JP2007504748A - 直交周波数分割多元通信システムにおけるピーク電力対平均電力比を減少させる装置及び方法 - Google Patents

直交周波数分割多元通信システムにおけるピーク電力対平均電力比を減少させる装置及び方法 Download PDF

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Abstract

Ｎ個の多重搬送波のうち、Ｎよりも小さいＬ個の多重搬送波を予約されたＬ個のトーンに割り当て、残りの（Ｎ−Ｌ）個のトーンによってデータを送信する直交周波数分割多元通信システムにおいて、ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を減少させる方法は、予約されたＬ個のトーンからインパルス信号を生成するステップと、生成されたインパルス信号の位相を、Ｎ個の多重搬送波の逆高速フーリエ変換を行った複素出力信号のうち最大ピーク値を有する信号の位相に変換させるステップと、最大ピーク値と目標電力値との差だけ、生成されたインパルス信号をスケーリングするステップと、逆高速フーリエ変換を行った後の複素出力信号とスケーリングされた信号とを複素加算するステップとを具備する。

Description

本発明は、直交周波数分割多元（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、“ＯＦＤＭ”と称する）システムにおいて、ピーク電力対平均電力比（Peak-to-Average Power Ratio；以下、“ＰＡＰＲ”と称する）を減少させる装置及び方法に関し、特に、複素グラディエントアルゴリズム（Gradient Algorithm）を用いて、ＰＡＰＲを減少させる装置及び方法に関する。
最近では、第３世代移動通信システムから第４世代（４Ｇ；４th Generation）移動通信システムに発展していっている。上記第４世代移動通信システムは、以前の世代の移動通信システムのように、単純な無線通信サービスにとどまらず、有線通信ネットワークと無線通信ネットワークとの効率的な連動及び統合サービスを目標とし、上記第３世代移動通信システムよりもさらに高速のデータ送信サービスを提供するための技術が標準化されている。
ここで、上記第４世代移動通信システムに適用するために研究されているＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア（Multi-Carrier）を使用してデータを送信する方式である。上記ＯＦＤＭ方式は、直列に入力されるシンボル列を並列変換して、これらのそれぞれで相互直交性を有する複数の副搬送波（sub-carrier）、すなわち、複数の副搬送波チャンネル（sub-carrier channel）を変調して送信するマルチキャリア変調（ＭＣＭ；Multi Carrier Modulation）方式の一種である。
上記ＯＦＤＭ方式は、従来の周波数分割多元（ＦＤＭ;Frequency Division Multiplexing）方式と類似しているが、複数の副搬送波間の直交性（Orthogonality）を維持して送信することによって、高速のデータを送信する際に、最適の送信効率を得ることができるという異なる特徴を有する。すなわち、上記ＯＦＤＭ方式は、周波数の使用効率が良く、多重経路フェージング（multi-path fading）に強い特性があり、その結果、高速のデータを送信する際に、最適の送信効率を得ることができる。
以下、図１を参照して、従来のＯＦＤＭ方式を使用する通信システムの送／受信端の構成について説明する。
図１は、従来のＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの送／受信端の構成を示すブロック図である。
図１を参照すると、上記ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムは、送信端１００及び受信端１５０から構成される。送信端１００は、データ送信器１０２と、符号化器１０４と、シンボルマッピング器１０６と、直列／並列（serial to parallel；以下、“Ｓ／Ｐ”と称する）変換器１０８と、パイロットシンボル挿入器（pilot symbol inserter）１１０と、逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform；以下、‘ＩＦＦＴ’と称する）器１１２と、並列／直列変換器（parallel to serial；以下、“Ｐ／Ｓ”と称する）１１４と、保護区間挿入器（guard interval inserter）１１６と、デジタル／アナログ（digital to analog；以下、“Ｄ／Ａ”と称する）変換器１１８と、無線周波数（Radio Frequency；以下、“ＲＦ”と称する）処理器（processor）１２０とから構成される。
まず、送信端１００で、データ送信器１０２は、符号化器１０４へ送信されるユーザデータビット（user data bits）及び制御データビット（control data bits）を生成して出力する。符号化器１０４は、データ送信器１０２から出力された信号を受信して、あらかじめ決定されたコーディング（coding）方式にてコーディングした後、シンボルマッピング器１０６へ出力する。ここで、符号化器１０４は、所定のコーディングレート（coding rate）を有するターボコーディング（turbo coding）方式、あるいは、畳込みコーディング（convolutional coding）方式にてコーディングすることができる。シンボルマッピング器１０６は、符号化器１０４から出力されたコーディングされたビット（coded bits）を該当変調方式に従って変調して、変調シンボルを生成してＳ／Ｐ変換器１０８へ出力する。ここで、上記変調方式としては、例えば、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）方式、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式、あるいは、６４ＱＡＭ方式などが使用されることができる。
Ｓ／Ｐ変換器１０８は、シンボルマッピング器１０６から出力された直列変調シンボルを受信して変換した後に、パイロットシンボル挿入器１１０へ出力する。パイロットシンボル挿入器１１０は、Ｓ／Ｐ変換器１０８から出力された並列変換された変調シンボルにパイロットシンボルを挿入した後に、ＩＦＦＴ器１１２へ出力する。
ＩＦＦＴ器１１２は、パイロットシンボル挿入器１１０から出力された信号を受信して、上記信号に対するＮ−ポイント（N-point）ＩＦＦＴを遂行した後に、Ｐ／Ｓ変換器１１４へ出力する。
