CN102449970A - 具有信道估计模块的集成电路及其方法 - Google Patents

Abstract

一种集成电路(505)包括：信道估计模块(560)，用于基于并行资源元素内的多个导频信号中的至少一个来生成至少一个信道估计信号(570)。信道估计模块(560)包括：扩展模块(810)，被配置为接收包括多个导频信号的解调基准信号(805)并且将扩展添加到解调基准信号(805)；逆离散傅里叶变换(IDFT)模块(820)，被配置为对扩展的解调基准信号执行逆离散傅里叶变换函数，以生成时域基准信号(830)；基准信号分离模块(840)，被配置为从时域基准信号(830)中分离出至少一个导频信号分量(850)。信道估计模块(560)还包括：离散傅里叶变换(DFT)模块(880)，被配置为对至少一个导频信号分量(850)执行离散傅里叶变换函数，以生成至少一个扩展信道估计信号(890)。

Description

具有信道估计模块的集成电路及其方法

技术领域

本发明的领域涉及包括用于生成至少一个信道估计信号的信道估计模块的集成电路及其方法。具体地，本发明的领域涉及包括信道估计模块的集成电路及其方法，该信道估计模块和方法用于基于并行资源元素内的多个导频信号中的至少一个来生成至少一个信道估计信号。

背景技术

在诸如正交频分复用(OFDM)和正交频分多址(OFDMA)传输系统以及单载波频分多址(SC-FDMA)传输系统的无线传输系统中，可用载波频带被划分成多个较小的子载波频带。然后，多个信号可以被调制到这些子载波频带上，并且通过可用载波频带同时进行发射。

理想地，由接收机接收到的信号匹配所发射的信号。然而，在真实通信信道中，诸如在无线传输信道中，接收到的信号将基于通信信道的特定传播特性(诸如存在信号干扰和多路径反射)而变化。因此，在许多OFDM系统中，接收机将执行信道估计过程，以确定信道对接收到的信号的影响。根据这样的信道估计，那么接收机能够确定如何针对信道衰落等来对接收到的信号进行补偿，以便于重新得到原始发射信号的适当形状。

可以以其实现该信道估计的一种方式是使接收机预先知道发射的信号的至少一部分的“调制”形状。然而，发射的数据通常是随机并且是不可预测的，并且因此该方式不适合用于该目的。一种解决方案是将已知的码元图案(通常被称为导频序列)嵌入发射的信号中。以该方式，通过检查信道对接收到的信号内的该嵌入的已知码元图案的影响，接收机能够估计通信信道对该接收到的信号其余部分的影响，从而允许接收机确定如何补偿该通信信道的影响。

图1图示了公知的用于OFDM接收机的信道估计电路100的框图的示例。信道估计电路100接收解调基准信号(DMRS)110作为输入，该解调基准信号(DMRS)110包括调制到子载波信号上的已知基准码元形式的导频信号。IDFT电路120将调制的DMRS信号110变换为时域。然后，滤波器电路130对时域信号执行滤波操作以从导频信号中滤除噪声，并且由此改善了信道估计信号的准确度。然后，DFT电路140将滤波的时域信号变换回频域以生成信道估计信号150。

对导频序列执行这样的基于DFT的信道估的问题在于称为“边缘效应”的效应，从而在例如通过滤波器电路130在时域中执行了滤波之后，当例如通过DFT电路140使用DFT将信号变换回频域时，估计的通信信道信息在频域信号的边缘处表现出高的均方差(MSE)。该不期望的现象随着分配的大小而增加。图2图示了传统频域信道估计方法210的MSE图和典型的基于DFT的信道估计方法220的MSE图的示例。如示，当基于DFT的信道估计方法220在分配的中心区域内充分执行时，基于DFT的信道估计方法220的图的每个边缘处的MSE非常差，并且与传统频域信道估计方法210的图的每个边缘处的MSE相比明显更差。

