KR20050026285A

KR20050026285A - 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 피크 전력 대평균 전력비의 감소를 위한 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20050026285A
Application number: KR1020030063312A
Authority: KR
Inventors: 윤성렬; 박성은; 김재열
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2003-09-09
Filing date: 2003-09-09
Publication date: 2005-03-15
Also published as: US20050100108A1; CN1849761A; JP4303288B2; JP2007504748A; CA2536234C; US7340006B2; CN1849761B; RU2313910C2; AU2004303047A1; WO2005025102A1; DE602004013894D1; AU2004303047B2; KR100933115B1; EP1515504A1; RU2006107214A; CA2536234A1; EP1515504B1

Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에 관한 것으로, N개의 다중 반송파들 중 상기 N보다 작은 L개를 예약된 톤으로 할당하고, 나머지 N-L개의 톤으로 데이터를 전송하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 피크 전력 대 평균 전력비를 감소하기 위한 방법에 있어서, 상기 예약 할당된 L개의 톤으로 생성된 신호의 위상을, 상기 N개의 다중 반송파들을 역고속 푸리에 변환한 복소 출력 신호 중 최대 피크값의 위상으로 변환시키는 과정과, 상기 최대 피크값과 기설정된 피크 전력 대 평균 전력비와의 차이만큼 상기 L개의 톤으로 생성된 신호를 스케일링하는 과정과, 상기 역고속 푸리에 변환 후의 복소 출력 신호와 상기 스케일링 된 신호를 복소 덧셈 하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

Description

직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 피크 전력 대 평균 전력비의 감소를 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR REDUCING PEAK TO AVERAGE POWER RATIO IN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하 "OFDM" 이라 칭하기로 한다) 시스템에서 피크 전력 대 평균 전력비(Peak-to-Average Power Ratio: 이하 "PAPR" 이라 칭하기로 한다) 감소 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히 톤 할당(Tone Reservation; 이하 "TR" 이라 칭하기로 한다) 방식에서 그래디언트 알고리즘(Gradient Algorithm)을 적용하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

1970년대 말 미국에서 셀룰라(cellular) 방식의 무선 이동 통신 시스템(Mobile Telecommunication System)이 개발된 이래 국내에서는 아날로그 방식의 1세대(1G; 1st Generation) 이동 통신 시스템이라고 할 수 있는 AMPS(Advanced Mobile Phone Service) 방식으로 음성 통신 서비스를 제공하기 시작하였다. 이후, 1990년대 중반에 2세대(2G; 2nd Generation) 이동 통신 시스템이 시작되어 상용화 되었으며 1990년대 말에 향상된 무선 멀티미디어, 고속 데이터 서비스를 목표로 시작된 3세대(3G; 3rd Generation) 이동 통신 시스템인 IMT-2000(International Mobile Telecommunication-2000)이 일부 상용화되어 서비스 운영되고 있다.

한편, 현재는 3세대 이동 통신 시스템에서 4세대(4G: 4th Generation) 이동 통신 시스템으로 발전해나가고 있는 상태이다. 상기 4세대 이동 통신 시스템은 이전 세대의 이동 통신 시스템들과 같이 단순한 무선 통신 서비스에 그치지 않고 유선 통신 네트워크와 무선 통신 네트워크와의 효율적 연동 및 통합 서비스를 목표로 하며 상기 3세대 이동 통신 시스템에서보다 고속의 데이터 전송 서비스를 제공하기 위한 기술들이 표준화되고 있다.

상기 이동 통신 시스템들에서 무선 채널로 신호를 전송하는 경우 전송된 신호는 송신기와 수신기 사이에 존재하는 다양한 장애물들에 의해 다중경로 간섭을 받는다. 상기 다중경로가 존재하는 무선 채널은 채널의 최대 지연 확산과 신호의 전송 주기로 특성을 규정짓는다. 상기 최대 지연 확산보다 신호의 전송 주기가 긴 경우에는 연속된 신호 사이에 간섭이 발생하지 않으며, 채널의 주파수 특성은 비선택적 페이딩(freqency nonselective fading)으로 주어진다.

그러나, 심벌(symbol) 주기가 짧은 고속 데이터 전송시에 단일 반송파(single carrier)방식을 사용하게 되면, 심벌간 간섭(intersymbol interference)이 심해지기 때문에 왜곡이 증가하게 된다. 따라서 수신단의 등화기(equalizer)의 복잡도도 함께 증가된다. 따라서, 상기 단일 반송파 전송방식에서 등화 문제를 해결하기 위한 대안으로 OFDM 방식을 사용하는 시스템이 제안되었다.

상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(Symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들, 즉 다수의 서브 캐리어 채널(sub-carrier channel)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.

이와 같은 멀티캐리어 변조 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF radio에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 서브 캐리어를 중첩시키는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 멀티 캐리어들간의 직교 변조의 구현이 난이한 문제였었기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한 보호구간(guard interval)을 사용과 cyclic prefix 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다.

그래서, 이런 OFDM 방식은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; 이하 "FFT"로 칭하기로 한다)과 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; 이하 "IFFT"로 칭하기로 한다)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다.

상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM; Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 서브 캐리어들간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을수 있다는 특징을 가진다.

또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.

그러면, 여기서 도 1을 참조하여 종래의 OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템의 구조를 설명하기로 한다.

도 1은 종래의 OFDM 이동 통신 시스템의 송신기의 구성을 도시한 도면이다. OFDM 통신 시스템은 송신기(100) 및 수신기(150)로 구성된다.

상기 송신기(100)는 데이터 송신기(102)와, 부호화기(104)와, 심벌 매핑기(106)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(108)와, 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter)(110)와, IFFT기(112)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(114)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(116)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(118)와, 무선 주파수(Radio Frequency: 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(120)로 구성된다.

상기 송신기(100)상에서, 데이터 송신기(102)는 부호화기(104)로 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터비트(control data bits)를 발생시켜 출력시킨다. 부호화기(104)에서는 상기 데이터 송신기(102)에서 출력한 신호를 입력하여 해당 코딩(coding) 방식으로 코딩한 후 상기 심벌 매핑기(106)로 출력한다. 여기서, 상기 부호화기(104)는 해당 코딩 방식은 소정의 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 혹은 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등으로 코딩한다. 상기 심벌 매핑기(106)는 상기 부호화기(104)에서 출력한 코딩된 비트(coded bits)를 해당 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌을 생성하여 직렬-병렬 변환기(108)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 일 예로, BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 혹은 64QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다.