Ｐ／Ｓ変換器１１４は、ＩＦＦＴ器１１２から出力された信号を受信して直列信号に変換した後に、保護区間挿入器１１６へ出力する。保護区間挿入器１１６は、Ｐ／Ｓ変換器１１４から出力された信号を受信して保護区間信号を挿入した後に、Ｄ／Ａ変換器１１８へ出力する。ここで、挿入された上記保護区間は、上記ＯＦＤＭ通信システムで送信されたＯＦＤＭシンボル間の干渉を除去する。すなわち、挿入された上記保護区間は、以前のＯＦＤＭシンボル時間の間に送信された以前のＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間の間に送信された現在のＯＦＤＭシンボルとの間の干渉（interference）を除去する。
また、上記保護区間は、一定の区間のヌル（null）データを挿入する形態で提案された。しかしながら、上記保護区間としてヌルデータを挿入することは、受信器でＯＦＤＭシンボルの開始点を誤推定する原因となり、その場合に、副搬送波間の干渉が発生して、受信ＯＦＤＭシンボルの誤推定の確率を高める。従って、通常、サイクリックプレフィックス方式またはサイクリックポストフィックス方式が、上記保護区間を挿入するのに使用される。上記サイクリックプレフィックス方式では、時間領域のＯＦＤＭシンボルの最後の一定のビットをコピーして、有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する。上記サイクリックポストフィックス方式では、時間領域のＯＦＤＭシンボルの最初の一定のビットをコピーして、有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する。
Ｄ／Ａ変換器１１８は、保護区間挿入器１１６から出力された信号を受信してアナログ信号に変換した後に、ＲＦ処理器１２０へ出力する。ここで、ＲＦ処理器１２０は、フィルター（filter）と前処理器（front end unit）とを含む。ＲＦ処理器１２０は、Ｄ／Ａ変換器１１８から出力された信号を実際のエアー（air）上で送信可能であるようにＲＦ処理した後に、送信アンテナ（Tx antenna）を介してエアー上へ送信する。
以下、受信端１５０について説明する。
受信端１５０は、ＲＦ処理器１５２と、アナログ／デジタル（analog to digital；以下、“Ａ／Ｄ”と称する）変換器１５４と、保護区間除去器１５６と、Ｓ／Ｐ変換器１５８と、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、‘ＦＦＴ’と称する）器１６０と、パイロットシンボル抽出器１６２と、チャンネル推定器１６４と、等化器（equalizer）１６６と、Ｐ／Ｓ変換器１６８と、シンボルデマッピング器１７０と、逆符号化器１７２と、データ受信器１７４とから構成される。
説明に先立って、送信端１００から送信された信号は、多重経路チャンネル（multipath channel）を通り、雑音が上記信号に含まれた状態で、受信端１５０の受信アンテナ（Rx antenna）を介して受信される。上記受信アンテナを介して受信された信号は、ＲＦ処理器１５２へ入力され、ＲＦ処理器１５２は、上記受信された信号を中間周波数（Intermediate Frequency；ＩＦ）帯域の信号にダウンコンバーティング（down converting）した後に、Ａ／Ｄ変換器１５４へ出力する。Ａ／Ｄ変換器１５４は、ＲＦ処理器１５２から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換した後に、保護区間除去器１５６へ出力する。
保護区間除去器１５６は、アナログ／デジタル変換器１５４で変換されたデジタル信号を受信して、保護区間を除去した後に、Ｓ／Ｐ変換器１５８へ出力する。Ｓ／Ｐ変換器１５８は、保護区間除去器１５６から出力された直列信号を受信し、上記直列信号を並列信号へ変換した後に、ＦＦＴ器１６０へ出力する。ＦＦＴ器１６０は、Ｐ／Ｓ変換器１５８から出力された信号のＮ−ポイントＦＦＴを遂行した後に、等化器１６６及び上記パイロットシンボル抽出器１６２へ出力する。等化器１６６は、ＦＦＴ器１６０から出力された信号を受信して、チャンネル等化（channel equalization）した後に、Ｐ／Ｓ変換器１６８へ出力する。Ｐ／Ｓ変換器１６８は、等化器１６６から出力された並列信号を受信し、上記並列信号を上記直列信号へ変換した後に、シンボルデマッピング器１７０へ出力する。
一方、ＦＦＴ器１６０から出力された信号は、パイロットシンボル抽出器１６２へ入力され、パイロットシンボル抽出器１６２は、ＦＦＴ器１６０から出力された信号からパイロットシンボルを検出し、検出されたパイロットシンボルをチャンネル推定器１６４へ出力する。チャンネル推定器１６４は、上記パイロットシンボルを用いてチャンネル推定を遂行して、チャンネル推定された結果を等化器１６６へ出力する。ここで、受信端１５０は、チャンネル推定の結果に相応するチャンネル品質情報（channel quality information；以下、‘ＣＱＩ’と称する）を生成し、生成された上記ＣＱＩをＣＱＩ送信器（図示せず）を介して送信端１００へ送信する。
シンボルデマッピング器１７０は、Ｐ／Ｓ変換器１６８から出力された信号を受信し、送信端１００の変調方式に対応する復調方式に従って、上記信号を復調した後に、逆符号化器１７２へ出力する。逆符号化器１７２は、シンボルデマッピング器１７０から出力された信号を送信端１００のコーディング方式に対応するデコーディング（decoding）方式に従ってデコーディングした後に、データ受信器１７４へ出力する。
しかしながら、上記ＯＦＤＭシステムの長所にもかかわらず、ＯＦＤＭシステムには、多重搬送波変調による高いＰＡＰＲが誘発される、という問題点がある。すなわち、上記ＯＦＤＭ方式は、多重搬送波を用いてデータを送信するので、最終ＯＦＤＭ信号は、振幅の大きさが各多重搬送波の振幅の大きさの和となり、従って、振幅の変化幅が大きくなる可能性がある。特に、上記各多重搬送波の位相まで一致すると、振幅の大きさは、非常に大きい値を有する。従って、高出力線形増幅器（High Power Linear Amplifier）（図示せず）の動作範囲を超えるようになり、従って、上記高出力線形増幅器を通過した信号は、歪曲され得る。これを防止するために、上記高出力線形増幅器は、入力電力を低めることによって線形領域内で動作させることを可能にするバックオフ（back-off）方式を使用する。
すなわち、上記バックオフ方式は、信号の歪曲を減少させるために、上記高出力線形増幅器の動作点を低めることを意味する。しかしながら、バックオフ値が大きくなるほど、増幅器の使用がさらに非効率的になる。従って、高いＰＡＰＲを有する信号は、線形増幅器の効率を低下させる。