发明内容

本发明的目的在于提供一种包括信道估计模块的集成电路、包括这样的信道估计模块的通信单元及其方法，如所附权利要求所描述。

在从属权利要求中阐述了本发明的特定示例。

本发明的这些和其他方面将参考以下描述的实施例来阐明并且是显而易见的。

附图说明

参考附图，仅通过示例的方式来描述本发明的其他细节、各方面和实施例。附图中的元素为了简单和清楚而被图示，并且没有必要依比例绘制。

图1图示了公知的信道估计电路的框图的示例。

图2图示了典型的基于离散傅里叶变换(DFT)的信道估计方法的均方差(MSE)图的示例。

图3图示了通信单元的一部分的简化框图的示例。

图4图示了发射链模块的示例的简化框图。

图5图示了接收链模块的示例的简化框图。

图6图示了正交频分复用(OFDM)传输系统的示例。

图7图示了表示用于图6的OFDM传输系统的资源元素的资源网格的示例。

图8图示了图5的信道估计模块的示例。

图9图示了频域信号的扩展的示例。

图10和图11图示了解调基准信号内的导频信号的频域视图。

图12图示了传统频域信道估计方法、传统基于DFT的信道估计方法和基于DFT的信道估计方法的MSE图的示例。

图13图示了用于生成信道估计信号的方法的简化流程图的示例。

具体实施方式

现在将参考无线通信网络内的诸如基站收发信机的无线通信单元来描述示例。然而，应当理解，在此描述的示例不限于在这样的通信单元内进行使用，并且可以等同地适用于配置为在通信系统内执行信道估计的替代设备，例如，手持式移动电话等。此外，因为实现本发明的示例性装置在很大程度上是由本领域的普通技术人员公知的电子组件和电路组成，因此将不会比以下认为有必要说明的更大程度地解释电路细节，以便于理解和认识本发明的基本原理并且不混淆和混乱本发明的教导。

参考图3，图示了通信单元300的一部分的简化框图的示例。在图示的示例的上下文中，通信单元300是包括天线302的基站收发信机。这样，通信单元300包含可操作地耦合到天线302的各种公知的射频组件或电路306。通信单元300还包括信号处理模块308以及用于与例如无线电网络控制器(未示出)进行通信的Iub接口322。

为了完整性，信号处理模块308被耦合到存储器元件316，该存储器元件316存储操作机制(regime)，诸如解码/编码函数等，并且可以以各种技术来实现，各种技术诸如随机存取存储器(易失性)、(非易失性)只读存储器(ROM)、闪速存储器或者这些或其他存储器技术的任何组合。计时器318通常被耦合到信号处理模块308，以控制通信单元300内的计时操作。

根据一些示例，通信单元300被配置为在频分系统内进行操作，并且具体地，在正交频分复用(OFDM)通信系统中进行操作。然而，通信单元300可以被配置为在使用替代调制方案的通信系统内进行操作，诸如在正交频分多址(OFDMA)通信系统或单载波频分多址(SC-FDMA)通信系统内进行操作。

现在参考图4，图示了用于在例如OFDM系统内用于发射数据的发射链模块400的示例的简化框图。发射链模块400包括调制器410，该调制器410被配置为接收要发射的比特405，并且将那些数据比特405编码为码元。例如，调制器410可以被配置为使用其中对每个码元编码一个比特的二进制相移键控(BPSK)、其中对每个码元编码两个比特的正交相移键控(QPSK)或者其中对每个码元编码多个比特的正交幅度调制(QAM)方案来对数据比特405进行编码。然后，调制器410以用于传输编码码元流415的形式来输出这些数据码元。除了数据码元之外，调制器410还将导频信号包括在用于传输的编码码元流内，如下面的详细描述。然后，将编码码元流415提供给快速傅里叶反变换(IFFT)模块420，该IFFT模块420对编码码元流415执行快速傅里叶反变换运算，从而将其从频域转换为时域，以生成用于传输的编码时域信号425。

然后，将用于传输的时域信号425提供给循环前缀添加电路430，循环前缀添加电路430将循环前缀添加到每个数据时隙的起始。循环前缀的添加扩展了每个数据时隙的有效长度，从而允许在发射下个数据时隙之前解决随后接收到的信号的多路径部分。结果，可以基本上消除由于多路径干扰所引起的码元间干扰(ISI)。

然后，通过天线440在空中发射扩展的时域信号。例如，在由天线440进行发射之前，射频(RF)调制电路(未示出)可以将扩展的时域信号调制到适当的射频(RF)载波信号上。附加/替代模块元件可以被包括在发射链模块内，该发射链模块用于支持替代调制方案，诸如在例如SC-FDMA的情况下的DFT预编码模块450。

