tensymbol übereinstimmt. Die Hüllfunktion 7 in den jeweiligen Teilfiguren 2(a)-(c) ist dabei innerhalb einer Symboldauer (ohne zyklisches Präfix) 1/fs angeordnet.
Die Abtastwerte des Korrektursignals können in einen Speicher, beispielsweise einem ROM oder RAM, abgelegt werden. Wenn die Adressen dieses Speichers durch einen Ringzähler angesteuert werden, dessen Startadresse frei einstellbar ist, kann der Speicher ein Korrektursignal jeder Phasenlage erzeugen. Die Startadresse hängt also von der zeitlichen Lage des zu reduzierenden Spitzenwertes im Sendesignal ab.
Zur Crestfaktor-Reduzierung muss jeweils das gesamte Datensymbol gespeichert werden, beispielsweise in einem FIFO-Speicher.
3 zeigt anhand eines Blockschaltbildes eine allgemeine Darstellung einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung – nachfolgend als CF-Schaltung bezeichnet – eines Mehrträger-Datenübertragungssystems.
In 3 ist mit Bezugszeichen 10 ist die CF-Schaltung bezeichnet. In 3 ist lediglich ein Abschnitt des senderseitigen Übertragungspfads 11 dargestellt, der zwischen dem Sender 12 und einer nicht dargestellten Gabelschaltung, die mit einer entsprechenden Telefonleitung verbunden ist, angeordnet ist. Der Sender 12 erzeugt ein zu sendendes Datensignal s1 sowie ein entsprechendes Rahmensignal sf, die der CF-Schaltung 10 zugeführt werden. Die CF-Schaltung 10 weist eine Puffereinrichtung 13 auf. Die Puffereinrichtung 13, die beispielsweise als Speicher oder als FIFO ausgebildet sein kann, dient der Pufferung, das heißt der Verzögerung des eingangsseitig zugeführten Datensignals s1, um einer Zeitverzögerung bei der Erzeugung eines Korrektursignals c∙sc durch die CF-Schaltung 10 Rechnung zu tragen. Die Puffereinrichtung 13 erzeugt ein verzögertes Datensignal s1d, welches einer nachgeschalteten Addiereinrichtung 14 zugeführt wird.
Die CF-Schaltung 10 weist ferner eine Analyse- und Auswerteeinheit 15 auf, der in der Puffereinrichtung 13 abgelegte Datensignale s1 zugeführt werden. Die Analyse- und Auswerteeinheit 15 detektiert abhängig von einer vorgegebenen Schwelle cl die Amplituden bzw. Beträge und die zeitlichen Positionen von Spitzenwerten im Datensignal s1. Die vorgegebene Schwelle cl, die auch als Clipping-Schwelle bezeichnet wird, ist so gewählt, dass überhöhte Spitzenwerte im Datensignal, die zu einem überhöhten Crestfaktor führen würden, in der Analyse- und Auswerteeinheit 15 detektiert werden können. Die Analyse- und Auswerteeinheit 15 erzeugt ausgehend davon ein erstes Ausgangssignal 16 nach Maßgabe der detektierten Amplitude des Spitzenwertes und ein zweites Ausgangssignal 17 nach Maßgabe der detektierten zeitlichen Position dieses Spitzenwertes. Das Signal 16 wird einer nachgeschalteten Recheneinheit 18 zugeführt, die ausgangsseitig ein Skalierungssignal c erzeugt. Das zweite Signal 17 wird einer nachgeschalteten Zeitsteuereinheit 19 zugeführt. Die Zeitsteuereinheit 19 erzeugt abhängig davon sowie nach Maßgabe des vom Sender 12 zugeführten Rahmensignals sf und eines von einer nicht dargestellten Präfixeinheit erzeugten Präfixsignal der Dauer tpre ein Ausgangssignal 20, welches einem nachgeschalteten Speicher 21 zugeführt wird. Dieses Ausgangssignal adressiert jeweilige Speicherplätze im Speicher 21. Nach Maßgabe eines dieser Adresssignale 20 wird ein entsprechendes Korrektursignal sc aus dem Speicher 21 ausgelesen. Dieses Korrektursignal sc wird in einer Multipliziereinrichtung 22 mit dem Skalierungsfaktor c multipliziert, so dass ausgangsseitig ein skaliertes Korrektursignal c∙sc erzeugt wird. Dieses skalierte Korrektursignal s∙sc wird in der Addiereinrichtung 14 von dem verzögerten Datensignal s1d abgezogen. Das durch diese Subtraktion erzeugte Datensignal s2 wird ausgangsseitig von der CF-Schaltung 10 ausgegeben.
4 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der in 3 dargestellten, erfindungsgemäßen CF-Schaltung. Im Unterschied zu dem Ausführungsbeispiel in 3 gibt die Zeitsteuereinheit 19 nicht ein Signal 20 aus, welches den entsprechenden Speicherplatz für ein Korrektursignal sc im Speicher 21 adressiert. Vielmehr erzeugt die Zeitsteuereinheit lediglich eine Start- und Stopadresse 20', die einen nachgeschalteten Adresszähler 23, der beispielsweise als Ringadresszähler 23 ausgebildet sein kann, zugeführt wird. Im Ringadresszähler 23 wird entsprechend der Startadresse und Stopadresse 20' das Adresssignal 20 zur Adressierung des entsprechenden Speicherplatzes für das Korrektursignal sc ausgegeben. Mittels des Ringadresszählers 23 ist auch ein zyklisches Auslesen des Speichers 21 möglich. Bei Verwendung eines Ringadresszählers 23 kann die Zeitsteuerung vorteilhafterweise sehr viel einfacher realisiert werden.
5 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen CF-Schaltung nach 3. Im Unterschied zu dem Ausführungsbeispiel in den 3 und 4 ist hier eine programmgesteuerte Einheit 30, zum Beispiel ein Mikrocontroller oder Mikroprozessor, vorgesehen, der die Funktionalitäten der Analyse- und Auswerteeinheit 15, der Recheneinheit 18 sowie der Zeitsteuereinheit 19 enthält.
In 5 ist der CF-Schaltung 10 senderseitig nacheinander ein IFFT-Modul 31, eine Präfix-Einheit 32, eine Filter- und Hochtasteinheit 33 sowie eine Clipping-Einheit 34 vorgeschaltet. Dem IFFT-Modul wird vom Sender 12 ein Sendesignal s zugeführt, welches vom IFFT-Modul 31 mittels inverser Fourier-Transformation moduliert wird. Das so modulierte Eingangssignal s0 wird der nachgeschalteten Präfix-Einheit 32 zugeführt. Die Präfix-Einheit 32 versieht jedes Datensymbol s0 aus dem zu sendenden IFFT-transformierten Datensignal s0 mit einem zyklischen Präfix. Das so erzeugte modulierte und mit dem zyklischen Präfix versehene Eingangssignal s1 wird der nachgeschalteten Filter- und Hochtasteinheit 33 zugeführt. Die Einheit 33 weist einerseits ein Filter bzw. eine Filterkette, die typischerweise die Charakteristik eines Bandpassfilters aufweist, sowie eine Einheit zum L-fachen Überabtasten, zum Beispiel 4-fachen oder 2-fachen Überabtasten des Sendesignals s1 auf. Das so hochgetastete und gefilterte Sendesignal s1f wird der nachgeschalteten Clipping-Einheit 34 zugeführt, die nach Maßgabe einer Clipping-Schwelle cl überhöhte Spitzenwerte im Sendesignal s1f nach Maßgabe eines entsprechenden Rahmensignals sf und der genauen Position des zyklischen Präfix abschneidet. Das so "geclippte" Sendesignal s1fc wird dann der CF-Schaltung 10 bzw. der Puffereinrichtung 13 zugeführt. Ferner ist eine Einheit 35 vorgesehen, der das Rahmensignal sf zugeführt wird, und die somit die CF-Schaltung 10 sowie die Clipping-Einheit 34 mit einem Signal ansteuert, welches Auskunft darüber gibt, ob ein Spitzenwert momentan im Bereich des zyklischen Präfixes ist oder im Bereich des Datensymbols.