通常、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて、ＰＡＰＲを減少させる方法には、クリッピング（clipping）方式、ブロックコーディング（block coding）方式、位相（phase）調整方式、及びトーン割当て（Tone Reservation；以下、‘ＴＲ’と称する）方式がある。
上記クリッピング方式を用いる方法は、信号の大きさが増幅器の線形動作範囲を満足するように所定のクリッピング基準値を定め、信号の大きさが上記クリッピングの基準値よりも大きいと、強制的にその大きさを定められた値で切り抜く方法である。しかしながら、上記クリッピング方法は、非線形演算によって、帯域内（in-band）の歪曲が発生して、シンボル間の干渉（inter-symbol interference）及びビットエラー率（bit error rate）が増加する。また、帯域外（out-band）クリッピング雑音によってチャンネル干渉が発生して、スペクトルの効率が低下する、という問題点がある。
上記ブロックコーディング方式は、全体の搬送波信号のＰＡＰＲが低くなるように、余分の搬送波を符号化して送信する。このような方法は、符号化によりエラーを訂正することができるだけでなく、信号の歪曲なしに、ＰＡＰＲを減少させることができる。しかしながら、副搬送波の振幅の大きさが大きい場合に、スペクトル効率が非常に悪く、ルックアップテーブル（look-up table）、または生成マトリックス（generation matrix）の大きさが大きくなって、非常に複雑であり、計算量が多くなる、という問題点がある。
上記位相調整方式には、部分送信シーケンス（partial transmit sequence；以下、“ＰＴＳ”と称する） 方式及び選択的マッピング（selective mapping；以下、“ＳＬＭ”と称する） 方式がある。
上記ＰＴＳ方式においては、入力データをＭ個のサブブロックに分割し、Ｍ個のサブブロックのそれぞれに対して、Ｌ−点ＩＦＦＴを遂行すると共に、その次にサブブロックのそれぞれにＰＡＰＲを最小化するための位相因子をそれぞれ乗じた後で、Ｍ個のサブブロックを加算して送信する。
一方、上記ＳＬＭ方式においては、同一のＭ個のデータブロックに、統計的に独立したＮ個の長さを有する相互に異なる位相シーケンスをそれぞれ乗じて、一番低いＰＡＰＲを有する上記乗じられたブロックのうちの１つを選択して送信する。上記ＳＬＭ方式は、Ｍ個のＩＦＦＴ手順を必要とする一方、上記ＰＡＰＲを大幅に減少させることができ、任意の搬送波の個数にかかわらず、すべての搬送波に適用されることができる、という長所がある。
しかしながら、上記ＰＴＳ方式及びＳＬＭ方式は、データを復元するために、回転因子（rotation factors）に関する付加情報を受信器へ送信しなければならない、という問題点がある。上記付加情報を受信器へ送信すべき場合には、通信方式が複雑になり、エラーのあるシンボルを含む該当時間内のすべてのＯＦＤＭシンボル情報は、すべてエラー処理される、という短所がある。
一方、上記ＴＲ方式は、全体の副搬送波のうちで、データを送信しない一部のトーンをＰＡＰＲ減少のために予約する方式である。このとき、上記受信器は、情報信号を送信しない一部のトーンを無視し、上記情報信号を残りのトーンから復元するので、上記受信器の構成が単純となる。
上記ＴＲ方式を使用する方法のうちの代表的なものには、グラディエントアルゴリズムがある。上記クリッピング方式を上記ＴＲ方式に適用したものである上記グラディエントアルゴリズムにおいては、情報信号を送信しないトーンを使用して、インパルス（impulse）特性を有する信号を生成し、上記インパルス特性を有する信号を使用してＩＦＦＴ出力信号をクリッピングする。上記ＩＦＦＴ出力信号にインパルス特性を有する生成信号を付加すると、情報を送信しない一部のトーンにのみデータ歪曲が発生し、周波数領域の他のトーンでは、データ歪曲が発生しない。
以下、上記グラディエントアルゴリズムを使用するＴＲ方式について、図２を参照して説明する。
図２は、従来のＴＲ方式を使用する送信器の構成を示す。
図２を参照すると、図１のＳ／Ｐ変換器１０８を介して出力された全体のＮ個の副搬送波は、あらかじめ予約された位置のＬ個のトーン信号２０１及び上記Ｌ個のトーン信号を除外した（Ｎ−Ｌ）個の情報信号２０３から構成される。ここで、上記情報信号は、ユーザデータビット及び制御データビットを意味する。また、上記情報信号を送信しないＬ個の予約トーン信号は、インパルス特性を有する波形を作り、ＩＦＦＴ器１１２の出力信号をクリッピングするのに使用される。
（Ｎ−Ｌ）個の情報信号２０３及びＬ個の予約トーン信号２０１は、トーン割当て部２０５へ入力される。トーン割当て部２０５は、Ｌ個の予約トーン信号２０１を送信器と受信器との間であらかじめ予約された副搬送波の位置に割り当てる。すなわち、トーン割当て部２０５は、Ｌ個の予約トーン信号２０１を予約されたＬ個の位置に割り当て、（Ｎ−Ｌ）個のトーン又は（Ｎ−Ｌ）個の情報信号２０３を残りの（Ｎ−Ｌ）個の位置に割り当てた後に、 ＮポイントＩＦＦＴ部２０７へ出力する。
ＮポイントＩＦＦＴ部２０７は、割り当てられたすべてのトーン信号を受信してＩＦＦＴ演算を遂行した後に、Ｐ／Ｓ変換部２０９へ出力する。Ｐ／Ｓ変換部２０９は、上記ＩＦＦＴ演算を遂行した後の並列信号を受信して、上記並列信号を直列信号に変換した後に、グラディエントアルゴリズム部２１１へ出力する。ここで、上記直列変換された信号をｘであると仮定すると、上記信号ｘは、時間領域の信号を示す。グラディエントアルゴリズム部２１１は、時間領域の信号ｃを生成し、上記信号ｃ及びｘを加算した後に、信号ｃ及びｘの和である送信信号を出力する。
ここで、上記ＰＡＰＲの低減のために使用される信号Ｃは、式（１）のように示すことができる。
Figure 2007504748
式（１）において、Ｌ個の副搬送波があらかじめ予約されて、信号Ｃのために使用され、Ｌ個の副搬送波の位置｛ｉ１，．．．，ｉＬ｝は、最初の送信の際にトーン割当て部２０５によってあらかじめ固定されている。また、式（１）において、ｉは、トーン割当て部２０５での予約トーン信号のインデックス（index）を示し、ｋは、周波数領域のインデックスを示す。このとき、入力信号Ｘは、式（２）のような信号Ｃ以外の副搬送波に割り当てられる。
Figure 2007504748
以下、上述したような従来のグラディエントアルゴリズムは、従来のグラディエントアルゴリズムを使用してＰＡＰＲを低減させる装置の構成を示すブロック図である図３を参照して詳細に説明される。
図３を参照すると、従来のグラディエントアルゴリズムを使用してＰＡＰＲを低減させる装置は、ｐ波形生成部３０１と、ピーク検出部３０３と、位置循環移動部３０５と、スケーリング部３０７と、加算器３０９と、ＰＡＰＲ演算部３１１と、制御部３１３とから構成される。