现在参考图5，图示了在例如OFDM通信系统内用于接收数据的接收机链模块500的示例的简化框图，例如，该接收机链模块500可以被实现在图3的通信单元300的RF电路306内。对于图示的示例，接收链模块500的至少一部分形成集成电路505的一部分。

天线510被配置为接收发射的信号，该发射的信号例如可以由图4的发射链模块400发射，并且天线510被配置为将接收到的信号提供给接收链模块500。接收到的信号通常可以包括调制到RF子载波信号上的一个或多个扩展时域信号。因此，RF解调电路(未示出)可以对接收到的信号进行解调，以重新得到扩展时域信号，然后将所述扩展时域信号提供给循环前缀移除模块520。

循环前缀移除模块520被配置为移除添加到接收到的信号内的数据时隙的循环前缀，以重新得到解码的时域信号525。然后，将解码的时域信号525提供给快速傅里叶变换(FFT)模块530，FFT模块530对解码的时域信号525执行快速傅里叶变换运算，从而将信号内的信息从时域转换为频域，以生成编码的码元流535。然后，将接收到的编码码元流535提供给均衡器540，均衡器540提取编码码元流535内的编码的码元，以重新得到其中编码的数据比特，并且输出重新得到的数据比特545。例如，可以使用其中对每个码元编码一个比特的二进制相移键控(BPSK)、其中对每个码元编码两个比特的正交相移键控(QPSK)或者其中对每个码元编码多个比特的正交幅度调制(QAM)方案来在码元流535内对数据比特进行编码。附加和/或替代逻辑元件可以被包括在接收链模块内，该接收链模块用于支持替代调制方案，诸如在例如SC-FDMA的情况下的IDFT模块580和解调器590。

在真实的系统内，在发射天线和接收天线之间的通信信道包括衰落特性，导致在接收到的信号内的数据码元的幅度和相位的降低和失真。为了补偿通信信道的衰落特性，通过发射链模块400内的调制器410将通常称为导频信号的已知基准码元包括在编码的码元流415内。因此，这些已知导频信号存在于由接收链模块500接收的编码的码元流535内。导频信号的值和布置(placement)是通信系统内的发射设备和接收设备二者都知道的。例如，导频信号可以基于已知的基准码元与已知的导频序列相乘，已知导频序列诸如Zadoff-Chu或CAZAC(恒定幅度零自相关波形)序列。以该方式，接收设备具有接收到的信号内的码元的至少一部分的先验知识。然后，接收设备能够使用该导频信号的先验知识来确定通信信道的脉冲响应，并且补偿通信信道的衰落特性，以便于更加准确地解调接收到的编码码元流535内的编码码元。

因此，图5的接收链模块还包括信道估计模块560，该信道估计模块560用于基于接收到的编码码元流535的并行资源元素内的多个导频信道550中的至少一个来生成至少一个信道估计信号570，并且向均衡器540提供该至少一个信道估计信号570。例如，多个发射设备可以在公共载波频带内同时发射导频信号，并且信道估计模块560可以被配置为对导频信号进行解复用，并且基于解复用的导频信号中的至少一个来生成信道估计信号。然后，均衡器540能够使用(一个或多个)信道估计信号570来补偿(一个或多个)相应通信信道的衰落特性，以便于更加准确地解调相应接收到的(一个或多个)编码码元流535内的编码码元。

这样的DFT和IDFT电路的使用导致的问题是“边缘效应”，由于该边缘效应而导致信道估计在其分配的边缘处表现出高的均方差(MSE)。该问题进一步由于OFDM传输系统的多个子载波属性而复杂化，其中，需要接收设备来执行对于多个通信信道的信道估计。具体地，随着将允许更快数据速度的当前蜂窝网络以及针对基于IP(因特网协议)业务优化的新的无线电接入技术的演进，已经引入了诸如MIMO(单用户和多用户MIMO)的技术。

多输入多输出(MIMO)系统通过在发射和/或接收中使用多个天线来增加传输信道容量。因此，可以同时在相同频带中发射不同的信号。基准信号(例如，导频信道)可以使用不同的资源元素(例如，如第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)的下行链路信道所提出的)来进行发送，或者被映射到相同资源元素(例如，如3GPP LTE上行链路信道所提出的，图7中图示的结构的示例)上，基准信号可以被发射以减轻检测过程。