Anhand verschiedener schematischer Signal-Zeit-Diagramme in 6 soll nachfolgend die Funktionsweise der in 5 dargestellten Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung näher erläutert werden.
Das mit einem zyklischen Präfix 54 versehene, gefilterte und hochgetastete Sendesignal s1f wird der Clipping-Einheit 34 zugeführt. Hier werden alle Spitzenwerte 50 im Bereich des zyklischen Präfixes 54 entsprechend der vorgegebenen Clipping-Schwelle cl abgeschnitten. Die Sendedaten im Bereich des Datensymbols 53 werden hingegen nicht beeinflusst bzw. nicht verändert. Das sich daraus ergebende Signal s1fc wird der Puffereinrichtung 13, die beispielsweise als FIFO-Speicher ausgebildet ist, deren Länge der Symboldauer entspricht, zugeführt. Aus allen in dem FIFO-Speicher 13 enthaltenen Abtastwerten wird nun die zeitliche Position und die Amplitude (bzw. der Betrag der Amplitude) eines gegebenenfalls vorhandenen Spitzenwertes 50, der oberhalb der vorgegebenen Clipping-Schwelle cl liegt, ermittelt. Die zeitliche Position bestimmt zusammen mit einem im Speicher 21 abgelegten Korrektursignal 51 die Startadresse des Ringadresszählers 23, mit dem der Speicher 21 ausgelesen wird. Der Speicher 21 erzeugt dann ein Korrektursignal sc, 51, dessen Wert beispielsweise auf die Amplitude 1 normiert ist. Aus der ermittelten Amplitude des Spitzenwertes 50 wird ein Skalierungsfaktor c gebildet, mit dem das Korrektursignal sc multipliziert wird, wodurch das skalierte Korrektursignal c∙sc entsteht. Dieses Korrektursignal c∙sc wird von dem verzögerten Sendesignal s1d abgezogen, wodurch das Crestfaktor-reduzierte Sendesignal s2 entsteht.
Das durch Clipping bzw. Abschneiden von Spitzenwerten 50 im Bereich des Präfixes 54 erzeugte Sendesignal s1f beeinflusst theoretisch den entsprechenden Empfänger der Datenübertragung nicht. Im Allgemeinen wird dadurch aber ein Spektrum erzeugt, welches die vorgeschriebene PSD-Maske 1 überschreitet. Diese Überschreitung der PSD-Maske 1 kann aber aufgrund der Übertragungsleitungen beim Empfänger zu Störungen führen.
Erfindungsgemäß wird daher das Prinzip der Erzeugung eines Korrektursignals „mit Schwebung" zusätzlich oder alternativ auch auf den gesamten Rahmen 52, also unter Einbeziehung des Bereiches des zyklischen Präfixes 54, angewendet.
7 zeigt anhand eines dritten Ausführungsbeispiels eine erfindungsgemäße CF-Schaltung, bei der eben der Anwendung der Korrektursignale „mit Schwebung" auf den gesamten Rahmen 52 Rechnung getragen wird. Im Unterschied zu dem Ausführungsbeispiel in 5 ist hier keine Clipping-Einheit 34 vorgesehen, das heißt ein Clipping eines Spitzenwertes 50 im Bereich des zyklischen Präfixes 54 wird hier nicht vorgenommen. Der FIFO-Speicher 13 hat daher nun die Länge eines gesamten Rahmens 52. Im Falle eines Auftretens eines Spitzenwertes im zyklischen Präfix 54 wird ein Teil des Speichers 21 durch entsprechende Adressierung des Ringadresszählers 23 zweimal ausgelesen. Der Speicher 21 und der Ringadresszähler 23 können aber gegenüber dem Ausführungsbeispiel in 5 unverändert bleiben. Da das Korrektursignal 51 bezogen auf das zu sendende Datensymbol immer 2π-periodisch ausgebildet ist, stört es den Empfänger der Datenübertragung nicht.
8 zeigt anhand verschiedener Signal-Zeit-Diagramme die Funktionsweise der CF-Schaltung aus 7. In 8 ist im Bereich des zyklischen Präfixes 54 ein zu reduzierender Spitzenwert 50 vorhanden. Der Skalierungsfaktor c, mit dem das Korrektursignal sc multipliziert wird, muss so gewählt werden, dass eine Erzeugung eines zusätzlichen Spitzenwertes 50 innerhalb des Datensymbols 53 vermieden wird.
Zu beachten ist allerdings, dass das zyklische Präfix 54 aus dem hinteren Bereich des Datensymbols 53 gebildet wird. Ohne eine Filterung im Sendpfad würde daher immer auch ein Spitzenwert sowohl im zyklischen Präfix 54 als auch an der zeitlich entsprechenden Position innerhalb des Datensymbols 53 auftreten. Der Spitzenwert 50 im Datensymbol 53 würde also genauso ideal kompensiert. Durch die Filterung kann aber der Zusammenhang zwischen den beiden Spitzenwerten „aufgelöst" werden, das heißt zum Beispiel einer der beiden Spitzenwerte 50 verschwindet oder auch lediglich ein Spitzenwert 50 entsteht, wenn vorher keiner vorhanden war. Die Form des Korrektursignals 51 ist hier trotzdem von Vorteil, da in vielen Fällen eben sowohl im zyklischen Präfix 54 als auch im Datensymbol 53 ein Spitzenwert 50 auftritt, wenn auch durch die Filterung mit unterschiedlicher Amplitude.
Im Speicher 21 sind Korrektursignale 51, sc, abgespeichert, die quasi eine Einheitsfunktion darstellen. Diese Korrektursignale sc werden jeweils 2π-periodisch an die Stelle des zu reduzierenden Spitzenwertes 50 verschoben. Diese Verschiebung hat keinen Einfluss auf das genutzte Datenband, da hier lediglich eine Phasenverschiebung vorgenommen wird. Es ergibt sich somit keine Störung bei dem Empfänger der Datenübertragung.
9 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel mit einer erfindungsgemäßen CF-Schaltung. Im Unterschied zu dem Ausführungsbeispiel in 7 weist die CF-Schaltung 10 hier eine der Addiereinrichtung 14 nachgeschaltete Einheit 36 auf. Der Einheit 36 wird das bereits Crestfaktor-reduzierte Signal s2 zugeführt. Die Einheit 36 dient dem Zweck, einen weiteren Spitzenwert, der im Bereich des zyklischen Präfixes liegt, zu reduzieren und ausgehend davon ein Crestfaktor-reduziertes Ausgangssignal s22 zu erzeugen. Die Einheit 36 wird dabei durch ein Signal der programmgesteuerten Einheit 30 angesteuert.