まず、ｐ波形生成部３０１は、全体Ｎ個の信号のうち、トーン割当て部２０５に位置が予約されたＬ個のトーン２０１からｐ波形を生成する。上記ｐ波形は、全体の信号のうちから少なくとも１つの情報がないトーンをランダムに選択する施行を数十万回から数百万回反復遂行して選択されたインパルス信号に近似した信号である。
一方、ＩＦＦＴの後に並列信号から変換された時間領域の直列信号ｘは、グラディエントアルゴリズム部２１１へ入力される。ピーク検出部３０３は、グラディエントアルゴリズム部２１１へ入力された信号ｘの最大ピーク値及びピーク位置を検出する。位置循環移動部３０５は、検出された上記最大ピーク値の位置に上記ｐ波形の位置を循環移動させる。スケーリング部３０７は、上記ＩＦＦＴの後に出力された信号ｘの最大ピーク値がシステムであらかじめ設定されたＰＡＰＲ値以下になるように、上記信号ｘの最大ピーク値を循環移動された上記ｐ波形でスケーリングする。ここで、上記最大ピーク値をあらかじめ設定されたＰＡＰＲ以下に低減させるためのスケーリング値がｃである場合に、上記ｃは、ＮポイントＩＦＦＴ部２０７の出力信号ｘのピーク値を除去するために、グラディエントアルゴリズム部２１１で計算された最適値である。
加算器３０９は、信号ｘとｃとを加算して、ＰＡＰＲ演算部３１１へ出力する。ＰＡＰＲ演算部３１１は、入力された信号ｘ＋ｃに対してＰＡＰＲを計算し、計算された上記値を制御部３１３へ送信する。
制御部３１３は、計算された上記ＰＡＰＲ値を受信し、上記ＰＡＰＲ値をフィードバックして、計算された上記ＰＡＰＲ値がシステムで設定されたＰＡＰＲ値よりも大きいと、上記グラディエントアルゴリズムを反復して遂行する。上記ＰＡＰＲ値のフィードバック及び上記グラディエントアルゴリズムの再遂行は、計算された上記ＰＡＰＲ値が上記システムで設定されたＰＡＰＲ値よりも小さくなるまで反復される。しかしながら、無限反復を防止するために、上記システムは、反復回数に対する所定の最大限度を有し、計算された上記ＰＡＰＲが上記システムで設定されたＰＡＰＲよりも大きい場合でも、上記グラディエントアルゴリズムがあらかじめ設定された回数だけ反復して実行されると、上記信号を送信する。
上記従来のグラディエントアルゴリズムは、ＮポイントＩＦＦＴの出力値が複素数ａ＋ｂｉであると仮定すると
Figure 2007504748
ｂ＝０である実数部のみを考慮したものである。しかしながら、ＯＦＤＭ移動通信システムは、高速のデータ送信のためには、すべての副搬送波を使用することが望ましい。上記すべての副搬送波を使用すると、ＩＦＦＴ出力は、複素数の値を有するので、実数部に対してのみ信号の振幅を調節する従来のグラディエントアルゴリズムを適用することができない。
また、上記グラディエントアルゴリズムにおいて、ＩＦＦＴ出力信号が実数であるためには、周波数領域での入力データが対称であり、共役（conjugate）でなければならない。上記周波数領域における上記ＩＦＦＴ後の出力が対称であり、共役である場合に、振幅は同じであり、位相差は、１８０°であるので、虚数部のｂ値は、ゼロ（zero）となる。従って、上記共役部分がデータを送信することができないので、システムの送信率（throughput）が半分に低下する。従って、実数部のみを考慮した従来のグラディエントアルゴリズムは、高速のデータ送信に対して非効率的である。
上記背景に鑑みて、本発明の目的は、ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムにおいて、複素グラディエントアルゴリズムを用いてＰＡＰＲを低減させるための装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムにおいて、複素グラディエントアルゴリズムを用いて、高速でデータを送信する装置及び方法を提供することにある。
このような目的を達成するために、本発明の第１の特徴によれば、Ｎ個の多重搬送波のうち、上記Ｎよりも小さいＬ個の多重搬送波を予約されたＬ個のトーンに割り当て、残りの（Ｎ−Ｌ）個のトーンによってデータを送信する直交周波数分割多元通信システムにおいて、ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を減少させる装置は、予約された上記Ｌ個のトーンからインパルス信号を生成し、上記インパルス信号を位相変化させてスケーリングし、上記インパルス信号を上記Ｎ個の多重搬送波の逆高速フーリエ変換を介して得られた複素出力信号と複素演算することによって、上記複素出力信号のうち最大ピーク値を目標電力値以下に減少させる複素グラディエント演算部を具備することを特徴とする。
本発明の第２の特徴によれば、Ｎ個の多重搬送波のうち、上記Ｎよりも小さいＬ個の多重搬送波を予約されたＬ個のトーンに割り当て、残りの（Ｎ−Ｌ）個のトーンによってデータを送信する直交周波数分割多元通信システムにおいて、ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を減少させる方法は、予約された上記Ｌ個のトーンからインパルス信号を生成するステップと、生成された上記インパルス信号の位相を、上記Ｎ個の多重搬送波の逆高速フーリエ変換を行った複素出力信号のうち最大ピーク値を有する信号の位相に変換させるステップと、上記最大ピーク値と目標電力値との差だけ、生成された上記インパルス信号をスケーリングするステップと、上記逆高速フーリエ変換を行った後の複素出力信号とスケーリングされた上記信号とを複素加算するステップとを具備することを特徴とする。
本発明は、直交周波数分割多元（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ）方式を使用する移動通信システムにおいて、トーン割当て（tone reservation）方式における複素グラディエントアルゴリズムを適用して、ピーク電力対平均電力比（peak-to-average ratio）を減少させつつ、送信率を高める、という長所を有する。
以下、本発明による直交周波数分割多元通信システムにおけるピーク電力対平均電力比を減少させる装置及び方法の好ましい一実施例を、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。
本発明は、直交周波数分割多元（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、‘ＯＦＤＭ’と称する）方式を使用する移動通信システムにおいて、ピーク電力対平均電力比（Peak to Average Power Ratio；以下、‘ＰＡＰＲ’と称する）の減少のための装置及び方法を提案する。特に、本発明は、複素グラディエント（complex gradient）アルゴリズムを用いて、送信率を増加させつつも、ＰＡＰＲを減少させる装置及び方法を具体化する。