图6图示了包括基站(BS)620和用户设备(UE)610的例如OFDM传输系统的示例。UE 610包括多个发射链(提供传输信道的多个输入)，并且BS 620包括多个接收链(提供用于传输信道的多个输出)。因此，UE 610和BS 620一起可以被配置为在多输入多输出(MIMO)的配置内进行操作以便于增强链路稳健性并且提高数据速率，例如，如通用移动电信系统(UMTS)的第三代合作伙伴项目(3GPP)长期演进(LTE)中所提出的。因此，UE 610和BS 620的每一个分别包括多个天线612、614、622、624以及多个收发信机电路616、618、626、628，其中为了简明的目的，对于UE 610和BS 620中的每一个分别示出了仅两个这样的天线和电路。此外，UE 610的发射链的数目不需要匹配BS 620的接收链的数目。为了成功地接收MIMO传输，接收机必须确定对于来自每个发射天线的通信信道的脉冲响应。

对于图6中所示的双天线/电路的示例，对于上行链路方向和下行链路方向中的每一个，存在需要确定其脉冲响应的总共四个通信信道。对于替代配置，诸如其中UE 610和/或BS 620包括不同数目的天线的配置，可能存在不同数目的通信信道。图6的示例图示了四个上行链路通信信道，其中，存在来自UE 610的第一天线612的两个通信信道630、640，到每个BS 620的天线622、624一个通信信道，并且存在来自UE 610的第二天线614的两个通信信道650、660，到每个BS 620的天线622、624一个通信信道。

现在参考图7，图示了第一资源网格710和第二资源网格720的示例，第一资源网格710表示例如UE 610的第一发射链的资源元素，UE610的第一发射链包括图6的收发信机电路616和天线612，第二资源网格720表示例如UE 610的第二发射链的连续资源元素，UE 610的第二发射链包括图6的收发信机电路618和天线614。对于图示的示例，资源网格710、720表示单个上行链路传输时隙(T)705的资源元素。传输系统带宽内的每个时隙包括N_{BW_sc}个子载波频率(在725处示出)，N_{BW_sc}个子载波频率被划分成资源块。因此，在每个资源网格710、720内，图示了资源块735，资源块735包括在N_{RB_sc}个子载波频率(图示的示例包括12个子载波频率，如730所示)上提供的资源元素。对于图示的示例，UE 610的发射链被配置为利用MIMO技术，并且这样，分配资源块735由UE 610的两个发射链来使用，并且UE 610的发射链被配置为在资源块735内的特定资源元素内周期性地发射基准信号。具体地，对于示出的示例，UE 610的发射链被配置为在资源块735的所有子载波频率730上的包括的公共时间索引(l＝3)的资源元素760内发射基准信号。因此，UE 610的两个发射链被配置为在资源块735的相同资源元素内发射基准信号。

因此，并且如图6中所示，UE 610的第一天线612在时隙705的资源块735的所有子载波频率730上的包括例如时间索引l＝3的每个资源元素760内发射基准信号。以该方式，包括天线622和收发信机电路626的BS 620的第一接收链以及包括天线624和收发信机电路628的BS 620的第二接收链中的每一个经由相应通信信道630、640中的一个接收来自UE 610的第一天线612的在包括已知时间索引的资源元素内的基准信号。同时，UE 610的第二天线614还在时隙705的资源块735的所有子载波频率730上的包括时间索引l＝3的每个资源元素760内发射基准信号。以该方式，包括天线622和收发信机电路626的BS 620的第一接收链以及包括天线624和收发信机电路628的BS 620的第二接收链中的每一个经由相应通信信道650、660中的一个接收来自UE 610的第二天线614的在包括已知时间索引的资源元素内的基准信号。

因此，如图6和图7中所示，BS 620的每个接收机链路在并行资源元素内接收来自UE 610的两个发射链的基准信号。结果，需要每个接收链对信道抽头进行解复用，以便于提取不同的基准信号。

现在参考图8，图示了图5的信道估计模块560的示例。信道估计模块560包括扩展模块810，该扩展模块810被配置为接收解调基准信号(DMRS)805，如图5所示的示例包括在接收到的编码的码元流535的并行资源元素内的多个导频信号550中的至少一个，并且将扩展添加到解调基准信号805。如下面更详细描述的，扩展模块810可以扩展导频信号包络的前边界和/或后边界，以便于在解调基准信号805内生成扩展频域信号。