Zunächst werden grundsätzlich solche „schwebenden" Korrektursignale c∙sc generiert, die sich über den gesamten Rahmen erstrecken und bezüglich des zu sendenden Datensymbols 2-π-periodisch sind. Hier wird immer der betragsmäßig größte Spitzenwert innerhalb eines Datenrahmens reduziert, egal ob er im Bereich des zyklischen Präfixes oder im Bereich des Datensymbols liegt. Falls innerhalb eines Rahmens beispielsweise ein erster Spitzenwert im Datensymbol und auch ein zweiter Spitzenwert im Bereich des zyklischen Präfixes auftritt, wobei der Spitzenwert im Datensymbol größer als der im zyklischen Präfix ist, kann es vorkommen, dass nach der Crestfaktor-Reduzierung mittels schwebender Korrektursignale der Spitzenwert im zyklischen Präfix in dem zu sendenden Datensignal s2 immer noch den maximal zulässigen Schwellwert überschreitet. In diesem Falle ist eine anschließende, zusätzliche Spitzenwertreduktion des zweiten Spitzenwertes im zyklischen Präfix allein sinnvoll.
Abhängig von der genauen Position des Spitzenwertes im zyklischen Präfix, was über ein Steuersignal c1 der programmgesteuerten Einheit 30 erzeugt wird, werden Spitzenwerte im zyklischen Präfix mittels eines Korrektursignals sbp, welches in der Einheit 36 erzeugt wird, reduziert. Die Erzeugung dieses Korrektursignals sbp ist in 9 nicht dargestellt, kann allerdings äquivalent wie die Erzeugung eines Korrektur signals durch die CF-Schaltung 10 erfolgen. Zusätzlich oder alternativ kann die Spitzenwertreduktion durch die Einheit 36 auch einfach durch Clipping vorgenommen werden.
Um für alle Fälle eine optimale Crestfaktor-Reduzierung zu erzielen, werden aus dem Rahmensignal sf und der bekannten zeitlichen Position und Amplitude der Spitzenwerte im Rahmen eine Startadresse und ein Start/Stopsignal für den Ringadresszähler 23 zum Auslesen des Speichers 21 erzeugt. Ferner wird das Steuersignal c1, das die Einheit 36 ansteuert, erzeugt. Sinnvollerweise ist die Signaldauer des Korrektursignals sbp in der Einheit 36 kürzer als die Dauer des zyklischen Präfixes.
Durch die Crestfaktor-Reduzierung wird das zu sendende Datensignal beeinflusst bzw. verändert. Typischerweise wird allerdings eine Echokompensation auf der Basis des Sendesignals s1 durchgeführt. Durch die Crestfaktor-Reduzierung kann es damit zu einem zusätzlichen Echoanteil kommen, der durch die Echokompensation auf Basis des Signals s1 nicht kompensiert werden kann. Aus diesem Grunde kann aus dem Crestfaktorreduzierten Sendesignal s2 ein Korrektursignal sbp für die Echokompensation erzeugt werden. Dieses Korrektursignal sbp wird einer Addiereinrichtung 37 zugeführt. Dieser Addiereinrichtung 37 wird ferner das skalierte Korrektursignal s∙sc, welches in der Verzögerungseinheit 38 geeignet verzögert wurde, zugeführt. In der Addiereinrichtung 37 wird durch Addition dieser beiden Signale sbp, stau ein Kompensationssignal sec für die Echokompensation abgeleitet.
Die in den 3, 4, 7 und 9 dargestellten Schaltungsanordnungen stellen sehr flexible Schaltungen zur Crestfaktor-Reduzierung dar. Diese erfindungsgemäßen Schaltungen bieten die Möglichkeit, verschiedene Signalformen des Korrektursignals zu berücksichtigen. Dabei kann zum Beispiel ein Schwebungsprinzip zur Erzeugung eines rahmenbezogenen Korrektursignals für die Crestfaktor-Reduzierung des zu sendenden Da tensignals, das bezogen auf den Empfänger störungsfrei ist, ausgenutzt werden.
Wenn die im Speicher 21 abgelegten Korrektursignale sc auf 1 normiert sind, wird die Höhe des skalierten Korrektursignals c∙sc durch den Skalierungsfaktor c bestimmt. Nachfolgend sei ein sehr vorteilhaftes Verfahren zur Bestimmung dieses Skalierungsfaktors c beschrieben. Dieses Verfahren sei zunächst anhand des Signal-Zeit-Diagramms in 10 für das Sendesignal s1 beschieben.
In einem ersten Schritt wird der größte positive Amplitudenwert maxwert1 sowie der zweitgrößte positive Amplitudenwert maxwert2 im Sendesignal s1 bestimmt. In gleicher Weise werden die betragsmäßig größten negativen Amplitudenwerte minwert1 und minwert2 im Sendesignal s1 bestimmt. Es sei anzumerken, dass ein Korrektursignal sc selbstverständlich nur dann erzeugt wird, wenn entweder maxwert1 größer als die Clipping-Schwelle cl ist oder minwert1 kleiner (–cl) ist.
In einem zweiten Schritt wird dann der Skalierungsfaktor c bestimmt. Im folgenden sei mit abs() eine Absolutwertbildung und mit max(a,b) der Maximalwert von a und b bezeichnet. Falls maxwert1 > abs(minwert1) ist, muss natürlich der Spitzenwert maxwert1 reduziert werden, wenn maxwert1 < abs(minwert1) ist, muss der Spitzenwert minwert1 reduziert werden. Um zu vermeiden, dass das Korrektursignal sc die anderen Spitzenwerte so erhöht, dass diese dann größer werden als der zu reduzierende Spitzenwert, wird die folgende vorteilhafte Fallunterscheidung vorgenommen, die aus Gründen einer exakten Beschreibung zunächst direkt aus einem Simulationsprogramm entnommen ist. Zunächst werden die zwei Hilfswerte clipmax und clipmin bestimmt:
Mit diesen Werten wird dann der Skalierungsfaktor c bestimmt:
(Bemerkung für die Reduktion eines negativen Spitzenwertes ist c negativ, wenn von dem Signal s1 das Korrektursignal c∙sc subtrahiert wird):
Im dritten Schritt wird sicher gestellt, dass die PSD-Maske 1 durch die Crestfaktor-Reduzierung nicht verletzt wurde. Falls die PSD-Maske 1 überschritten würde, das heißt, die Reduktionssignalleistung bei der Trägerfrequenz fcf2 noch höher als der entsprechende Wert der PSD-Maske 1 ist, würde der Skalierungsfaktor c noch mit einem Korrekturfaktor cor_psd multipliziert werden:
Dabei hängt natürlich die Korrektursignalleistung bei der Frequenz f_cf2 direkt und zwar quadratisch vom Skalierungsfaktor c, ab, aber auch von den Skalierungswerten im gesamten Sender.
11 zeigt als Zusammenfassung ein Ablaufdiagramm entsprechend der obigen drei Schritte zur Berechnung des Skalierungsfaktors c.
In den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen der 1 bis 11 wurden jeweils sogenannte 2π-periodische Arten des Korrektursignals angenommen. Anhand der nachfolgenden Ausführungsbeispiele soll nun für andere Arten des Korrektursignals die zeitliche Kompensation eines Spitzenwertes bei der Crestfaktor-Reduzierung mit berücksichtigt werden. Dabei werden zunächst sämtliche bei einem Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung auftretenden Probleme im Zusammenhang mit der zeitlichen Position eines Spitzenwertes aufgezählt und analysiert. Anschließend wird eine flexible Methode zur Erzeugung eines Korrektursignals beschrieben.