まず、ｐ波形を生成する理由及び上記ｐ波形を使用してＰＡＰＲを減少させる方法を説明する。
ｘｃｌｉｐが所定のレベルにクリッピングされたｘに対するベクトルを示す場合に、上記ベクトルは、
Figure 2007504748
と示すことができる。上記ｉは、反復回数を意味し、βは、クリッピング値を意味し、ｍｉは、クリッピングされた位置を意味する。また、“δ”は、デルタ関数を意味し、“ｎ”は、タイムサンプル値を意味する。ここで、
Figure 2007504748
となる。従って、ＮポイントＩＦＦＴ部２０７の出力信号のピーク値が上記信号ｃによってｘｃｌｉｐ値に減少されることができる、ということが分かる。従って、上記信号ｃは、遅延され、スケールされたインパルス関数の和になると解釈されることができる。
しかしながら、周波数領域において、上記信号は、大部分の周波数位置で０ではない値を有し、予約されたＬ個の位置以外のデータシンボルは、歪曲された値を有する。従って、時間領域では、インパルス関数の特性を有する関数が生成されると共に、理想的なインパルス関数の代わりに、クリッピングに使用される必要性がある。
１Ｌが予約されたＬ個の位置で１の値を有するベクトルを意味し、残りの位置で０の値を有するベクトルを意味すると仮定し、上記ベクトルは、
Figure 2007504748
を満足すると仮定する。上記式において、ｐ０は、１であり、ｐ１〜ｐＮ−１は、ｐ０よりも相当に小さい値を有する。理想的なインパルス関数の特性を有する信号である場合には、ｐ１〜ｐＮ−１の各々が０の値を有する。従って、ｐ１〜ｐＮ−１の値を小さく選択して、ＩＦＦＴ出力信号のピークの変動を最小にしなければならない。
次いで、ピーク検出器は、ＩＦＦＴの出力信号ｘから最大ピーク値ｍｉの位置情報を検出し、位置循環移動部は、上記位置情報を参照して、上記Ｌ個のトーンを用いてあらかじめ生成されたインパルス波形、または準（quasi）インパルス波形を、位置ｍｉに循環移動する。すなわち、
Figure 2007504748
が上記インパルス波形または準インパルス波形を最大ピーク値の位置ｍｉに循環移動させた値であると仮定すると、上記循環移動過程を介して、ＩＦＦＴの出力信号ｘの最大ピーク位置を、あらかじめ生成されたインパルス波形で最大値を有するｐ０の位置と一致させ、上記ｐ波形の振幅だけスケーリングして、上記出力信号ｘのピーク値を減少させることができる。
一方、従来の実数グラディエントアルゴリズムによると、インパルス波形も実数値を有しなければならないので、割り当てられたＬ個のトーンも対称的に位置し、対をなさなければならない。一方、本発明による複素グラディエントアルゴリズムでのインパルス波形の生成は、実数の制約条件を満足しなくてもよいので、理想的なインパルスに近い波形を生成することができる。
図４は、本発明による複素グラディエントアルゴリズムを使用するＰＡＰＲを減少させる装置のブロック図を示す。
図４を参照すると、本発明による複素グラディエントアルゴリズムを使用するＰＡＰＲを減少させる装置は、ｐ波形生成部４０１と、ピーク検出部４０３と、位置循環移動部４０５と、位相回転部４０７と、スケーリング部４０９と、複素加算器４１１と、ＰＡＰＲ演算部４１３と、制御部４１５とから構成される。
ｐ波形生成部４０１は、全体のＮ個のトーン信号のうち、情報信号（Ｎ−Ｌ）個のトーンを除いた、予約されたＬ個のトーン２０１からインパルス特性を有するｐ波形を生成する。
上記ｐ波形は、全体の信号のうちから少なくとも１つの予約されたＬ個のトーンをランダムに選択する施行を数十万回から数百万回に反復遂行して選択されたインパルス信号に近似した信号である。
一方、ＩＦＦＴの処理後に出力された時間領域の信号ｘは、ピーク検出部４０３へ入力される。ピーク検出部４０３は、入力信号ｘの最大ピーク値を検出する。位置循環移動部４０５は、検出された上記最大ピーク値に上記ｐ波形の位置を循環移動させる。位相回転部４０７は、上記最大ピーク値の位相と一致するまで、上記循環移動されたｐ波形の位相を回転させる。スケーリング部４０９は、上記信号ｘの最大ピーク値がシステムであらかじめ設定されたＰＡＰＲ値以下に減少されることができるように、上記信号ｘのピーク値を循環移動された上記ｐ波形でスケーリングする。ここで、上記信号ｘの最大ピーク値をあらかじめ設定されたＰＡＰＲ値以下の最大ピーク値になるように満足させるスケーリング値がｃである場合に、上記ｃは、上記信号ｘの最大ピーク値を減少させるためのスケーリング値である。
複素加算器４１１は、上記ＩＦＦＴ後の出力信号ｘと、上記ｐ波形の最大ピーク値をシステムが設定したＰＡＰＲ値以下に減少させるために計算された上記ｃ値を受信する。その後に、複素加算器４１１は、上記信号ｘ及びｃを加算して、上記和ｘ＋ｃをＰＡＰＲ演算部４１３へ出力する。ＰＡＰＲ演算部４１３は、入力された上記信号ｘ＋ｃに対するＰＡＰＲを計算し、計算された上記値を制御部４１５へ送信する。
制御部４１５は、計算された上記ＰＡＰＲを受信し、計算された上記ＰＡＰＲがシステムによって設定されたＰＡＰＲ以下になるまで、上記過程を反復して遂行する。しかしながら、無限反復を防止するために、上記システムは、最大の反復回数を設定し、計算された上記ＰＡＰＲがシステムによって設定されたＰＡＰＲよりも大きい場合でも、上記過程が設定された反復回数だけ反復される場合に、上記信号を送信する。
図５は、本発明による複素グラディエントアルゴリズムを遂行する過程を示すフローチャートである。
図５を参照すると、まず、ステップ５０１で、ｐ波形生成部４０１は、全体Ｎ個の多重搬送波のうち、位置が予約されたＬ個のトーンからインパルス特性を有するｐ波形を生成して、ステップ５０３へ進行する。ステップ５０３で、ピーク検出部４０３は、ＩＦＦＴの時間領域出力信号ｘに対して、システムが再設定したＰＡＰＲ値以上であるピーク値の位置を検出し、ステップ５０５へ進行する。ステップ５０５で、位置循環移動部は、検出された上記ピーク値の位置にｐ波形を循環移動して、ステップ５０７に進行する。ステップ５０７で位相回転部４０７は、インパルス特性を備えたｐ波形を有するｐ０の位相を、最大ピーク値ｘｋの位相だけ回転させて、上記２つの位相を相互に一致させる。ここで、最大ピーク値ｘｋの位相は、正規化（normalization）を介して得られることができる。また、上記ｐ０は、理想的には、パワー（power）が１である値を有する。従って、上記ｐ０の位相回転は、上記ｐ０に
Figure 2007504748
を複素乗算することによって可能である。結果的に、上記ｐ０は、上記最大ピーク値ｘｋのピーク値と同一の位相を有することができる。ステップ５０９で、上記最大ピーク値ｘｋがシステムによってあらかじめ設定されたＰＡＰＲ値以下に減少されるように、上記最大ピーク値ｘｋは、上記ｐ０波形でスケーリングされる。