심벌 매핑기(106)는 상기 직렬-병렬 변환기(108)로 전달한다. 상기 직렬-병렬 변환기(108)는 상기 심벌 매핑기(106)에서 출력하는 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 파일럿 심벌 삽입기(110)로 출력한다.

상기 파일럿 심벌 삽입기(110)는 상기 직렬/병렬 변환기(108)에서 출력한 병렬 변환된 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 IFFT기(112)로 출력한다. 상기 IFFT기(112)는 상기 파일럿 심벌 삽입기(110)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(114)로 출력한다.

상기 병렬/직렬 변환기(114)는 상기 IFFT기(112)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(116)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(116)는 상기 병렬/직렬 변환기(114)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(118)로 출력한다. 여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDM 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다.

또한, 상기 보호 구간은 일정 구간의 널(null) 데이터를 삽입하는 형태로 제안되었으나, 상기 보호 구간에 널 데이터를 전송하는 형태는 수신기에서 OFDM 심벌의 시작점을 잘못 추정하는 경우 서브 캐리어들간에 간섭이 발생하여 수신 OFDM 심벌의 오판정 확률이 높아지는 단점이 존재하여 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 'Cyclic Prefix' 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 'Cyclic Postfix' 방식으로 사용하고 있다.

상기 디지털/아날로그 변환기(118)는 상기 보호 구간 삽입기(116)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(120)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(131)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(118)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.

상기에서는 송신기(100)에 대해서 설명하였으며, 다음으로 수신기(150)에 대해서 설명한다. 수신기(150)는 상기 송신기(100)의 역방향 진행 과정이다.

상기 수신기(150)는 RF처리기(152)와, 아날로그/디지털 변환기(analog to digital converter)(154)와, 보호구간 제거기(156)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(158)와, FFT기(160)와, 파일럿 심벌 추출기(162)와, 채널 추정기(164)와, 등화기(equalizer)(166)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(168)와, 심벌 디매핑기(170)와, 역부호화기(172)와, 데이터 수신기(174)로 구성된다.

상기 수신기(150)상에서, 먼저, 상기 송신기(100)에서 송신한 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 상기 단말기 수신기(150)의 수신 안테나(Rx antenna)를 통해서 수신된다. 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(152)로 입력되고, 상기 RF 처리기(152)는 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF; Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(154)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(154)는 상기 RF 처리기(152)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 보호 구간 제거기(156)로 출력한다.

상기 보호 구간 제거기(156)는 상기 아날로그/디지털 변환기(154)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(158)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(158)는 상기 보호 구간 제거기(156)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(160)로 출력한다. 상기 FFT기(160)는 상기 직렬/병렬 변환기(158)에서 출력한 신호를 N-포인트 FFT를 수행한 후 상기 등화기(166) 및 상기 파일럿 심벌 추출기(162)로 출력한다. 상기 등화기(166)는 상기 FFT기(160)에서 출력한 신호를 입력하여 채널 등화(channel equalization)한 후 상기 병렬/직렬 변환기(168)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(168)는 상기 등화기(166)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 심벌 디매핑기(170)로 출력한다.

한편, 상기 FFT기(160)에서 출력한 신호는 상기 파일럿 심벌 추출기(162)로 입력되고, 상기 파일럿 심벌 추출기(162)는 상기 FFT기(160)에서 출력한 신호에서 파일럿 심벌들을 검출하고, 상기 검출한 파일럿 심벌들을 상기 채널 추정기(164)로 출력한다. 상기 채널 추정기(164)는 상기 파일럿 심벌 추출기(162)에서 출력한 파일럿 심벌들을 이용하여 채널 추정을 수행하고, 상기 채널 추정 결과를 상기 등화기(166)로 출력한다. 그리고, 상기 단말기 수신기(150)는 상기 채널 추정기(164)의 채널 추정 결과에 상응하는 CQI(channel quality information)를 생성하고, 상기 생성된 CQI(channel quality information)를 채널 품질 정보 송신기(도시하지 않음)를 통해 상기 송신기(100)로 송신한다.

상기 심벌 디매핑기(170)는 상기 병렬/직렬 변환기(168)에서 출력한 신호를 해당하는 복조 방식으로 복조한 후 상기 역부호화기(172)로 출력한다. 상기 역부호화기(172)는 상기 심벌 디매핑기(170)에서 출력한 신호를 해당하는 디코딩(decoding) 방식으로 디코딩(decoding)한 후 출력한다. 여기서, 상기 복조 방식 및 역부호화 방식은 상기 송신기(100)가 적용한 변조 방식 및 코딩 방식과 대응되는 복조 방식 및 역부호화 방식이다.

그러나, 상기 OFDM 시스템의 장점에도 불구하고 OFDM 시스템에는 다중반송파 변조로 인한 높은 PAPR이 유발되는 문제점이 존재한다. 즉, 상기 OFDM 방식이 다중 반송파들을 이용하여 데이터를 전송하므로 최종 OFDM 신호는 진폭의 크기가 각 반송파의 진폭 크기의 합이 되어 진폭의 변화 폭이 심하며, 각 반송파들의 위상이 일치한다면 매우 큰 값을 가지게 된다. 따라서 고출력 선형 증폭기(High Power Amplifier)(도시하지 않음)의 선형 동작 범위를 벗어나게 되고 상기 고출력 선형증폭기를 통과한 신호는 왜곡이 발생된다. 상기 고출력 선형 증폭기(High Power Amplifier)는 최대 출력을 얻기 위해 디바이스를 비선형 영역에서 동작시켜야하지만, 이에 따른 왜곡 때문에 입력 전력을 낮추어 선형 영역에서 동작시키는 백 오프(back-off) 방식을 이용한다.

이와 같이 상기 백-오프(back-off) 방식은 신호의 왜곡을 줄이기 위해 상기 고출력 선형증폭기의 동작점을 하향 조정하는 것을 말한다. 백-오프(back-off)의 값이 커질수록 전력 소모 또한 커지게 되어 증폭기의 효율이 매우 나빠진다. 따라서, 높은 PAPR을 갖는 신호는 선형 증폭기의 효율을 나쁘게 하며, 비선형 증폭기에서는 동작점을 비선형 영역에 위치하게 하여 비선형 왜곡이 되며, 반송파들간의 상호 변조와 스펙트럼 방사를 일으킨다.