信道估计模块560还包括逆离散傅里叶变换(IDFT)模块820，该逆离散傅里叶变换(IDFT)模块820被配置为对扩展解调基准信号执行IDFT函数，以便于生成时域基准信号830。对于图示的示例，解调基准信号805包括位于已经对其施加了频率调制的并行资源元素内的多个导频信号。因此，通过对扩展解调基准信号805执行IDFT函数，将导频信号分量从频域转换成时域。结果，时域基准信号830内的导频信号分量在时间上相对于彼此有效移位。

然后，信道估计模块560的基准和分离模块840从时域基准信号830中分离出至少一个导频信号分量850。例如，基准和分离模块840可以被配置为在与IDFT周期相对应的时间间隔上对时域基准信号830进行采样，以便于重新得到多个单独导频信号分量850。对于调制到除了IDFT函数的傅立叶频谱内的第一离散频率之外的频率上的导频信号，可以通过移位模块860对已经从时域信号830中分离出的相应的导频信号分量850进行移位，以将导频信号分量850重新定位到与移位的时域基准信号865内的第一采样间隔相对应的信道抽头。例如，移位模块860可以被配置为对导频信号分量执行循环移位函数。然后，滤波模块870可以执行对每个分离的(并且适当时移的)导频信号分量的滤波。可以实现不同种类的滤波来降低噪声水平。例如，消除噪声的简单方式是根据幅度阈值或子载波索引或者二者来使得大量的信道抽头为“空”。

然后，离散傅里叶变换(DFT)模块880被配置为对至少一个导频信号分量中的每一个执行DFT功能以生成至少一个扩展中间信道估计信号。然后，可以通过DFT模块880或者通过单独的逻辑元件(未示出)来修整(trim)与扩展电路810所添加的扩展相关的至少一个扩展中间信道估计信号的边缘，以生成需要的信道估计信号570，该信号570被配置为基本上不包括边缘效应。替代地，信道估计信号570可以包括DFT模块880所生成的扩展信道估计信号890。以该方式，可以将每个导频信号分量从时域变换回频域，以提供信道估计信号570，然后可以将该信道估计信号570提供给均衡器540。然后，均衡器540能够使用(一个或多个)信道估计信号570来确定对于(一个或多个)相应通信信道的脉冲响应，并且对(一个或多个)相应通信信道的衰减特性进行补偿，以便于更加准确地对相应接收到的编码码元流535内的编码码元进行解调。

如上所述，扩展模块810扩展导频信号包络，以在解调基准信号805内生成扩展频域信号。以该方式，从IDFT函数和DFT函数得到的边缘效应以及在时域中执行的滤波可以基本上被限制为频域信号的扩展区域，从而使得用于包含导频信号的子载波分配的真实频域信号能够基本上保持不受任何“边缘”效应的影响。

图9图示了包括解调基准信号805内的导频信号的频域信号的扩展的示例。在910处图示了用于包含导频信号的子载波分配的原始(真实)频域信号，并且表示(一个或多个)通信信道的脉冲响应。根据本发明的一些示例，扩展频域信号910，使得扩展的频域信号在原始频域信号910的起始920或结尾930周围的区域中基本上不包括非连续性，以便于允许在随后的分析期间的频域信号内的导频信号分量固定，并且因此使得包含导频信号的子载波分配的真实频域信号910保持基本上不受任何“边缘”效应的影响。

此外并且根据图9中所示的示例，可以扩展频域信号910，使得以基本上相同的幅度来分别施加到频域信号910的起始的扩展以及施加到频域信号910的结尾的扩展。以该方式，可以扩展频域信号910，使得可以基本上避免起始扩展信号和结束扩展信号相交时的任何不连续性。如图9中所示，这可以通过估计在真实频域信号910的开始和结尾处的切线940和950，并且然后扩展切线940、950使得它们相交并形成连续曲线960来实现。

根据一些示例，例如，在区别对待奇偶子载波的情况下外推可能包含同时发射的若干用户的接收到的频域信号。在区别对待奇偶子载波的示例中，每个(奇或偶)子载波是H1和H2的和。因此，能够直接外推(H1+H2)，这提供了与外推H1，然后H2，然后对所有值进行求和相同的结果。由于扩展创建的数学线性而能够进行该运算，如等式4所示。