ここで、上記出力信号ｘのピーク値を減少させるためのｃを求める過程は、下記の通りである。
Figure 2007504748
式（３）において、ｍｉは、ピーク値の位置を示し、αｉは、位相回転及びスケーリングに対する値を示す。上記ｍｉ及びαｉは、式（４）のように示される。
Figure 2007504748
（４） ステップ（２）及びステップ（３）は、反復される。
あらかじめ設定されたｊ回だけステップ（２）及びステップ（３）を反復した後のＰＡＰＲ演算部４１３の出力信号は、式（５）のように示される。
Figure 2007504748
すなわち、ステップ５１１で、ＰＡＰＲ演算部４１３は、ｘ+ｃを計算し、ステップ５１３に進行する。ステップ５１３で、上記計算の結果があらかじめ設定されたＰＡＰＲ値以下である場合に、制御部４１５は、反復を終了し、ステップ５１７を遂行する。ステップ５１７で、制御部４１５は、あらかじめ設定された上記ＰＡＰＲ値による上記条件を満足する複素演算値を出力する。しかしながら、上記計算の結果があらかじめ設定されたＰＡＰＲ値よりも大きい場合には、ステップ５１５に進行する。ステップ５１５で、制御部４１５は、ＰＡＰＲを低減するための反復回数がシステムがあらかじめ設定した反復回数を超過するか否かを判断する。上記反復回数がシステムがあらかじめ設定した反復回数を超過する場合に、制御部４１５は、現在の複素演算値を出力する。上記反復回数がシステムがあらかじめ設定した反復回数を超過しない場合に、ステップ５０３からステップ５１５まで反復する。
図６Ａ乃至図６Ｅは、本発明による複素平面上のピーク値を減少させる過程を順次的に示すグラフである。
図６Ａは、ＮポイントＩＦＦＴ部２０７の出力信号ｘの最大ピークｘｋを示すグラフである。複素値の場合に、ＰＡＰＲの最小化は、複素平面上での原点及びｘ間の距離を減少させることによって、ｘのすべてのピーク値を円の半径内に位置させることを意味する。従って、上記最大ピーク値ｘｋを円の半径内に位置させるためにｐ波形を使用する。
図６Ｂは、ｐ０の大きさが１であり、初期位相が０°である割り当てられたＬ個のトーンから生成されたｐ波形を示すグラフである。
図６Ｃは、複素平面で最大ピーク値ｘｋの位相だけｐ０を回転させることを示すグラフである。上記位相回転は、上記ｐ０に
Figure 2007504748
を複素乗算することによって可能である。
図６Ｄは、希望の目標レベルＡに上記ピーク値を減少させるために、インパルス特性を有する信号の最大ピーク値ｐ０をスケーリングしたことを示すグラフである。
図６Ｅは、信号ｘｋにスケーリングされたｐ０を加算して、目標レベルＡに信号が減少されることを示すグラフである。
以下では、上記複素グラディエントアルゴリズムを適用して、ＰＡＰＲをシステムがあらかじめ設定したＰＡＰＲ値以下に減少させる過程を実施形態を通して詳細に説明する。
図７Ａから図７Ｆまでのシステム変数は、２５６ポイントＩＦＦＴを使用し、Ｌ＝２６個のトーンを割り当て、上記システムがあらかじめ設定したＰＡＰＲを７ｄＢとして設定する。上記システムがあらかじめ設定したＰＡＰＲ値は、模擬実験のための設定値であるだけで、実際のシステムの実現では変更されることができる値である。また、図７Ａから図７Ｆまでの横軸は、時間領域で、０から２５５までのＩＦＦＴインデックスを意味し、縦軸は、各ＩＦＦＴ出力値の電力を示す。すなわち、ＩＦＦＴの出力値が（ａ＋ｂｉ）の形態で複素数値を有すると
Figure 2007504748
図７Ａ乃至７Ｆは、本発明の実施形態による複素グラディエントアルゴリズムを適用する過程での波形変化を示すグラフである。
図７Ａは、Ｌ＝２６個のトーンを使用して生成されたインパルス特性を有するｐ波形を示すグラフである。
上記ｐ波形は、２５６個のトーンのうちで、Ｌ＝２６個のトーンをランダムに選択する施行を１，０００，０００回反復遂行して、そのうちで、ピーク値ｐ０を除いた残りのｐ１〜ｐＮ−１値のうち電力値が一番小さい場合を選択する。また、ｐの値に
Figure 2007504748
を乗算して最大ピーク値を有するｐ０を１に正規化（normalization）させる。
図７Ｂは、ＩＦＦＴ後の複素出力信号ｘの波形を示すグラフである。
図７Ｂに示すグラフにおいて、出力信号ｘのＰＡＰＲは、１０．６２ｄＢである。ピーク検出部４０３は、出力信号ｘに対する最大ピーク値、及びその位置を検出する。検出された上記最大ピーク値がシステム目標レベル７ｄＢよりも大きいので、検出された上記最大ピーク値をシステムがあらかじめ設定したＰＡＰＲ以下になるように複素グラディエントアルゴリズムを適用する。検出された上記最大ピーク値は、時間軸で２２９番目に位置する。検出された上記最大ピーク値の位置は、位置循環移動部４０５へ入力される。
図７Ｃは、最大ピーク値の位置に移動したｐ波形を示すグラフである。
図７Ｃのグラフは、複素出力信号ｘの最大ピーク値の位置であるｍ１＝２２９であって、図７Ａのｐ波形を２２９回循環移動させた結果を示すグラフである。位相回転部４０７は、インパルス特性を有するｐ波形の位相を図６Ｃに示した過程を介して、上記ピーク値の位相だけ回転させる。上記位相回転において、ピークの位相を示す複素数値
Figure 2007504748
を求めた後に、ｐベクトルに複素数を乗算することによって、位相を一致させることができる。
図７Ｄは、スケーリングされたｐ波形を示すグラフである。
スケーリング部４０９は、ＩＦＦＴ部４１３の出力信号ｘの最大ピーク値をシステムがあらかじめ設定したＰＡＰＲ値以下になるようにするｃ値を求める。ここで、スケーリング値は、
Figure 2007504748
である。従って、図７Ｄは、ピーク値の位置に循環移動、位相回転、及びスケーリングされたｃ波形を示す。すなわち、
Figure 2007504748
の波形となる。
図７Ｅは、複素グラディエントアルゴリズムを一回遂行した後の信号波形を示すグラフである。
図７Ｅは、上記複素グラディエントアルゴリズムを１回遂行した後の波形
Figure 2007504748
を示すグラフであって、複素加算器４１１で、図７Ｂの出力信号ｘとスケーリング波形
Figure 2007504748
とを加算して得た結果である。図７Ｅに示すように、２２９番目のサンプルに位置したピーク値をシステムがあらかじめ設定した所望のＰＡＰＲ値に減少させたことを分かる。しかしながら、他の位置に存在する他のピーク値により、グラディエントアルゴリズムが１回遂行された波形
Figure 2007504748
のＰＡＰＲは、８．５３ｄＢである。従って、システムがあらかじめ設定した所望のＰＡＰＲ値が７ｄＢを満足しないので、上記ＰＡＰＲを低減させるための上記のような過程を反復して遂行する。
下記の説明では、上記のような過程が数回反復されるので、中間過程は省略し、上記グラディエントアルゴリズムを３０回反復した後に、システムがあらかじめ設定したＰＡＰＲである７ｄＢを満足する波形を示すグラフを参照して説明する。