통상적으로 상기 OFDM 통신 시스템에서 PAPR을 감소시키는 방법으로 클리핑(clipping), 블록 코딩(block coding), 위상(phase) 조정 방법 및 TR 방식이 있다.

상기 클리핑(clipping)을 이용하는 방법은 신호의 크기가 증폭기의 선형 동작 범위를 기순 값인 소정의 클리핑 값을 정하고, 신호의 크기가 상기 클리핑 값보다 크면 강제로 그 크기를 정해진 값으로 잘라내는 방법이다. 그러나, 이러한 상기 클리핑 방법은 비선형 연산으로 인해 대역 내(in-band) 왜곡이 발생하여 심벌간 간섭(intersymbol interference)의 발생 및 비트 에러율(bit error rate)이 증가한다. 또한, 대역 밖(out-band) 클리핑 잡음으로 인해 채널 간섭을 발생시켜 스펙트럼 효율을 떨어뜨리는 문제점을 가진다.

상기 블록코딩(block coding) 방법은 전체 반송파 신호의 PAPR이 낮아지도록 여분의 반송파에 부호화기법을 부가하여 전송한다. 이 기술은 부호화로 인하여 에러를 정정할 수 있을 뿐 아니라 신호의 왜곡없이 PAPR을 감소시킬 수 있다. 그러나 부반송파가 큰 경우 스펙트럼 효율이 매우 나쁘고, 룩업 테이블(look-up table)이나 생성 매트릭스(generation matrix)의 크기가 커져 매우 복잡하고 계산량이 많다.

상기 위상(phase) 조정 방법으로 부분전송시퀀스(partial transmit sequence: 이하 "PTS"라 칭하기로 한다)과 선택적 매핑(selective mapping: 이하 "SLM" 이라 칭하기로 한다)이 있다.

상기 PTS는 입력 데이터를 M개의 하부 블럭으로 나누어 각각 L-점 IFFT를 수행한 다음 각 하부블럭에 PAPR을 최소화하도록 하는 위상인자를 각각 곱한 후 합산하여 전송한다. 그러나 하부 블럭의 개수(M)만큼의 IFFT가 필요하고, 하부블럭의 수가 증가함에 따라 위상인자를 계산하기 위한 계산량이 막대해져 고속 정보전송을 방해한다.

한편, 상기 SLM은 동일한 M개의 데이터 블럭에 통계적으로 독립적인 N 길이의 서로 다른 위상 시퀀스들을 각각 곱하고 그 중 가장 낮은 PAPR을 가지는 결과를 선택하여 전송한다. 이러한 SLM은 M개의 IFFT 과정이 필요로 한 반면 PAPR을 상당히 낮출 수 있고 임의의 반송파 개수에 적용이 가능하다는 장점이 있다.

그러나, 상기 PTS 와 SLM 방식은 데이터를 복원하기 위해서 회전인자(rotation factors)에 대한 부가 정보를 수신기에 전송해야 하는 문제점을 가지고 있다. 이 부가 정보를 채널에 보내주면 통신 방식이 복잡해지고, 동일 채널에 보내주되 에러가 발생하면 그때의 OFDM 심벌의 정보는 모두 에러가 발생되어 훼손당할 수 있는 매우 불리한 단점이 있다.

상기 TR(tone reservation) 방식은 전체 부반송파 중에서 데이터를 전송하지 않는 일부의 톤을 할당하는 방식으로, 이 때 수신기에서는 정보 신호를 전송하지 않는 일부의 톤은 무시하고, 나머지 톤에서만 정보 신호를 복원하므로 수신기 구조가 간단해지는 장점이 있다.

상기 TR 방식을 사용하는 방법 중에 대표적인 것으로 그래디언트 알고리즘(gradient algorithm)이 있다. 상기 그래디언트 알고리듬은 상기 설명한 클리핑 기법을 TR 방식에 적용한 것으로, 정보 신호를 전송하지 않는 톤을 사용하여 임펄스(impulse) 특성을 갖는 신호를 생성하고, 상기 임펄스(impulse) 특성 생성 신호로 IFFT의 출력 신호를 클리핑 하기 위해 사용한다.

상기 IFFT 출력 신호에 임펄스(impulse) 특성 생성 신호를 더해주면, 정보를 전송하지 않는 일부의 톤에만 데이터 왜곡이 일어나고 그 외의 주파수 영역에서 데이터의 왜곡은 일어나지 않는다.

그러면, 그래디언트 알고리즘(gradient algorithm)이 포함된 톤 할당(TR) 방식에 대해 도 2를 참조하여 설명한다.

도 2는 종래의 톤 할당(TR) 방식의 송신기 구성을 도시한 도면이다.

이하, 상기 도 1의 설명에서 상기 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터비트(control data bits)를 "정보 신호"라 칭한다. 상기 도 1의 직렬-병렬 변환기(serial to parallel converter)(108)를 통해 출력된 전체 N개의 부반송파(sub-carrier)는 미리 예약된 L개의 톤 신호(201)와 상기 L개의 톤 신호를 뺀 N-L의 정보신호(203)로 구성된다. 상기 정보 신호를 전송하지 않는 L개의 톤을 사용하여 임펄스 특성을 갖는 파형을 만들어 내고, IFFT(112)의 출력신호를 클리핑하기 위해 사용된다.

상기 N-L점의 정보 신호(203) X와 L개의 예약톤 신호(201)는 톤 할당부(205)에 입력된다. L개의 예약톤 신호(201)는 상기 톤 할당부(205)에서 송수신기 사이에 미리 약속되어진 부반송파의 위치에 할당된다. 즉, 상기 정보 신호(203)와 예약톤 신호(201)가 톤 할당부(205)에 할당되어질 때 정보가 없는 L개의 신호가 들어갈 위치를 비워놓고 정보 신호(203)인 N-L개의 톤이 할당되어진다. 상기 L개의 톤과 정보 신호 N-L, 즉 병렬 데이터 X가 톤 할당부(205)에 위치되는 것이 하기 수학식 1과 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.

L개의 톤에 PAPR을 저감하기 위해 더해지는 부호 C는 다음과 같이 결정된다. L개의 부반송파가 미리 예약되어서 부호 C를 위해 사용되며, L개의 부반송파의 위치 은 최초의 전송시에 톤 할당부(205)에 고정되어서 데이터 전송 중에는 변하지 않는다. 상기 수학식 1에서 k는 톤 할당부(205)의 인덱스(index)를 나타내며, 이때, 입력 신호 X는 수학식 2와 같이 부호 C 이외의 부반송파에 할당된다.