例如，在存在两个发射设备，资源元素内的每个发射导频信号包括所有子载波频率上的相同公共时间索引的情况下(如图7所示)，可以区别对待奇偶子载波。因此，接收到的信号是两个独立传输的和：

R＝S₁H₁+S₂H₂+N    [等式1]

其中，S₁和S₂分别表示第一发射设备和第二发射设备的发射的序列，并且H₁和H₂分别表示第一发射设备和第二发射设备的通信信道。S₁和S₂二者可以共享相同的DMRS序列根；与一个序列相比对另一序列进行移位，使得在执行IDFT函数之后，信道抽头可以在时域中被分离。例如，在存在两个发射序列的情况下，每个发射机发射相同的已知序列(例如，已知基准信号乘以导频序列，诸如Zadoff-Chu或CAZAC序列)，但是，其中两个序列相对于彼此进行了时移。该时域中的移位可以是分配大小的一半，允许抽头的最佳分离。时域中的这样的循环移位在频域中以相位旋转转换为：

e^i∏*0＝+1；e^i∏*1＝-1[等式2]

因此，其中N_{_SC}是分配中子载波的数目：

$S_1=\left[\begin{array}{c}{S}_{1_1}\\ S_{1_2}\\ S_{1_3}\\ S_{1_4}\\ ...\\ S_{1_{N\_\mathrm{sc}}}\end{array}\right]$ 并且 $S_2=\left[\begin{array}{c}{S}_{2_1}\\ S_{2_2}\\ S_{2_3}\\ S_{2_4}\\ ...\\ S_{2_{N\_\mathrm{sc}}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}+s_{1_1}\\ -S_{1_2}\\ {+S}_{1_3}\\ -S_{1_4}\\ ...\\ -S_{1_{N\_\mathrm{sc}}}\end{array}\right]$

[等式3]

并且可以通过下式给出接收天线(R)处的接收到的信号乘以基准序列(S₁)的共轭y：

$y=\left[\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\\ y_3\\ y_4\\ ...\\ y_{N\_\mathrm{sc}}\end{array}\right]=R*\stackrel{\‾}{S_1}=\left[\begin{array}{c}{H}_{1_1}+H_{2_1}\\ H_{1_2}-H_{2_2}\\ H_{1_3}+H_{2_3}\\ H_{1_4}-H_{2_4}\\ ...\\ H_{1_{N\_\mathrm{sc}}}-H_{2_{N\_\mathrm{sc}}}\end{array}\right]+N*\stackrel{\‾}{S_1}$

[等式4]

图10图示了导频信号的频域视图。如示，y在偶数据流和奇数据流之间是分开的，奇数据流与y_x＝S_2x+S_1x情况下的子载波相对应，而偶数据流与y_x＝S_2x+S_1x情况下的子载波相对应，x是子载波索引。

可以单独外推解调基准信号y的奇流和偶流，以确定对于单独导频信号的每一个的扩展，如图11中所示，并且然后，外推的奇流和偶流中的每一个可以被重新混合并且被附加到初始解调基准信号y。

现在参考图12，图示了传统频域信道估计方法1210、传统基于DFT的信道估计方法1220以及基于DFT的信道估计方法1230的均方差(MSE)图的示例。如示，当传统基于DFT的信道估计方法1220在分配的中心区域内充分地执行时，传统基于DFT的信道估计方法1220的图的每个边缘处的MSE非常差，并且明显比传统频域信道估计方法1210的更差。然而，根据图示的示例的基于DFT的信道估计方法1230不仅在分配的中心区域内充分地执行，而且还在边缘处与传统频域信道估计方法1210执行得一样好，而且不存在与频域信道估计方法相关联的复杂度和成本。