12 zeigt in einer schematischen Darstellung einen typischen Ablauf einer Crestfaktor-Reduzierung. In 12 ist dabei im oberen Teil ein zu sendendes Datensignal s1 vor der Crestfaktor-Reduzierung und im unteren Teil das entsprechend verzögerte Datensignal s2 nach der Crestfaktor-Reduzierung bezeichnet.
Die Datenübertragung bei Mehrträger-Datenübertragungssystemen erfolgt rahmengesteuert, wobei in 12 ein einzelner Rahmen 52 (n-ter Rahmen) dargestellt ist. Ein Rahmen 52 weist eine Rahmendauer tr auf. Ein jeweiliger Rahmen 52 weist ein zu sendendes Signal s1 mit einer Signaldauer ts1 auf. Ferner ist am Anfang eines jeweiligen Rahmens 52 ein zyklisches Präfix 54 der Dauer tpre vorgesehen. Das zyklische Präfix 54 wird typischerweise aus einem Bereich 52' des Signals s1 am Ende des Rahmens 52 kopiert.
Es sei angenommen, dass im Rahmen n ein überhöhter Spitzenwert 50, den es zu reduzieren gilt, vorhanden ist. Zur Reduzierung dieses Spitzenwertes 50 wird ein zugehöriges Korrektursignal 51 erzeugt, wobei die Art und Form dieses Korrektursignals 51 zunächst keine Rolle spielt. Hier kann also ein beliebiges, wie auch immer ausgestaltetes Korrektursignal 51 vorgesehen sein. Das Korrektursignal 51 sollte Idealerweise zeitlich kürzer als der Rahmen sein.
Die Erzeugung dieses Korrektursignals 51 nimmt eine gewisse Zeitdauer in Anspruch, die in 12 mit tau bezeichnet ist. Damit ist mit 2·tau die Dauer des Kompensationssignals 51 bezeichnet. Das Kompensationssignal 51 wird daher an eine um die Zeitdauer tau verschobene Position zeitlich verzögert und mit dem entsprechend ebenfalls um diese Zeitdauer tau verzögerten Signal s1 überlagert. Aus dieser Überlagerung wird ein Sendesignal s2 erzeugt, dessen Spitzenwert 50' aufgrund des Korrektursignals 51 reduziert wurde und nunmehr unterhalb einer vorgegebenen Schwelle liegt. Das Korrektursignal 51 ist somit an eben der gleichen Position, an der sich der Spitzenwert 50 nach der Verzögerung tau befindet. Durch die Überlagerung dieses Korrektursignals 51 mit dem zeitlich um tau verschobenen Spitzenwert 50' wird ein Crestfaktorreduziertes Sendesignal s2 erzeugt, bei dem der besagte Spitzenwert 50' nunmehr unterhalb einer vorgegebenen zugelassenen Schwelle liegt. Mit diesem Sendesignal s2, das heißt dem entsprechenden ADSL-Symbol, wird bei dem Empfänger der Datenübertragung die entsprechende Fourier-Transformation durchgeführt.
Allerdings befindet sich der Spitzenwert nicht immer – wie das im Ausführungsbeispiel in 12 dargestellt ist – innerhalb des Datensymbols 53 dergestalt, dass auch das dazugehörige Korrektursignal 51 noch komplett innerhalb desselben Datensymbols 53 angeordnet ist. Nachfolgend seien einige Beispiele beschrieben, bei denen es zu Problemen bei der Datenübertragung aufgrund von sich am Rande eines jeweiligen Rahmens befindlichen Spitzenwerten bzw. der entsprechenden Korrekturfunktionen kommen kann, falls das Korrektursignal nicht 2π-periodisch ist. Betrachtet wird hier der Fall: tr >> tau > tpre, der wie in 12 auch in den meisten Fällen vorliegt. Sollte tau < tpre sein, ergeben sich leicht geänderte Bereiche.

1. Situation: Falls der Spitzenwert 50 im Datensymbol s1 zeitlich im Bereich zwischen tpre und tau+tpre liegt (bezüglich des Rahmens). Der vordere Teil des Korrektursignals liegt im zeitlich vorigen Rahmen n–1 und stört daher die Fourier-Transformation im Empfänger für eben diesen Rahmen n–1. Die einfachste Lösung ist hier, das Korrektursignal im Bereich des Rahmens n–1 zu Null zu setzen. Das Korrektursignal muss nicht nur zeit-, sondern auch bandbegrenzt sein, das heißt, sein Spektrum darf nicht in den Spektralbereich fallen, der für die ADSL-Datensymbole verwendet wird. Außerdem darf das Spektrum auch die im Standard vorgegebene maximale Leistungsdichte der PSD-Maske nicht überschreiten. Wenn nun aber ein Teil des Korrektursignals im Zeitbereich einfach auf Null gesetzt wird – was im Zeitbereich einer Multiplikation mit einer Rechteckfunktion entspricht – ist das resultierende Spektrum stark verbreitert. Im Frequenzbereich wird dann das Spektrum des vollständigen Korrektursignals 50 mit dem Spektrum des Rechtecksignals gefaltet. Die hierbei auftretenden Spektralanteile können die PSD-Maske überschreiten. Jedoch ist deren mittlere Leistungsdichte sehr klein, da die Wahrscheinlichkeit für Spitzenwerte ebenfalls sehr gering ist. Somit ist das auf Null setzen eines Teils des Korrektursignals grundsätzlich auch erlaubt. Ein weiteres Problem der genannten Situation besteht darin, dass für den Rahmen n der vordere Teil nicht in der DFT-Transformation für den Rahmen n Berücksichtigung findet. Hierdurch würde das Ergebnis der DFT-Transformation im Empfänger ebenfalls stark gestört werden. Das Ergebnis der im Empfänger durchgeführten diskreten Fourier-Transformation (DFT) des Crestfaktor-reduzierten Signals s2 wird aber genau dann durch das Korrektursignal nicht geändert bzw. gestört, wenn der im vorderen Teil des Rahmens 10 nicht berücksichtigte Anteil des Korrektursignals 2π-periodisch ergänzt wird und um die Symboldauer ts entsprechen der 2π-Periodizität verschoben wird.
2. Situation: Falls der Spitzenwert im Datensymbol s1 im Bereich zwischen tr–tau und tr–tpre liegt (Bereich (C)). Der hintere Teil des Korrektursignals 50 steht im Empfänger nicht für die DFT-Transformation des Rahmens n zur Verfügung. Dieser Teil müsste 2π-periodisch hinzugefügt werden und zwar im vorderen Teil des Rahmens n. Für ein kausales System ist dies ohne weitere Maßnahmen nicht möglich.
3. Situation: Falls der Spitzenwert im Datensymbol s1 im Bereich zwischen tr–tau+tpre und tr liegt. In diesem Falle tritt ein Spitzenwert in dem Teil des Datensymbols s1 auf, der im zyklischen Präfix wiederholt wird. Für die Crestfaktor-Reduzierung wird somit einerseits ein Korrektursignal für den Spitzenwert im Datensymbol s1, als auch ein Korrektursignal für den Spitzenwert im zyklischen Präfix erzeugt. Diese beiden Korrektursignale sind zueinander 2π-periodisch und führen somit zunächst einmal zu keiner Störung der FFT-Transformation im Empfänger. Allerdings liegt der hintere Teil des (zweiten) Korrektursignals im Rahmen n+1. Entsprechend der Lösung für die Situation 1 wird das Korrektursignal hier also zu Null gesetzt. Man kann dies zu Beginn dieses Rahmens n+1 machen, aber auch erst am Ende des zyklischen Präfix des Rahmens n+1.