상기 수학식 2에서 예약톤 L개의 부반송파의 값을 최적화함으로써 PAPR의 최소화가 이루어진다.

상기 톤 할당부(205)에서는 정보 신호 N-L인 병렬 데이터 X와 예약톤 신호 L개의 할당된 톤이 N점-IFFT부(207)의 입력으로 전송 된다.

상기 N점-IFFT부(207)에서는 입력 신호를 받아서 IFFT 연산을 수행한 후에 병렬-직렬 변환부(parallel to serial converter)(209)로 출력한다. 상기 병렬-직렬 변환기(209)는 입력된 IFFT 연산값들을 직렬 변환하여 그래디언트 알고리즘부(211)로 출력한다. 상기 그래디언트 알고리즘부(211)에 의해 출력된 시간 영역의 부호 c와 IFFT부(207)의 출력 신호 x를 더한 값이 송신 신호가 돼서 수신기로 전송된다.

그러면, 종래의 상기 그래디언트 알고리즘(gradient algorithm)의 상세한 설명을 도 3을 참조하여 설명한다.

도 3은 종래의 그래디언트 알고리즘(gradient algorithm)을 도시한 블록도이다.

상기 종래의 그래디언트 알고리즘은 p파형 생성부(301)와, 피크 검출부(303)와, 위치 순환 이동부(305)와, 스케일링부(307)와, 덧셈기(309)와, PAPR 연산부(311) 및 제어부(313)로 구성된다.

임펄스(impulse) 특성 신호는 전체 N개의 신호중에 톤 할당부(205)에 위치가 예약된 L개톤(200)으로 p파형을 생성(301)한다. 상기 p파형은 전체 신호 중에 하나 또는 그 이상의 정보가 없는 톤을 랜덤하게 선택하는 시행을 수십만번에서 수백만번 반복 수행한다. 이렇게 반복 수행한 후 최대 피크값을 제외한 값들 중에서 전력값이 제일 작은 경우를 선택한 것이다.

한편, 도 2의 IFFT 이후 출력되는 시간 영역의 신호 x는 그래디언트 알고리즘부(211)의 입력값이 된다. 상기 그래디언트 알고리즘부(211)에 입력된 x신호의 최대 피크값을 피크 검출부(303)에서 검출한다. 상기 검출된 최대 피크값의 위치로 상기 p파형의 위치를 순환 이동시킨다. 상기 순환 이동된 p파형은 스케일링부(307)부에서 상기 IFFT 이후의 출력 신호 x의 최대 피크값을 시스템에서 설정된 PAPR 이하가 되도록 p파형의 값을 스케일링한다. 이렇게, 스케일링 된 값을 c라고 하면, 그래디언트 알고리즘부(211)에서 c는 IFFT부(207)의 출력 신호 x의 피크값을 제거하도록 최적화 된 계산값이다.

상기 IFFT 출력 신호 x와 p파형의 최대 피크값을 일정 수준 이하로 감소시키기 위해 계산된 c값은 덧셈기(309)에 의해 x+c 형태로 PAPR 연산부(311)의 입력값으로 전송된다. 상기 PAPR 연산부(311)는 입력된 x+c 에 대하여 PAPR을 계산한다. 상기 PAPR 연산부(311)에서 계산된 값은 제어부(313)의 입력으로 전송된다.

상기 제어부(313)에서는 입력된 PAPR 계산값이 시스템 설정 PAPR보다 높으면 다시 피드백(feedback)하여 그래디언트 알고리즘을 반복 수행한다. 상기와 같은 반복 수행은 정해진 시스템 설정 PAPR 이하가 될 때까지 반복된다. 그렇지만, 무한 반복을 막기 위해 시스템은 최대 반복 횟수를 설정하여 설정된 횟수만큼 반복이 되면 시스템 설정 PAPR 이하가 아니라도 신호를 전송한다. 일례로, PAPR을 8 데시벨(dB) 이하가 되기 위해 상기 PAPR 연산부(313)에 입력된 x+c를 여러번 반복한다. 8데시벨(dB) 이하를 만족하는 PAPR 값이 나오면 반복 수행을 멈추게 되지만, 설정된 회수를 초과하면 마지막으로 계산된 PAPR 값이 송신된다.

상기 종래의 그래디언트 알고리즘은 N점-IFFT 출력값이 복소수 라고 가정하면( ) b=0 인 실수부만을 고려한 것이다. 그러나, OFDM 이동 통신 시스템에서 고속의 데이터 전송을 위해서는 모든 부반송파(sub carrier)를 사용해야 한다. 상기 모든 부반송파(sub carrier)를 사용하게 되면 IFFT의 출력은 복소값을 가지게 되므로, 실수값에서의 신호의 크기만 조절하는 종래의 그래디언트 알고리즘을 적용할 수 없다. 상기 그래디언트 알고리즘에서 IFFT의 출력이 실수이기 위해서는 주파수 영역에서 입력 데이터가 대칭이며 쌍(conjugate)을 이루어야한다.

그러므로, 상기 주파수 영역에서 대칭이며 쌍(conjugate)을 이루면 진폭은 같고 위상차는 180°이므로 허수부의 b값은 제로(zero)가 된다. 따라서, 상기 쌍(conjugate)을 이루는 부분에는 데이터를 전송할 수 없게 되므로 시스템의 전송률(throughput)이 절반으로 낮아지게 된다. 그러므로, 고속의 데이터 전송에는 전송률(throughput)이 낮은 이유로 적합하지가 못하다.

따라서, 본 발명의 목적은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 이동 통신 시스템에서 복소 그래디언트 알고리즘(gradient algorithm)을 이용해 피크 전력 대 평균 전력비(PAPR)를 낮추기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 이동 통신 시스템에서 복소 그래디언트 알고리즘을 이용해 정보 신호의 전송률을 높이는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; N개의 다중 반송파들 중 상기 N보다 작은 L개를 예약된 톤으로 할당하고, 나머지 N-L개의 톤으로 데이터를 전송하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 피크 전력 대 평균 전력비를 감소하기 위한 장치에 있어서, 상기 예약 할당된 L개의 톤으로 생성된 소정의 임펄스 신호를 위상 변화시키고 스케일링하여, 상기 N개의 다중 반송파들을 역고속 푸리에 변환한 복소 출력 신호와 복소 연산함으로써, 상기 복소 출력 신호 중 최대 피크값을 목표 전력값으로 낮추는 복소 그레디언트 연산부를 포함함을 특징으로 한다.