现在参考图13，图示了用于基于并行资源元素内的多个导频信号中的至少一个来生成信道估计信号的方法的简化流程图1300的示例。该方法开始并且移动到步骤1310，其中接收包括多个导频信号的解调基准信号。接下来，在步骤1315中，接收到的信号乘以基准序列的共轭。然后，该方法移动到步骤1320，其中将扩展添加到相乘的解调基准信号。然后，在步骤1330中，对扩展的解调基准信号依次执行IDFT函数以生成时域基准信号。然后，该方法移动到步骤1340，其中执行信道抽头分离以从时域基准信号中分离出至少一个导频信号分量。接下来，在步骤1350中，如果有必要，则在时域内对(一个或多个)分离的导频信号分量施加循环移位。此后，在步骤1360中，还在时域内执行对分离的导频信号分量的滤波，以生成中间信号。然后，在步骤1370中，对包括导频信号分量的中间信号执行DFT函数，以将其从时域变换成频域内的扩展信道估计信号。然后，在步骤1380中，对中间信号进行修整以生成信道估计信号，并且然后该方法结束。

因此，前述方法和装置的示例使得能够在信道估计过程中使用IDFT函数和DFT函数基于包括多个频分复用导频信号的解调基准信号来生成对于通信信道的信道估计信号，因此使得能够简化信道估计电路的设计，同时当变换回频域时基本上消除了在信道估计分配的边缘处的高均方差(MSE)的问题。

在上述说明书中，已经参考本发明的实施例的特定示例描述了本发明。然而，明显的是，在不脱离所附权利要求所阐述的本发明的更宽范围的情况下，可以在本发明中进行各种修改和改变。例如，连接可以是适合于，例如，经由中间设备从或向相应节点、单元或设备传送信号的任何类型的连接。因此，除非暗示或声明，否则连接可以是例如直接连接或间接连接。

参考单个导体、多个导体、单向导体或双向导体来说明或描述在此讨论的导体。然而，不同实施例可以改变导体的实现。例如，可以使用单独的单向导体而不是双向导体，反之亦然。而且，多个导体可以用串行或者时间复用的方式传送多个信号的单个导体来代替。同样，承载多个信号的单个导体可以被分离出为承载这些信号的子集的多个不同导体。因此，对于传递信号存在很多选择。

因为实现本发明的装置在很大程度上是由本领域的技术人员公知的电子组件和电路组成，为了理解和了解本发明的基本原理并且为了不混淆和混乱本发明的教导，将不会在比以上图示的需考虑更大的程度上解释电路细节。

尽管已经参考特定导电类型或电势极性描述了本发明，但是本领域技术人员应当理解，可以颠倒导电类型和电势极性。

此外，描述中和权利要求中的术语“前”、“后”、“顶”、“底”、“之上”、“之下”等(如果存在)用于描述的目的，而没有必要用于描述永久相对位置。应当理解，在适当情况下如此使用的术语可以互换，使得在此描述的本发明的实施例能够以除了在此说明或描述那些以外的其他方位来进行操作。

因此，应当理解，在此描述的基础架构仅是示例性的，并且真实上，能够实现可以基本上实现相同的功能的许多其他基础架构。在摘要中，但仍然含义明确，有效地“关联”实现相同功能的组件的任何配置，使得实现期望的功能。因此，实现特定功能的在此组合的任何两个组件能够被看作彼此“关联”，使得不论结构或中间组件如何都实现期望的功能。同样地，如此关联的任何两个组件也可以被视作彼此“可操作地连接”或“可操作地耦合”以实现期望功能。

此外，本领域的技术人员将认识到，上述操作的功能之间的边界仅是示例性的。可以将多个操作的功能组合成单个操作，和/或可以将单个操作的功能分布在另外的操作中。此外，替代实施例可以包括特定操作的多个实例，并且在各种其他实施例中，可以改变操作的顺序。

而且，本发明不限于非可编程硬件中实现的物理设备或单元，而是还可以适用于能够通过根据适当程序代码进行操作以执行期望设备功能的可编程设备或单元中。此外，设备可以在物理上分布在多个装置中，而功能上作为单个设备进行操作。而且，功能上形成分立设备的设备可以被集成在单个物理设备中。

然而，其他修改、变型和替换也是可能的。因此，说明书和附图被认为是说明性的，而不是限制性的。

在权利要求中，括号之间放置的任何基准码元不应当被解释为限制权利要求。在权利要求中，词语“包括”不排除存在其他元件或步骤。此外，在此使用的术语“一”被定义为一个或多于一个。而且，权利要求中的诸如“至少一个”和“一个或多个”的引用短语的使用不应当被解释为暗指由不定冠词“一”引导的另一权利要求元素将包含这样引导的权利要求要求的任何特定权利要求限制为仅包含一个这样的元素的发明，即使当相同的权利要求包括引导短语“一个或多个”或“至少一个”以及不定冠词“一”。对于使用定冠词同理。除非另有说明，否则诸如“第一”和“第二”的术语用于任意地在这样的术语所描述的元素之间进行区分。因此，这些术语没有必要指示这样的元素的时间或其他优先级。在不彼此同的权利要求中引用特定测量的事实不指示这些测量的组合无法进行利用。