Fasst man die anhand der Situationen 1 – 3 gewonnenen Erkenntnisse zusammen, so kann man unter Einhaltung von drei Bedingungen – nachfolgend mit (A), (B) und (C) bezeichnet – ein rahmengesteuertes Korrektursignal so erzeugen, dass im Empfänger durch das Korrektursignal keinerlei Störungen mehr auftreten. Dies sei anhand des unteren Bereichs des Diagramms in 12 beschrieben:

– Für die Zeitbereiche (A), bezogen auf den Rahmen n des Sendesignals s2 wird das Korrektursignal s1 zu Null gesetzt.
– Wenn der Spitzenwert 50 im Datensymbol s1 im Bereich (B) liegt, wird das Korrektursignal 51 2π-periodisch ergänzt.
– Falls der Spitzenwert 50 im Sendesignal s1 im Bereich (C) liegt, wird entweder kein Korrektursignal 51 erzeugt Es erfolgt dann aber keine Crestfaktor-Reduzierung). Zusätzlich oder alternativ kann auch ein alternatives Verfahren angewendet werden, welches nachfolgend noch detailliert beschrieben wird.

Die genannten Bedingungen (A), (B) und (C) sind auf sehr einfache Weise unter zu Hilfenahme eines Rahmensignals und mit der Kenntnis der Rahmendauer tr, der Verzögerung tau und der Dauer tpre des zyklischen Präfix erfüllbar, das heißt durch eine typische CF-Schaltung realisierbar.
13 zeigt anhand eines Blockschaltbildes ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine Realisierung einer erfindungsgemäßen CF-Schaltung.
In 13 ist mit Bezugszeichen 60 die Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung (nachfolgend: CF-Schaltung) bezeichnet. Die CF-Schaltung 60 enthält einen Eingang 61 und einen Ausgang 62, wobei in den Eingang 61 die digitale zu sendende Symbolfolge s1 eingekoppelt wird und aus dem Ausgang 62 die Crestfaktor reduzierte digitale Symbolfolge s2 abgreifbar ist. Die CF-Schaltung 60 weist einen Signalpfad 63 und einen dazu parallel angeordneten Kompensationspfad 64 auf. Im Signalpfad 63 ist eine Verzögerungseinrichtung 65 (beispielsweise ein FIFO) vorgesehen, die das Eingangssignal s1 um die Dauer tau verzögert und so das verzögerte Eingangssignal s1t erzeugt. Die CF-Schaltung 60 ist hier eine andere, spezielle Form der CF-Schaltung 10 aus 3.
Im Kompensationspfad 64 sind nacheinander eine Clipping-Einrichtung 66 und ein (Bandpass-)Filter 67 angeordnet. Zwischen Clipping-Einrichtung 66 und Filter 67 ist eine Addiereinrichtung 68 vorgesehen, in der das in der Clipping-Einrichtung 66 abgeschnittene (geclippte) Signal von dem Eingangssignal s1 abgezogen wird. Das so erzeugte Signal sd wird dem (Bandpass-)Filter 67 zugeführt. Das Bandpass gefilterte Signal sc wird einer Skalierungseinheit 69 zugeführt, die das Signal sc mit einem Skalierungsfaktor c multipliziert und so das skalierte Korrektursignal c∙sc erzeugt. Das Signal s∙sc wird in der Addiereinrichtung 70 am Ausgang 62 von dem verzögerten Signal s1t abgezogen. Die Reihenfolge vom Filter 67 und Skalierungseinheit 69 kann auch vertauscht sein, was in vielen Fällen sogar vorteilhaft ist.
Allerdings lässt sich mit einer CF-Schaltung entsprechend 13 die oben beschriebene Bedingung (B) nicht ohne weiteres realisieren. In der in 13 dargestellten CF-Schaltung müsste hierzu das Signal sd gewissermaßen zweimal vorhanden sein, um die 2π-periodische Ergänzung des Korrektursignals c∙sc zu erzeugen.
Nachfolgend wird eine CF-Schaltung beschrieben, die auf einfache Weise eine 2π-periodische Ergänzung dieses Korrektursignals erlaubt. Diese CF-Schaltung wird in zwei Schritten hergeleitet, wobei im ersten Schritt eine Anordnung gezeigt wird, die unter gewissen Voraussetzungen äquivalent zu einem Bandpass ist. Im zweiten Schritt wird dann diese Anordnung mit einer Rahmensteuerung kombiniert:
1. Schritt:
Die Voraussetzungen für den ersten Schritt sind trivial und nahezu immer erfüllt: Das Differenzsignal sd sei immer ungleich Null in einem zeitlich begrenzten Intervall (d.h. es besteht aus einzelnen Impulsen, deren Signalformen und somit Spektralformen außerdem in etwa gleich sind). Weiterhin sei die Wahrscheinlichkeit eines Clippings sehr klein und der Bandpass sei vorzugsweise als nicht-rekursives Filter (FIR-Filter) ausgebildet. Letzteres Kriterium muss auch erfüllt sein, damit das Korrektursignal zeitbegrenzt ist. Außerdem wird von einer Abtastrate des Systems ausgegangen, die – beispielsweise durch vorangegangenes Hochtasten – höher als die Nyquist-Frequenz des Signals s1 ist. Dies ist meist erfüllt, da es günstig ist die Crestfaktor-Reduktion im Sendepfad möglichst weit nach hinten zu legen. Damit kann die in 14 dargestellte äquivalente Realisierung eines Bandpasses gemacht werden, deren Aufbau und Funktionsweise anhand der entsprechenden Signal-Zeit-Diagramme der 15 nachfolgend kurz beschrieben wird:
In 14 ist mit Bezugszeichen 80 das Bandpass-Filter bezeichnet. Der Bandpass 80 weist in Reihe geschalteten Differenzierer 81, Schaltblock zur Vorzeichenbildung 82 und Schaltblock zur Erzeugung einer Korrekturfunktion 83 auf. Dem Differenzierer 81 wird das Signal sd zugeführt. Mit Hilfe des Differenzierers 81, der zeitdiskret einfach durch 1–z^–1 realisiert werden kann, der anschließenden Bestimmung des Vorzeichens (ohne Berücksichtigung des Wertes 0) im Block 82 und der Detektion der Änderung dieses Vorzeichens im Block 83 wird aus dem Differenzsignal sd ein auf 1 normierter diracähnliches Signal d erzeugt.
Falls mit der Nyquist-Frequenz gearbeitet wird, besteht sd sowieso nur aus dirac-ähnlichen Signalen d; dann kann dieser Teil entfallen. Dann entfällt auch die oben genannte Voraussetzung bezüglich der Abtastfrequenz.
In zeitdiskreten Systemen bezeichnet man einen solchen diracähnlichen Impuls d oft auch als „Kronecker-Impuls".