또한, 상기 복소 그레디언트 연산부는, 상기 할당된 L개의 톤으로 생성된 임펄스 신호의 위상을, 역고속 푸리에 변환 후의 복소 출력 신호 중 최대 피크값의 위상으로 변환시키는 위상 회전부와, 상기 최대 피크값과 목표 전력값과의 차이만큼 상기 L개의 톤으로 생성된 신호를 스케일링하는 스케일링부와, 상기 역고속 푸리에 변환 후의 복소 출력 신호와 상기 스케일링 된 신호를 복소 덧셈하는 가산 연산부를 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; N개의 다중 반송파들 중 상기 N보다 작은 L개를 예약된 톤으로 할당하고, 나머지 N-L개의 톤으로 데이터를 전송하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 피크 전력 대 평균 전력비를 감소하기 위한 방법에 있어서, 상기 예약 할당된 L개의 톤으로 소정의 임펄스 신호를 생성하고, 상기 생성된 임펄스 신호의 위상을, 상기 N개의 다중 반송파들을 역고속 푸리에 변환한 복소 출력 신호 중 최대 피크값의 위상으로 변환시키는 과정과, 상기 최대 피크값과 목표 전력값과의 차이만큼 상기 L개의 톤으로 생성된 신호를 스케일링하는 과정과, 상기 역고속 푸리에 변환 후의 복소 출력 신호와 상기 스케일링 된 신호를 복소 덧셈 하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 동작 원리를 상세히 설명한다. 도면상에 표시된 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호로 나타내었으며, 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

이하 본 발명의 실시예에 대한 상세한 설명에서는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 피크 전력 대 평균 전력비의 감소를 위한 장치 및 방법에 대해 구체적으로 살펴보도록 한다. 즉, 본 발명은 복소 그래디언트 알고리즘을 이용해서 전송률을 높이면서, PAPR(peak to average power ratio)을 낮추는 장치 및 방법에 대한 것이다.

먼저, p파형을 생성하는 이유와 상기 p파형을 이용하여 피크의 위치만큼 순환 이동시킨 파형의 합 c를 구해 PAPR 을 저감시키는 방법을 알아보자.

그래디언트 알고리즘(211)에 의한 부호 c는 IFFT부(207)의 출력 신호 x의 피크값을 제거하도록 최적화된다. 만약 x^clip을 x가 소정의 레벨 A로 클리핑 된 벡터라고 한다면 로 표시된다. 상기 i는 반복 수행한 횟수를 의미하며 는 클리핑 값이고, m_i는 클리핑 된 위치를 의미한다. 만약, 로 놓으면, x+c=x^clip이 된다. 따라서, 상기 부호 c에 의해서 IFFT부(207)의 출력 신호의 피크값이 x^clip값으로 감소함을 알 수 있다. 따라서, c는 지연되고 스케일 된 임펄스 함수(impulse function)의 합으로 해석할 수 있다.

그러나, 주파수 영역에서는 대부분의 주파수 위치에서 0이 아닌 값을 갖게 되고, 예약된 L개의 위치 외의 데이터 심벌들의 값을 왜곡하게 된다. 따라서, 주파수 영역에서는 상기 L개의 예약된 위치외에서는 0의 값을 갖고, 시간 영역에서는 임펄스 함수(impulse function)의 특성을 갖는 함수를 생성하여 이상적인 임펄스 함수(impulse function) 대신에 클리핑에 사용할 필요성이 있다.

1 _L을 예약된 L개의 위치에서 값이 1이고, 나머지 위치에서는 값이 0인 벡터라고 가정하고, 이라 하자. 상기 식에서 p₀는 1이고, p₁‥‥p_N-1은 각각 p₀에 비해 상당히 작은 값을 가진다. 상기 p₁‥‥p_N-1의 값이 작아야 하는 이유는 상기의 p벡터를 클리핑에 사용함에 있어서 p₀이외의 나머지 p₁‥‥p_N-1의 값에 의해 IFFT 출력 신호의 피크가 커지는 경우가 발생하기 때문이다. 이상적인 임펄스 특성 신호인 경우에는 p₁‥‥p_N-1의 값이 0을 가진다. 따라서 p₁‥‥p_N-1의 값을 작게 선택하여 IFFT 출력 신호의 피크의 변동을 최소화한다.

다음으로, IFFT의 출력 신호 x는 피크 검출기에서 최대 피크값이 mi의 위치 정보를 찾아내고, 순환 이동기에서 이 위치 정보를 이용하여 L개의 톤을 이용하여 미리 생성한 임펄스 파형을 mi만큼의 순환 이동하게 된다. 이 p를 최대 피크값이 있는 위치 m_i만큼의 순환 이동한 값이라 할 때, 이러한 순환 이동 과정을 통해서 IFFT의 출력 신호 x의 최대 피크 위치와 미리 생성한 임펄스 파형에서 최대값을 갖는 p0의 위치가 일치시켜서 피크값이 감소시킬 수 있도록 한다. 종래의 실수 그레디언 알고리즘은 임펄스 파형도 실수 값이어야 하므로 L개의 할당된 톤의 위치도 대칭을 이루고 쌍(conjugate)으로 존재해야 한다. 반면 복소 그레디언트 알고리즘에서의 임펄스 파형의 생성은 실수의 제약 조건을 만족하지 않아도 되므로 이상적인 임펄스에 가까운 파형을 생성할 수 있다.

도 4는 본 발명에 따른 복소 그래디언트 알고리즘 구성도를 도시한 도면이다.

상기 그래디언트 알고리즘은 p파형 생성부(401)와, 피크 검출부(403)와, 위치 순환 이동부(405)와, 위상 회전부(407)와, 스케일링부(409)와, 복소 덧셈기(411)와, PAPR 연산부(413) 및 제어부(415)로 구성된다.

전체 N개의 신호중에 정보 신호 N-L을 제외하고 톤 할당부(205)에 위치가 예약된 L개톤(201)으로 임펄스(impulse) 특성을 갖는 p파형을 생성(401)한다. 상기 p파형은 전체 신호 중에 하나 또는 그 이상의 예약된 L톤을 랜덤하게 선택하는 시행을 수십만번에서 수백만번 반복 수행한다. 이렇게 반복 수행한 후 그 중에서 p₀의 피크값을 제외한 나머지 p₁‥‥p_N-1 값들 중에서 전력값이 제일 작은 경우를 선택한 것이다.