図７Ｆは、複素グラディエントアルゴリズムを３０回反復して遂行した後の波形
Figure 2007504748
を示すグラフである。
図７Ｆのグラフにおいて、出力信号波形
Figure 2007504748
のＰＡＰＲは、７．００ｄＢであって、システムがあらかじめ設定したＰＡＰＲを満足させる。
従って、上記複素グラディエントアルゴリズムを使用するＯＦＤＭシステムが予約された位置に割り当てられたＬ個のトーン以外のすべての副搬送波にデータを送信するので、上記ＯＦＤＭシステムは、送信率を高めながらも、ＰＡＰＲを低減させることができることが分かる。
図８は、本発明の実施形態による機能を遂行するためのＯＦＤＭ通信システムの送信器の構成を示すブロック図である。
図８を参照すると、送信器８００は、データ送信器８０１と、符号化器８０３と、シンボルマッピング器８０５と、Ｓ／Ｐ変換器８０７と、パイロットシンボル挿入器８０９と、トーン割当て器８１１と、ＩＦＦＴ器８１３と、Ｐ／Ｓ変換器８１５と、グラディエントアルゴリズム器８１７と、保護区間挿入器８１９と、Ｄ／Ａ変換器８２１と、ＲＦ処理器８２３とから構成される。
まず、送信器８００で、データ送信器８０１は、符号化器８０３へ送信されるユーザデータビット（user data bits）及び制御データビット（control data bits）を生成して出力する。符号化器８０３は、データ送信器８０１から出力された信号を受信して、あらかじめ決定されたコーディング（coding）方式にてコーディングした後、シンボルマッピング器８０５へ出力する。ここで、符号化器８０３は、所定のコーディングレート（coding rate）を有するターボコーディング（turbo coding）方式、あるいは、畳込みコーディング（convolutional coding）方式にてコーディングすることができる。シンボルマッピング器８０５は、符号化器８０３から出力されたコーディングされたビット（coded bits）を該当変調方式に従って変調して、変調シンボルを生成してＳ／Ｐ変換器８０７へ出力する。ここで、上記変調方式としては、例えば、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）方式、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式、あるいは、６４ＱＡＭ方式などが使用されることができる。
Ｓ／Ｐ変換器８０７は、シンボルマッピング器８０５から出力された直列変調シンボルを受信して変換した後に、パイロットシンボル挿入器８０９へ出力する。パイロットシンボル挿入器８０９は、Ｓ／Ｐ変換器８０７から出力された並列変換された変調シンボルにパイロットシンボルを挿入した後に、トーン割当て部８１１へ出力する。トーン割当て部８１１は、情報のないＬ個のトーンをあらかじめ予約された位置に割り当て、Ｌ個の信号を除外した全体のＮ個の信号のうちの他の信号を他の位置に割り当てる。トーン割当て部８１１は、本発明の実施形態による複素値の形態で上記信号を割り当てると共に、トーンが割り当てられた後で、並列データがＩＦＦＴ器８１３へ入力される。
ＩＦＦＴ器８１３は、トーン割当て部８１１から出力された信号を受信して、上記信号に対するＮポイントＩＦＦＴを遂行した後に、Ｐ／Ｓ変換器８１５へ出力する。
Ｐ／Ｓ変換器８１５は、ＩＦＦＴ器８１３から出力された信号を受信して直列信号に変換した後に、複素グラディエントアルゴリズム器８１７へ出力する。複素グラディエントアルゴリズム器８１７は、上記で図５を参照して詳細に説明されたように動作を実行する。すると、複素グラディエントアルゴリズム器８１７は、最小のＰＡＰＲを有する信号を保護区間挿入器８１９へ出力する。保護区間挿入器８１９は、複素グラディエントアルゴリズム器８１７から出力された信号を受信し、受信された上記信号に保護区間を挿入した後に、Ｄ／Ａ変換器８２１へ出力する。
ここで、挿入された上記保護区間は、上記ＯＦＤＭ通信システムで送信されたＯＦＤＭシンボル間の干渉を除去する。すなわち、挿入された上記保護区間は、以前のＯＦＤＭシンボル時間の間に送信された以前のＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間の間に送信された現在のＯＦＤＭシンボルとの間の干渉を除去する。上記保護区間の挿入は、サイクリックプレフィックス方式またはサイクリックポストフィックス方式によって遂行される。
Ｄ／Ａ変換器８２１は、保護区間挿入器８１９から出力された信号を受信してアナログ信号に変換した後に、ＲＦ処理器８２３へ出力する。ここで、ＲＦ処理器８２３は、フィルター（filter）と前処理器（front end unit）とを含む。ＲＦ処理器８２３は、Ｄ／Ａ変換器８２１から出力された信号を受信し、上記信号をＲＦ処理した後に、送信アンテナ（Tx antenna）を介してエアー上へ送信する。
以上、本発明の詳細について具体的な実施の形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及び該記載と同等なものにより定められるべきである。
従来のＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムの送／受信端の構成を示すブロック図である。 従来のＴＲ方式を適用する送信器の構成を示す図である。 従来のグラディエントアルゴリズム（gradient algorithm）を使用してＰＡＰＲを低減させる装置の構成を示すブロック図である。 本発明による複素グラディエントアルゴリズムを使用してＰＡＰＲを低減させる装置の構成を示すブロック図である。 本発明による複素グラディエントアルゴリズムを遂行する過程を示すフローチャートである。 本発明による複素平面上でピーク値を減少させる過程を順次的に示すグラフである。 本発明による複素平面上でピーク値を減少させる過程を順次的に示すグラフである。 本発明による複素平面上でピーク値を減少させる過程を順次的に示すグラフである。 本発明による複素平面上でピーク値を減少させる過程を順次的に示すグラフである。 本発明による複素平面上でピーク値を減少させる過程を順次的に示すグラフである。 本発明の実施形態による複素グラディエントアルゴリズムを適用する過程での波形変化を示すグラフである。 本発明の実施形態による複素グラディエントアルゴリズムを適用する過程での波形変化を示すグラフである。 本発明の実施形態による複素グラディエントアルゴリズムを適用する過程での波形変化を示すグラフである。 本発明の実施形態による複素グラディエントアルゴリズムを適用する過程での波形変化を示すグラフである。 本発明の実施形態による複素グラディエントアルゴリズムを適用する過程での波形変化を示すグラフである。 本発明の実施形態による複素グラディエントアルゴリズムを適用する過程での波形変化を示すグラフである。 本発明の実施形態による機能を遂行するためのＯＦＤＭ通信システムの送信器の構成を示すブロック図である。