Ferner wird das Signal sd im Block 84 verzögert und das verzögerte Signal sd' wird dem Register 85 zugeführt. Das Daten-Register 85 wird mit einem Signal getaktet, das zumeist mit dem Signal d übereinstimmt. Wenn die Verzögerung durch den Block 84 derjenigen Verzögerung bei der Erzeugung des Signals d entspricht, wird also genau der Maximalwert a des Differenzsignals sd abgetastet. Das vom Register 85 ausgegebene Signal ampl hat somit den Wert a. Mit diesem Wert wird das auf 1 normierte Ausgangssignal r des Speichers 86 multipliziert. Das Signal r wird in einem Multiplizierer 87 mit dem Signal ampl multipliziert, so dass das Ausgangssignal sbp erzeugt wird. Das Signal sbp hat somit eine Amplitude, die derjenigen des Signals sd entspricht. Mit dem dirac-ähnlichen Impuls wird das Auslesen des Speichers 86 gestartet. Der Speicher 86 enthält genau die Impulsantwort des Bandpasses 80, die den gewünschten Frequenzgang aufweist. Zum Beispiel kann der Speicherinhalt den Koeffizienten eines FIR-Filters entsprechen.
Die in 14 dargestellt Realisierung eines Bandpasses stellt ab einer gewissen Anzahl an Koeffizienten des FIR-Filters auch eine schaltungstechnische Vereinfachung dar.
Entscheidend ist, dass diese Realisierung mit einem diracähnlichen Impuls d und einem Startimpuls für den Speicher 86 das mehrfache Auslesen des Speichers ermöglicht und somit die 2π-periodische Erzeugung von Korrektursignalen ermöglicht wird. Es sei angemerkt, dass die Schaltelemente 81, 82, 83 zur Generierung des dirac-ähnlichen Impulses d mit dem Spei cher 86 so kombiniert wird, dass eine Charakteristik eines Bandpass realisiert wird.
Wenn der Multiplizierer für die Amplitude mit dem Multiplizierer für die Skalierung c kombiniert wird, ist nur ein einziger Multiplizierer notwendig. Der Multiplizierer für den Skalierungsfaktor c kann auch optional einen Begrenzer beinhalten. Die Multiplikation mit c kann auch allgemein mit Hilfe einer „Look-up-Tabelle" durchgeführt werden.
2. Schritt:
Der aus dem Differenzsignal sd gewonnene dirac-ähnliche Impuls d steuert nun im Zusammenhang mit dem Rahmensignal und der Kenntnis von tpre und tr mittels einer Zeitsteuereinheit 90 das Starten des Speichers 86 (start) und das zu Null Setzen des Korrektursignals (doc=0).
Die daraus abgeleitete Schaltungsanordnung ist in der 16 dargestellt.
Die Zeitsteuereinheit 90 erkennt hier, in welchem der oben erwähnten zeitlichen Abschnitt (A), (B), (C) der Spitzenwert in s1 aufgetreten ist. Die Zeitsteuerung steuert in der Folge entsprechend die Signale cR, start, doc=0.
17 zeigt für einen beispielhaften Fall der 15 das Signal-Zeit-Diagramm, bei dem der Spitzenwert im Signal s1 im Bereich 1 liegt. Die Erzeugung der Signale start, cR, doc=0 ist sehr einfach durch ein allgemein bekanntes Schaltwerk realisierbar, so dass dies hier nicht näher beschrieben werden muss.
Hinsichtlich eines 2π-periodischen Korrektursignals sind noch die folgenden Anmerkungen zu machen:

a) Damit eine 2π-periodische Ergänzung richtig erfolgen kann, muss natürlich nicht nur der Zeitpunkt seiner Ergänzung richtig sein, sondern auch deren Amplitude. Es empfiehlt sich daher bei Auftreten von Spitzenwerten in den oben unter (C) bezeichneten Bereichen, die Amplitude des ersten Spitzenwertes im Präfix auch für die Korrektur des zweiten Spitzenwertes für die 2π-periodische Ergänzung zu verwenden. Der Amplitudenwert sollte beim Auftreten des zweiten Spitzenwertes nicht aktualisiert werden, so dass die Amplitude beider Korrektursignale gleich ist. Das ist sehr einfach unter Zuhilfenahme der Zeitsteuerung 90 zu machen: Das Takt-Signal cR des Registers 85 darf hin den Bereichen (C) lediglich beim ersten Spitzenwert aktiv sein (siehe 17).
b) Die Signalformen hintereinander liegender Rahmen s2 haben keinen Bezug zueinander. Die der IFFT nachfolgende Filterung des Sendesignals zum Signal s1 ist aber zeitkontinuierlich und ohne Rahmenbezug. Somit hängt die Signalform von s1 zu Beginn jedes Rahmens auch von der Signalform des vorhergehenden Rahmens ab. Bezüglich des aktuellen Rahmens weist also das Signal s1 typischerweise ein Einschwingverhalten bezüglich des aktuell in diesem Rahmen liegenden Symbols auf, wie im oberen Teil (a) der Signal-Zeit-Diagramme der 18 qualitativ und schematisch gezeigt ist. In diesem Bereich klingt das Signal des vorigen Rahmens ab und schwingt das Signal des aktuellen Rahmens ein. Falls im hinteren Rahmenbereich des Symbols (der als Präfix vorgenommen wird) ein Spitzenwert 50' im Signal s1 auftritt, ist dessen Signalverlauf und damit die Amplitude im Allgemeinen unterschiedlich zum Signalverlauf des im Präfix auftretenden Spitzenwerte. Direkt nach der IFFT-Modulation und Rahmenerzeugung waren natürlich die Spitzenwerte noch gleich, aber nachdem das Signal s1 bereits durch Filter gelaufen ist, hängt die Höhe des Spitzenwertes im Präfix vom Einschwingungsverhalten dieser Filter und dem Signal im vorigen Rahmen ab, wie die nächste Kurve (b) in der 18 qualitativ und schematisch zeigt. Die Höhe des Spitzenwertes im Signal s1 im Präfix ist daher zu der des Spitzenwertes im Rahmenende im Allgemeinen unterschiedlich (Δpeakamplitude). Wenn die Vorzeichen von Spitzenwert und Einschwinganteil unterschiedlich sind, kann sogar der Fall auftreten, dass s1 während des Präfix gar nicht den Cliplevel überschreitet. Es würde dann auch hier kein Kompensationssignal erzeugt werden. In diesem Fall darf aber auch keine 2π-periodische Ergänzung erzeugt werden, das heißt, es darf auch beim Spitzenwert im Rahmenende kein Korrektursignal erzeugt werden. Wenn nicht durch weitere Maßnahmen das Einschwingverhalten der Filter in der CF-Reduktion Berücksichtigung findet, sollte die Zeitsteuerung 90 in 16 noch folgende zusätzliche Funktion aufweisen: Wenn im zeitlichen Bereich (C) des Signals s1 kein Korrektursignal erzeugt wird, darf auch keine 2π-periodische Ergänzung erzeugt werden. Das heißt es wird dann das Korrektursignal für einen Spitzenwert im Rahmenende unterdrückt. Es erfolgt in diesem Fall keine Reduktion des jeweiligen Spitzenwertes im Rahmenende, was zwar die CF-Reduktion verschlechtert, aber falsche FFT-Ergebnisse im die Daten empfangenden Pfad auf der anderen Seite vermeidet. Dieser Fall tritt aber äußerst selten auf. Dies sollte dann implementiert werden, wenn in der CF-Schaltung nach 16 keinerlei Zusatzinformation direkt aus der IFFT verwendet wird.