한편, 도 2의 IFFT 이후 출력되는 시간 영역의 신호 x는 그래디언트 알고리즘기의 입력값이 된다. 상기 그래디언트 알고리즘기에 입력된 x신호의 최대 피크값을 피크 검출부(403)에서 검출한다. 상기 검출된 최대 피크값의 위치로 상기 p파형의 위치를 순환 이동(405)시킨다. 상기 순환 이동된 p파형은 복소 평면상에서 검출된 피크값의 위상과 일치(407)시킨다. 스케일링부(409)부에서는 상기 IFFT 이후의 출력 신호 x의 피크값을 시스템 설정 PAPR 이하가 되도록 p파형의 값을 스케일링한다. 이렇게, 스케일링 된 값을 c라고 하면, 그래디언트 알고리즘기(417)에 의해 계산된 c는 IFFT부(413)의 출력 신호 x의 피크값을 제거하도록 최적화 된 계산값이다.

상기 IFFT 출력 신호 x와 p파형의 최대 피크값을 일정 수준 이하로 감소시키기 위해 계산된 c값은 복소 덧셈기(411)에 의해 x+c 형태로 PAPR 연산부(413)의 입력값으로 전송된다. 상기 PAPR 연산부(413)는 입력된 x+c 에 대하여 PAPR을 계산한다. 상기 PAPR 연산부(413)에서 계산된 값은 제어부(415)의 입력으로 전송된다.

상기 제어부(415)에서는 입력된 PAPR 계산값이 시스템 설정 PAPR 이하가 되도록 다시 피드백(feedback)하여 그래디언트 알고리즘을 반복 수행한다. 상기와 같은 반복 수행은 시스템 설정 PAPR 이하가 될 때까지 반복된다. 그렇지만, 무한 반복을 막기 위해 시스템은 최대 반복 횟수를 설정하여 설정된 횟수만큼 반복이 되면 시스템 설정 PAPR 이하가 안 되는 경우도 신호를 전송한다.

이하, 도 5는 상기 도 4를 참조하여 상세한 흐름을 설명한다.

도 5는 본 발명에 따른 복소 그래디언트 알고리즘을 도시한 흐름도이다.

전체 N개의 다중 반송파 중 위치가 예약된 L개톤으로부터 임펄스 특성을 가지는 p파형이 생성(501)이 되고, 주파수 영역에서 IFFT를 통과한 시간 영역의 출력 신호 x는 피크 검출부(403)에서 시스템 설정 PAPR을 벗어난 피크값의 위치를 검출(503)한다. 그러면, 상기 검출된 피크값의 위치로 p파형이 순환 이동(505)한다. 상기 순환 이동(505)된 복소 평면에서 위상은 최대 피크값 x_k를 정규화(normalization)하여 구할 수 있다. 상기 피크값 x_k의 위상만큼 임펄스 특성 p파형의 p₀를 회전시킨다. 상기 p₀는 이상적(ideal)으로는 파워(power)가 1인 값을 갖는다. 위상 회전은 p₀에 의 복소수 곱을 통해서 얻을 수가 있다. 상기와 같은 방법으로, p₀는 x_k의 피크값의 위상과 동일(507)하게 된다. 다음으로, 원하는 시스템 설정 PAPR 이하가 되도록 p파형을 스케일링(509)한다.

피크값을 낮추기 위해 상기 스케일링 되는 c를 구하는 과정은 다음과 같다.

(1) 초기값은 로 한다.

(2) 의 최대 피크값과 위치를 찾는다. 만약 제어부(415)에서 최대 피크값이 시스템 설정 PAPR 이하이면 를 전송한다. 상시스템 설정 PAPR 이하보다 작은 경우가 아니면 (3)의 과정을 수행한다.

(3) 수학식 3과 같이 c값을 계산한다.

상기 수학식 4에서 는 피크값의 위치이고, 는 위상 회전과 스케일링 값이다. 상기 와 는 하기 수학식 4와 같이 표현된다.

다시 (2)의 과정부터 반복된다.

(4) 설정된 반복 횟수인 j번 반복된 후의 PAPR 연산부(413)의 출력 신호는 하기 수학식 5와 같이 표현된다.

상기 수학식 6에서 x+c의 계산(511)값이 시스템에서 설정된 PAPR 이하이면 반복 수행은 종료(513)되고, 시스템 설정 PAPR 이하가 되지 않는 경우(515)에는 설정된 반복 횟수인 j번을 반복하고 반복 수행이 종료된다.

도 6은 본 발명에 따른 복소 평면상에서 피크값을 줄이는 과정을 도시한 성상도이다.

도 6에서 a는 IFFT부(207)의 출력 신호 x에서의 최대 피크 x_k를 도시한 도면이다. 복소값의 경우 PAPR의 최소화는 복소 평면에서 원점과 x의 거리를 감소시켜 x의 모든 피크값들을 원의 반경내에 위치하도록 하는 것이다. 따라서, 상기 피크값 x_k를 원의 반경내로 위치시키기 위해 p파형을 이용한다.

도 6에서 b는 L개의 할당된 톤으로 생성한 p파형에서 p₀가 크기가 1이고 초기 위상은 0°를 도시한 도면이다.

도 6에서 c는 복소 평면에서 피크 x_k의 위상만큼 p₀를 회전시킨 것을 도시한 도면이다. 위상 회전은 p₀에 의 복소수 곱을 통해서 얻을 수 있다.

도 6에서 d는 원하는 목표 수준 A로 피크값을 감소시키기 위해 임펄스 특성 신호의 최대 피크값 p₀를 스케일링한 것을 도시한 도면이다.

도 6에서 e는 신호 x_k에서 스케일링 된 p₀를 더해주어 목표 수준 A로 신호가 감소됨을 도시한 도면이다.

이하, 상기 복소 그래디언트 알고리즘을 적용하여 PAPR을 시스템 설정 PAPR 이하가 되도록 하는 과정을 실시예를 통하여 상세히 설명한다.

설명에 앞서, 도 7a에서 도 7f까지의 시스템 변수는 256-점 IFFT를 사용하고 26개의 톤을 할당하며, 시스템 설정 PAPR은 7데시벨(dB)로 설정한다. 상기 시스템 설정 PAPR은 모의 실험을 위한 설정값일 뿐, 실제 시스템 구현에서는 변경 될 수가 있는 값이다. 또한, 도 7a에서 도 7f까지의 가로축은 시간 영역에서 0부터 255까지의 IFFT 인덱스(index)이고, 세로축은 각 IFFT 출력값의 전력(power)을 나타낸다. 즉, IFFT의 출력값이 복소수값으로 a+bi 형태라 가정하면() 세로축은 값을 나타낸다.