符号の説明
１００ 送信端
１０２ データ送信器
１０４ 符号化器
１０６ シンボルマッピング器
１０８ 直列／並列（Ｓ／Ｐ）変換器
１１０ パイロットシンボル挿入器
１１２ 逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）器
１１４ 並列／直列変換器（Ｐ／Ｓ）
１１６ 保護区間挿入器
１１８ デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器
１２０ 無線周波数（ＲＦ）処理器
１５０ 受信端
１５２ ＲＦ処理器
１５４ アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器
１５６ 保護区間除去器
１５８ Ｓ／Ｐ変換器
１６０ 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）器
１６２ パイロットシンボル抽出器
１６４ チャンネル推定器
１６６ 等化器
１６８ Ｐ／Ｓ変換器
１７０ シンボルデマッピング器
１７２ 逆符号化器
１７４ データ受信器
２０１ Ｌ個のトーン信号
２０３ （Ｎ−Ｌ）個の情報信号
２０５ トーン割当て部
２０７ ＮポイントＩＦＦＴ部
２０９ Ｐ／Ｓ変換部
２１１ グラディエントアルゴリズム部
３０１ ｐ波形生成部
３０３ ピーク検出部
３０５ 位置循環移動部
３０７ スケーリング部
３０９ 加算器
３１１ ＰＡＰＲ演算部
３１３ 制御部
４０１ ｐ波形生成部
４０３ ピーク検出部
４０５ 位置循環移動部
４０７ 位相回転部
４０９ スケーリング部
４１１ 複素加算器
４１３ ＰＡＰＲ演算部
４１５ 制御部
８００ 送信器
８０１ データ送信器
８０３ 符号化器
８０５ シンボルマッピング器
８０７ Ｓ／Ｐ変換器
８０９ パイロットシンボル挿入器
８１１ トーン割当て器
８１３ ＩＦＦＴ器
８１５ Ｐ／Ｓ変換器
８１７ グラディエントアルゴリズム器
８１９ 保護区間挿入器
８２１ Ｄ／Ａ変換器
８２３ ＲＦ処理器

Claims (12)

  1. Ｎ個の多重搬送波のうち、前記Ｎよりも小さいＬ個の多重搬送波を予約されたＬ個のトーンに割り当て、残りの（Ｎ−Ｌ）個のトーンによってデータを送信する直交周波数分割多元通信システムにおいて、ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を減少させる方法であって、
    予約された前記Ｌ個のトーンからインパルス信号を生成するステップ（１）と、
    生成された前記インパルス信号の位相を、前記Ｎ個の多重搬送波の逆高速フーリエ変換を行った複素出力信号のうち最大ピーク値を有する信号の位相に変換させるステップ（２）と、
    前記最大ピーク値と目標電力値との差だけ、生成された前記インパルス信号をスケーリングするステップ（３）と、
    前記逆高速フーリエ変換を行った後の複素出力信号とスケーリングされた前記信号とを複素加算するステップ（４）と
    を具備することを特徴とする方法。
  2. 前記複素加算を介して得られたピーク電力対平均電力比をあらかじめ設定されたピーク電力対平均電力比の目標電力値と比較するステップ（５）をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の方法。
  3. 前記比較の結果、前記複素加算を介して得られたＰＡＰＲが前記目標電力値を満足することができない場合に、生成された前記インパルス信号に対して前記ステップ（２）乃至前記ステップ（５）を反復することを特徴とする請求項２記載の方法。
  4. 予約された前記Ｌ個のトーンから生成されたインパルス信号は、複素信号であることを特徴とする請求項１記載の方法。
  5. データを送信する前記（Ｎ−Ｌ）個のトーンの各々は、複素信号であることを特徴とする請求項１記載の方法。
  6. 前記位相を変換させるステップは、複素平面上でなされることを特徴とする請求項１記載の方法。
  7. 位相回転は、生成された前記インパルス信号の位相を、前記最大ピーク値を有する信号の位相と一致させるために実行され、予約された前記Ｌ個のトーンから生成された信号を、前記Ｎ個の多重搬送波の逆高速フーリエ変換を介して得られた複素出力信号のうち最大ピーク値を有する信号と複素乗算することによって決定されることを特徴とする請求項１記載の方法。
  8. Ｎ個の多重搬送波のうち、前記Ｎよりも小さいＬ個の多重搬送波を予約されたＬ個のトーンに割り当て、残りの（Ｎ−Ｌ）個のトーンによってデータを送信する直交周波数分割多元通信システムにおいて、ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を減少させる装置であって、
    予約された前記Ｌ個のトーンからインパルス信号を生成し、前記インパルス信号を位相変化させてスケーリングし、前記インパルス信号を前記Ｎ個の多重搬送波の逆高速フーリエ変換を介して得られた複素出力信号と複素演算することによって、前記複素出力信号のうち最大ピーク値を目標電力値以下に減少させる複素グラディエント演算部を具備することを特徴とする装置。
  9. 前記複素グラディエント演算部は、
    生成された前記インパルス信号の位相を、前記Ｎ個の多重搬送波の逆高速フーリエ変換を介して得られた複素出力信号のうち最大ピーク値を有する信号の位相に変換させる位相回転部と、
    前記最大ピーク値と目標電力値との差だけ、生成された前記インパルス信号をスケーリングするスケーリング部と、
    スケーリングされた前記信号及び前記逆高速フーリエ変換を行った後の複素出力信号を複素加算する複素加算部と、を具備することを特徴とする請求項８記載の装置。
  10. 前記複素グラディエント演算部は、前記逆高速フーリエ変換を行った後に出力された複素信号の最大ピーク値を検出するピーク検出部をさらに具備することを特徴とする請求項９記載の装置。
  11. 前記複素グラディエント演算部は、前記複素加算部から出力された結果のピーク電力対平均電力比を計算するピーク電力対平均電力比演算部をさらに具備することを特徴とする請求項９記載の装置。
  12. 前記複素グラディエント演算部は、前記ピーク電力対平均電力比演算部から出力された値を所定の目標電力値と比較して、信号の出力を制御する制御部をさらに具備することを特徴とする請求項１１記載の装置。
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