c) Lösungsmöglichkeit für den Bereich (B): Skalieren des Kompensationssignals mit c. In den meisten Fällen ist die Form des Korrektursignals symmetrisch. Außerdem klingt das Korrektursignal von der Mitte her streng monoton ab. Beispielsweise kann das Korrektursignal ein Gauß-förmig moduliertes Sinussignal sein, das eine Frequenz aufweist, die bezüglich der IFFT-Transformation der Nyquist-Frequenz entspricht. Ein solches Sinussignal 91 ist in der 19(a) gezeigt. Wenn ein solches Signal mit einer Konstante c < 1 multipliziert wird, – dies entspricht einem Herunterskalieren – dann wird es bei Vernachlässigung sehr kleiner Signalanteile schmaler, wie in 19(b) schematisch dargestellt ist. Mit einem so herunterskalierten Korrektursignal 91 kann auch im hinteren Bereich eines Rahmens eine Korrektur durchgeführt werden, da nur noch vernachlässigbar kleine Signalanteile in den nächsten Rahmen fallen können und daher keine 2π-periodische Ergänzung mehr notwendig ist. Der Skalierungsfaktor c muss hier umso kleiner sein, je (zeitlich) später der Spitzenwert im Signal s1 auftritt. Je mehr das Korrektursignal 91 herunterskaliert wird, desto schlechter wird natürlich der Spitzenwert reduziert, desto kleiner werden aber auch die in den nächsten Rahmen fallenden Signalanteile. Das heißt, desto weniger wird die FFT-Transformation im Empfänger der Gegenseite gestört. Es ergibt sich hier also ein Kompromiss für den herunterskalierten Skalierungsfaktor c < 1.
d) Lösungsmöglichkeit für den Bereich (B): Benutzung von Informationen direkt aus der IFFT: Im hinteren Bereich des Rahmens ist der Einfluss der Einschwingvorgänge der Filter im Sendepfad relativ gering. Es ist daher sehr wahrscheinlich, dass ein Spitzenwert, der in diesem Bereich des gefilterten Signals s1 auftritt, auch bereits mit ähnlicher Amplitude und Zeitlage im Ergebnis der IFFT-Transformation sichtbar ist. Diese Infor mation steht bereits vor der Filterung zur Verfügung und damit auch bevor das gefilterte Signal die CF-Schaltung erreicht. Somit können 2π-periodische Ergänzungen, die vor dem im gefilterten Signal s1 auftretenden Spitzenwert erzeugt werden, auch dann erzeugt werden, wenn diese Information der Schaltung 92 nach 16 zusätzlich, also bereits im Voraus, zur Verfügung gestellt werden, wie das in dem allgemeinen Blockschaltbild in der 20 dargestellt wurde. Mit der Information von Amplitude und Zeitlage 93 eines Spitzenwertes im IFFT-Ergebnis kann zum Beispiel das im Bereich (C) auftretende Problem der „nicht-kausalen" Hinzufügung einer 2π-periodischen Ergänzung umgangen werden. Entsprechend oben unter a) ausgeführt, sollte dann das Korrektursignal und dessen 2π-periodische Ergänzung jeweils die gleichen Amplituden aufweisen.
e) Die Schaltungsanordnung nach 20 kann noch verallgemeinert werden: Hierbei wird nach jeder Filterstufe 33 eine Information über die Amplitude und die zeitliche Lage auftretender Spitzenwerte generiert und diese dann insgesamt der Steuerung 90 der eigentlichen CF-Reduktion zur Verfügung gestellt. Die Schaltungsanordnung 92 nach 16 kann hierzu in mehrere Teile aufgeteilt werden. Ein jeweiliges Filter kann hierbei natürlich auch als Hochtastschaltung ausgebildet sein.

Obwohl die vorliegende Erfindung vorstehend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Weise modifizierbar.
Insbesondere ist die Erfindung nicht auf die vorstehenden Datenübertragungssysteme und Verfahren beschränkt, sondern lässt sich zum Zwecke der Crestfaktor-Reduzierung auf sämtli che, auf Multiträger-Datenübertragung basierende Systeme und Verfahren erweitern. Insbesondere sei die Erfindung nicht auf eine ADSL-Datenübertragung beschränkt, sondern lässt sich auf sämtliche xDSL-Datenübertragungen erweitern. Denkbar sind auch mobile Anwendungen wie DAB (= Digital Audio Broadcasting) oder DVB-T (= Digital Video Broadcasting-Terrestrial) oder OFDM-basierte WLAN-Anwendungen (Wireless Local Area Network).
In den vorstehenden 1–20 ist das zyklische Präfix jeweils am Anfang eines Rahmens angeordnet. Dieses Präfix kann jedoch zusätzlich oder alternativ auch am Ende oder an einer beliebigen Stelle innerhalb eines Rahmens angeordnet sein. Grundsätzlich kann statt eines zyklischen Präfixes auch eine beliebig andere Redundanz, die auch nicht notwendigerweise zyklisch sein muss, verwendet werden. Beispielsweise können hier die entsprechenden Trägerfrequenzen auch mit Nullen belegt sein.
Es versteht sich, dass die Elemente der Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung sowie die angegebenen IFFT-Module und Filter herkömmliche Hardware-Komponenten sind, die aber auch Softwaremäßig realisiert werden können.
Statt einer IFFT-Transformation lassen sich auch beliebig andere, für Mehrträgerübertragung geeignete Transformationen verwenden. Auch sei die Erfindung nicht notwendigerweise auf eine 2-fache oder 4-fache Überabtastung des zu sendenden Datensignals beschränkt. Vielmehr kann auch vorgesehen sein, dass hier keine Überabtastung, sogar eine Unterabtastung oder eine beliebig hohe Überabtastung stattfindet.
Insbesondere sei die Erfindung nicht auf die vorstehenden Zahlenangaben beschränkt, sondern lässt sich im Rahmen der Erfindung und des fachmännischen Wissens in beliebiger Weise abändern.
Grundsätzlich kann die Erfindung sowohl auf der Teilnehmerseite, als auch auf der Vermittlungsseite angewendet werden.