도 7a 내지 7f는 본 발명의 실시예에 따른 복소 그래디언트 알고리즘 적용 과정에서의 파형 변화를 나타낸 그래프이다.

도 7a는 26개의 톤을 사용하여 생성한 임펄스 특성을 갖는 p파형 그래프이다.

상기 p파형은 256개의 톤 중에서 랜덤하게 26개의 톤을 선택하는 시행을 1,000,000번 반복 수행하여 그 중에서 p₀의 피크값을 제외한 나머지 p₁‥‥p_N-1 값들 중에서 전력값이 제일 작은 경우를 선택한다. 또한, p의 값에 을 곱하여 최대 피크를 갖는 p₀를 1로 정규화(normalization) 시킨다.

도 7b는 IFFT 후의 복소 출력 신호 x의 파형을 도시한 그래프이다.

도시된 상기 그래프에서 출력 신호 x의 PAPR은 10.62데시벨(dB)이다. 그래디언트 알고리즘에 의해서 상기 출력 신호 x에 대한 최대 피크값과 위치를 피크 검출부(503)에서 검출한다. 상기 검출된 최대 피크값이 시스템 목표 수준 7데시벨(dB)보다 크므로, 상기 피크값을 시스템 설정 PAPR 이하가 되도록 복소 그래디언트 알고리즘을 적용한다. 상기 검출된 최대 피크값의 위치는 시간축에서 229번째에 위치한다.

상기 최대 피크값의 위치 검출값이 위치 순환 이동부(405)의 입력값으로 전송된다.

도 7c는 최대 피크값의 위치로 이동한 p파형을 도시한 그래프이다.

도시한 상기 그래프는 복소 출력 신호 x의 최대 피크값의 위치인 m₁=229로 상기 도 7a의 p파형을 229번 순환 이동시킨 결과를 나타낸 그래프이다. 위상 회전부(407)에서는 임펄스 특성 p파형을 상기 도 6c의 과정을 통해서 피크값의 위상만큼 p를 위상 회전을 시킨다. 상기 위상 회전은 피크의 위상을 나타내는 복소수 값 을 구한 후 이를 p벡터에 복소수 곱을 하여 위상을 일치 시킬 수가 있다.

도 7d는 스케일링한 p파형을 도시한 그래프이다.

스케일링부(409)에서는 IFFT부(413)의 출력 신호 x의 최대 피크값을 시스템 설정 PAPR 이하가 되도록 하는 c값을 구한다. 여기서 스케일링 값은

이다. 따라서, 상기 도 10은 피크값의 위치로 순환 이동과 위상 회전 및 스케일링된 파형을 나타내며, 즉, 의 파형이 된다.

도 7e는 복소 그래디언트 알고리즘을 한번 수행한 후의 신호의 파형을 도시한 그래프이다.

상기 복소 그래디언트 알고리즘을 1번 수행한 후의 파형을 나타내는 그래프로, 복소 덧셈기(411)에서 도 7b의 출력 신호 x와 그래디언트 알고리즘을 수행한 를 더하여 얻은 결과이다. 상기 도 7e에서 도시된 바와 같이 229번 샘플에 위치해 있던 피크값이 원하는 시스템 설정 PAPR로 감소된 것을 알 수 있다. 그러나, 다른 위치에 존재하는 다른 피크값에 의해 그래디언트 알고리즘이 한번 수행된 의 PAPR은 8.53데시벨(dB)이다. 따라서, 원하는 시스템 설정 PAPR 7데시벨(dB)을 만족하지 않으므로 다시 그래디언트 알고리즘을 수행한다.

이하, 후술될 설명에서는 위의 과정이 여러번 반복되므로 중간 과정은 과감이 생략하고, 상기 그래디언트 알고리즘을 30번 반복한 후에 시스템 설정 PAPR인 7데시벨(dB)을 만족하는 파형을 도시한 그래프를 참조하여 설명하겠다.

도 7f는 복소 그래디언트 알고리즘을 30번 반복 수행한 후의 의 출력 파형을 도시한 그래프이다.

도시한 상기 그래프에서 출력 신호의 PAPR은 7.00데시벨(dB)로서, 시스템 설정 PAPR을 만족시키고 있는 것을 알 수가 있다.

따라서, 상기 실시예의 결과로 복소 그래디언트 알고리즘에 의해 신호의 PAPR이 시스템 설정 PAPR 이하가 됨을 알 수가 있다. 또한, 상기 복소 그래디언트 알고리즘을 사용하는 OFDM 시스템은 예약된 위치에 할당된 L개톤 이외의 모든 부반송파에 데이터를 전송하기 때문에 전송률을 높일 수가 있다.

도 8은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDM 이동 통신 시스템의 송신기 구성을 도시한 도면이다.

상기 송신기(800)는 데이터 송신기(801)와, 부호기(803)와, 심벌 매핑기(805)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(807)와, 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter)(809)와, 톤 할당기(811)와, IFFT기(813)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(815)와, 그래디언트 알고리즘기(817)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(819)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(821)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭함) 처리기(processor)(823)로 구성된다.

상기 송신기(800)상에서, 데이터 송신기(801)는 부호기(803)로 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터비트(control data bits)를 발생시켜 출력시킨다. 부호기(803)에서는 상기 데이터 송신기(801)에서 출력한 신호를 입력하여 해당 코딩(coding) 방식으로 코딩한 후 상기 심벌 매핑기(805)로 출력한다. 여기서, 상기 부호기(803)는 해당 코딩 방식은 소정의 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 혹은 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등으로 코딩한다. 상기 심벌 매핑기(805)는 상기 부호기(803)에서 출력한 코딩된 비트(coded bits)를 해당 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌을 생성하여 직렬-병렬 변환기(807)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 일 예로, BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 혹은 64QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다.

상기 직렬-병렬 변환기(807)는 상기 심벌 매핑기(805)에서 출력하는 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 파일럿 심벌 삽입기(809)로 출력한다. 상기 파일럿 심벌 삽입기(809)는 상기 직렬/병렬 변환기(807)에서 출력한 병렬 변환된 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 톤 할당부(811)로 출력한다. 톤 할당부(811)에서는 미리 예약되어진 위치에 정보가 없는 L개의 톤이 위치하게 되며, 나머지 위치에서는 전체 N의 신호 중에 상기 L개수를 제외하고 위치하게 된다. 상기 톤 할당부(811)에서는 본 발명의 실시예에 따라 복소값의 형태이다. 톤이 할당되고 병렬 데이터가 IFFT기(413)의 입력값이 된다.