1: PSD-Maske
2: Sendedatenspektrum
3, 4: Frequenzbereiche
7: Hüllfunktion
8: Schwingungsknoten
10: Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung
5, 6: Trägerfrequenzen
11: Senderseitiger Übertragungspfad
12: Sender
13: Puffereinrichtung, FIFO
14: Addiereinrichtung
15: Analyse- und Auswerteeinheit
18: Recheneinheit
19: Zeitsteuereinheit
20: Ausgangssignal
20': Start/Stopadresse
21: Speicher, RAM
22: Multipliziereinrichtung
23: (Ring-)Adresszähler
31: IFFT-Modul
31: Präfix-Detektionseinheit
32: Präfix-Einheit
16, 17: Signale
33: Hochtasteinheit
34: Clipping-Einheit
36: Einheit zur Reduzierung eines Spitzenwertes
37: Addiereinrichtung
38: Verzögerungseinheit
50: Spitzenwert
50': verzögerter Spitzenwert
51: Korrektursignal
52: (ADSL) Rahmen
52': für das zyklische Präfix kopierter Bereich des
: Datensymbols
53: Symbol
54: Präfix
60: Schaltung zur Crestfakor-Reduzierung
61: Eingang
62: Ausgang
63: Signalpfad
64: Kompensationspfad
65: Verzögerungseinrichtung, FIFO
66: Clipping-Einrichtung
67: (Bandpass) Filter
68: Addiereinrichtung
69: Skaliereinheit
70: Addiereinrichtung
80: (Bandpass-)Filter
81: Differenzierer
82: Schaltblock zur Vorzeichenbildung
83: Schaltblock zur Erzeugung einer Korrekturfunktion
84: Verzögerungsblock
85: Register
86: Speicher
87: Multiplizierer
90: Zeitsteuereinheit
91: Sinus-Funktion
93: Signal über Amplitude und Zeitlage des Spitzen
: wertes im IFFT-Ergebnis
92: Schaltung nach 16
c: Skalierungsfaktor
c∙sc: skaliertes Korrektursignal
c1: Steuersignal
cl: (Clipping-)Schwelle
d: dirac-ähnliches Signal, Korrektursignal
doc=1: Steuersignal, welches c auf Null setzt
s: Sendesignal
s0: IFFT-moduliertes Eingangssignal
s1: zu sendendes Datensignal
s1d: verzögertes, zu sendendes Datensignal
s1f: gefiltertes, hochgetastetes Sendesignal
s2: (Crestfaktor-reduziertes) Datensignal
s22: Crestfaktor-reduziertes Ausgangssignal
sbp: Korrektursignal
sc: Korrektursignal
sd: Differenzsignal
sec: Kompensationssignal für die Echokompensation
sf: Rahmensignal
stau: verzögertes Signal
tau: Verzögerung
tpre: Präfix-Dauer
tr: Rahmendauer
ts1: Symboldauer

Claims

Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung eines zu sendenden Datensymbols in einem Mehrträger-Datenübertragungssystem, bei dem eine standardisierte PSD-Maske vorgesehen ist, welche ein durch einen Standard für die Datenübertragung vorgegebenes Frequenzspektrum für die Datenübertragung vorgibt, bei dem das zu sendende Datensymbol eine Funktion einer Vielzahl von innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls vorgesehener Signale ist und jedes dieser Signale einer Trägerfrequenz zugeordnet ist, wobei jede Trägerfrequenz jeweils eine Frequenz aus einem Sendedatenspektrum belegt, wobei das Sendedatenspektrum innerhalb des Frequenzspektrum der PSD-Maske angeordnet wird, bei dem zur Crestfaktor-Reduzierung eines zu sendenden Datensymbols ein Korrektursignal verwendet wird, welches aus genau zwei zusätzlichen Trägerfrequenzen gebildet wird, die innerhalb der PSD-Maske, jedoch im wesentlichen außerhalb des Sendedatenspektrums angeordnet sind und die aufgrund der durch den Standard vorgegebenen Charakteristik nicht für die Datenübertragung vorgesehen sind.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Trägerfrequenzen Sinussignale mit gleicher Amplitude verwendet werden
Verfahren Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Trägerfrequenzen ganzzahlige Vielfache der Symbolfrequenz sind, wobei die Symbolfrequenz der Kehrwert der Dauer eines zu sendenden Datensymbols entspricht.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das durch einen Standard für die Datenübertragung vorgegebene Frequenzspektrum der PSD-Maske bei der Datenübertragung durch Frequenzen des zu sendenden Datensymbols nicht überschritten werden darf.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenlage des Korrektursignal so gewählt wird, dass eine Hüllfunktion des Korrektursignals im Zeitbereich Minima aufweist, welche zumindest an einem Beginn und einem Ende eines Datensymbols angeordnet sind.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenlage des Korrektursignal so gewählt wird, dass eine Hüllfunktion des Korrektursignals im Zeitbereich ein Maximum aufweist, welches mit der Position eines Spitzenwertes im Datensymbol übereinstimmt.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in einer Speichereinrichtung eine Vielzahl von Korrektursignalen abgelegt werden.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Adressen der in der Speichereinrichtung abgelegten Korrektursignale durch einen Ringzähler angesteuert, dessen Startadresse frei einstellbar ist.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Korrektursignal über die Dauer des Datensymbols gebildet wird.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Korrektursignal über die Dauer des gesamten Rahmens gebildet wird, wobei sich die Rahmendauer aus der Dauer eines Symbols und der Dauer eines zyklischen Präfixes ergibt.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitude des Korrektursignals auf Eins normiert wird.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das normierte Korrektursignal mit einem Skalierungsfaktor multipliziert wird, wobei der Wert des Skalierungsfaktors in Abhängigkeit von dem Betrag der detektierten Amplitude des Spitzenwertes gewählt wird.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass nur dann ein Korrektursignal erzeugt wird, wenn ein Spitzenwert des Datensignals eine vorgegeben Schwelle überschreitet.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Korrektursignal mit dem zu sendenden Datensignal überlagert wird, insbesondere davon abgezogen wird.
Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung eines von einem Datenübertragungssystem zu sendenden Signals, insbesondere mittels eines Verfahrens nach einem der vorstehenden Ansprüche, mit einem Eingang, in den das zu sendende Signal einkoppelbar ist, und einen Ausgang, aus dem ein Crestfaktor reduziertes Signal abgreifbar ist, mit einem zwischen Eingang und Ausgang angeordneten Korrekturpfad, mit einer Analyse- und Auswerteeinheit, die zumindestens einen betragsmäßigen Spitzenwert aus dem zu sendenden Signal detektiert, mit einer Zeitsteuereinheit, die abhängig von der zeitlichen Position des Spitzenwertes sowie nach Maßgabe eines zugeführten Rahmensignals des zu sendenden Datensignals ein Adresssignal ausgibt, und mit einem Speicher, der nach Maßgabe des Adresssignals oder einem davon abgeleiteten Signal ein Korrektursignal ausgibt, mit einer Addiereinrichtung, in der das Korrektursignal mit dem zu sendenden Datensignal überlagert wird, insbesondere davon abgezogen wird.
Schaltung nach einem Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass eine Recheneinheit zur Berechnung eines Skalierungsfaktors nach Maßgabe einer detektierten Amplitude des mindestens einen Spitzenwertes vorgesehen ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass ein zwischen dem Eingang und dem Ausgang angeordneter und zu dem Korrekturpfad parallel geschalteter Sendepfad vorgesehen ist, in dem ein Verzögerungsglied angeordnet ist, welches das zu sendende Signal mit einer Signallaufzeitdauer verzögert und/oder für die Signallaufzeitdauer zwischenspeichert.
Schaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass ein Ringadresszähler vorgesehen ist, der aus einer Startadresse und/oder einer Stopadresse der Zeitsteuereinheit das Adresssignal zur Adressierung des Speichers erzeugt.
Schaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass eine programmgesteuerte Einheit vorgesehen ist, die die Funktionalität der Analyse- und Auswerteeinheit und/oder der Recheneinheit und/oder der Zeitsteuereinheit enthält.
Schaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass das Verzögerungsglied als FIFO ausgebildet ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 17 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Signallaufzeitdauer der Laufdauer eines Signals im Korrekturpfad entspricht.
Schaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter als Bandpassfilter ausgebildet ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass die Analyse- und Auswerteeinheit eine erste Schwelle aufweist, oberhalb der die Spitzenwerte des zu sendenden Datensignals für eine Crestfaktor-Reduzierung extrahiert werden.
Schaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass eine Abschneideeinrichtung vorgesehen ist, welche eine Spitze eines Spitzenwertes im zyklischen Präfix abschneidet, sofern der Spitzenwert betragsmäßig eine erste Schwelle überschreitet.
Schaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 24, dadurch gekennzeichnet, dass die Addiereinrichtung als Subtrahiereinrichtung ausgebildet ist, in der das Korrektursignal von dem zu sendenden Datensignal abgezogen wird.
Schaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass das Datenübertragungssystem zur Datenübertragung nach einem xDSL-Standard, insbesondere nach dem ADSL-Standard, ausgelegt ist.