상기 IFFT기(813)는 상기 톤 할당부(811)에서 출력한 신호를 입력값으로 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 병렬/직렬 변환기(815)로 출력한다.

상기 병렬/직렬 변환기(114)는 상기 IFFT기(813)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 복소 그래디언트 알고리즘기(817)로 전송한다. 상기 복소 그래디언트 알고리즘기(817)는 후술될 도 5의 상세한 설명을 참조한다. 상기 복소 그래디언트 알고리즘(817)기를 통해 PRPR이 최소화 된 값이 출력된다. 상기 출력된 값을 상기 보호 구간 삽입기(819)로 전송한다. 상기 보호 구간 삽입기(819)는 상기 그래디언트 알고리즘기(817)에서 전송한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(Digital/Analog Converter)(821)로 출력한다.

여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDM 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 일정 구간의 널(null) 데이터를 삽입하는 형태로 제안되었으나, 상기 보호 구간에 널 데이터를 전송하는 형태는 수신기에서 OFDM 심벌의 시작점을 잘못 추정하는 경우 서브 캐리어들간에 간섭이 발생하여 수신 OFDM 심벌의 오판정 확률이 높아지는 단점이 존재하여 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 "Cyclic Prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 "Cyclic Postfix" 방식으로 사용하고 있다.

상기 디지털/아날로그 변환기(821)는 상기 보호 구간 삽입기(819)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 RF 처리기(823)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(823)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(118)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

이상에서 상술한 바와 같이, 본 발명은 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 이동 통신 시스템에서 톤 할당(tone reservation) 방식에 복소 그래디언트 알고리즘(complex gradient algorithm)을 적용하여 피크 전력 대 평균 전력비(peak to average ratio)를 낮추면서 전송률을 높이는 장점이 있다.

도 1은 일반적인 직교 주파수 분할다중 통신 시스템의 구조를 도시한 블록도.

도 2는 종래 기술에 따른 톤 할당(tone reservation) 방식의 송신기 구성을 도시한 도면.

도 3은 종래 기술에 따른 그래디언트 알고리즘(gradient algorithm)을 도시한 도면.

도 4는 본 발명에 따른 복소 그래디언트 알고리즘의 구성을 도시한 도면.

도 5는 본 발명에 따른 복소 그래디언트 알고리즘을 수행하는 절차를 나타낸 흐름도.

도 6은 본 발명에 따른 복소 평면상에서 피크값을 줄이는 과정을 도시한 성상도.

도 7a 내지 7f는 본 발명의 실시예에 따른 복소 그래디언트 알고리즘 적용 과정에서의 파형 변화를 나타낸 그래프.

도 8은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 도면.

Claims

N개의 다중 반송파들 중 상기 N보다 작은 L개를 예약된 톤으로 할당하고, 나머지 N-L개의 톤으로 데이터를 전송하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 피크 전력 대 평균 전력비를 감소하기 위한 방법에 있어서,

상기 예약 할당된 L개의 톤으로 소정의 임펄스 신호를 생성하고, 상기 생성된 임펄스 신호의 위상을, 상기 N개의 다중 반송파들을 역고속 푸리에 변환한 복소 출력 신호 중 최대 피크값의 위상으로 변환시키는 과정과,

상기 최대 피크값과 목표 전력값과의 차이만큼 상기 L개의 톤으로 생성된 신호를 스케일링하는 과정과,

상기 역고속 푸리에 변환 후의 복소 출력 신호와 상기 스케일링 된 신호를 복소 덧셈 하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 복소 덧셈을 한 결과의 피크 전력대 평균 전력비를 기 설정된 피크 전력 대 평균 전력비의 목표값과 비교하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제2항에 있어서,

상기 비교 결과, 상기 복소 덧셈의 결과가 상기 목표값을 만족하지 못할 경우, 새로운 임펄스 신호를 생성하여 상기 절차들을 반복함을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 L개의 톤으로 생성된 임펄스 신호는 복소 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 N-L개의 데이터를 전송하는 신호는 복소 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 위상을 변환시키는 과정은 복소 평면상에서 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 위상을 일치시키기 위한 위상 회전은 예약된 L개톤으로 생성된 신호와, 상기 N개의 다중 반송파들을 역고속 푸리에 변환한 복소 출력 신호 중 최대 피크값의 신호를 복소수 곱셈하여 산출하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
N개의 다중 반송파들 중 상기 N보다 작은 L개를 예약된 톤으로 할당하고, 나머지 N-L개의 톤으로 데이터를 전송하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 피크 전력 대 평균 전력비를 감소하기 위한 장치에 있어서,

상기 예약 할당된 L개의 톤으로 생성된 소정의 임펄스 신호를 위상 변화시키고 스케일링하여, 상기 N개의 다중 반송파들을 역고속 푸리에 변환한 복소 출력 신호와 복소 연산함으로써, 상기 복소 출력 신호 중 최대 피크값을 목표 전력값으로 낮추는 복소 그레디언트 연산부를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제8항에 있어서,

상기 복소 그레디언트 연산부는,

상기 할당된 L개의 톤으로 생성된 임펄스 신호의 위상을, 역고속 푸리에 변환 후의 복소 출력 신호 중 최대 피크값의 위상으로 변환시키는 위상 회전부와,

상기 최대 피크값과 목표 전력값과의 차이만큼 상기 L개의 톤으로 생성된 신호를 스케일링하는 스케일링부와,

상기 역고속 푸리에 변환 후의 복소 출력 신호와 상기 스케일링 된 신호를 복소 덧셈하는 가산 연산부를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제8항에 있어서,

상기 복소 그레디언트 연산부는,

상기 역고속 푸리에 변환(IFFT) 후 출력된 복소 신호의 최대 피크값을 검출하는 피크 검출부를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제9항에 있어서,

상기 장치는, 상기 가산 연산부로부터 출력된 결과의 피크 전력 대 평균 전력비를 산출하는 피크 전력대 평균 전력비 연산부를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제9항에 있어서,

상기 장치는, 상기 피크 전력 대 평균 전력비 연산부로부터 출력된 값을 소정의 목표값과 비교하여 출력을 제어하는 제어부를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.