Claims (14)

1.一种集成电路(505)，包括信道估计模块(560)，所述信道估计模块(560)用于基于并行资源元素内多个导频信号中的至少一个来生成至少一个信道估计信号(570)，所述信道估计模块(560)包括：

扩展模块(810)，所述扩展模块(810)被配置为：接收包括所述多个导频信号的解调基准信号(805)，以及将扩展添加到所述解调基准信号(805)；

逆离散傅里叶变换(IDFT)模块(820)，所述逆离散傅里叶变换(IDFT)模块(820)被配置为：对扩展的解调基准信号执行逆离散傅里叶变换函数，以生成时域基准信号(830)；

基准信号分离模块(840)，所述基准信号分离模块(840)被配置为：从所述时域基准信号(830)中分离出至少一个导频信号分量(850)；以及

离散傅里叶变换(DFT)模块(880)，所述离散傅里叶变换(DFT)模块(880)被配置为：对所述至少一个导频信号分量(850)执行离散傅里叶变换函数，以生成至少一个扩展信道估计信号(890)。

2.如权利要求1所述的集成电路(505)，其中，所述DFT模块(880)进一步被配置为：对所述至少一个扩展信道估计信号(890)的至少一个边缘进行修整，以便于生成信道估计信号(570)。

3.如权利要求1所述的集成电路(505)，其中，所述扩展模块(810)被配置为：扩展包括所述导频信号的接收到的解调基准信号(805)的频域信号(910)，使得实现下述各项中的至少一个：

所述频域信号(910)被扩展到2的幂的长度；

所述扩展频域信号在所述原始频域信号(910)的起始或结尾周围的区域中不包括不连续性；以及

施加到所述频域信号(910)起始的扩展以及施加到所述频域信号(910)结尾的扩展分别以相同幅度开始和结束。

4.如权利要求1所述的集成电路(505)，其中，所述扩展模块(810)被配置为：单独地确定用于所述导频信号的分离频域信号的至少一个扩展，以及对用于分离频域信号的扩展求和以生成用于所述解调基准信号(805)的整体扩展。

5.如权利要求4所述的集成电路(505)，其中，所述扩展模块(810)被配置为：分离地外推所述解调基准信号(805)的奇流和偶流以确定用于分离导频信号的多个扩展，以及对所外推的奇流和偶流进行重新混合并且将所外推的奇流和偶流附加到所述解调基准信号(805)。

6.如权利要求1所述的集成电路(505)，其中，所述导频信号是基于已知基准码元乘以已知导频序列。

7.如权利要求6所述的集成电路(505)，其中，所述扩展模块(810)被配置为：在将扩展添加到所述解调基准信号(805)之前，使所述接收到的解调基准信号(805)乘以所述导频序列的共轭。

8.如权利要求6所述的集成电路(505)，其中，所述导频序列包括Zadoff-Chu或CAZAC(恒定幅度零自相关波形)序列。

9.如权利要求1所述的集成电路(505)，其中，所述信道估计模块(560)还包括：移位模块(860)，所述移位模块(860)被配置为：对从所述时域基准信号(830)中分离出的所述至少一个导频信号分量(850)执行循环移位函数。

10.如权利要求1所述的集成电路(505)，其中，所述信道估计模块(560)还包括：滤波器模块(870)，所述滤波器模块(870)被配置为：对从所述时域基准信号(830)分离出的所述至少一个导频信号分量(850)进行滤波。

11.如权利要求1所述的集成电路(505)，其中，所述信道估计模块(560)适用于在接收机链模块(500)内使用，所述接收机链模块(500)用于正交频分复用(OFDM)通信系统内接收数据。

12.如权利要求1所述的集成电路(505)，其中，所述信道估计模块(560)适用于在接收机链模块(500)内使用，所述接收机链模块(500)用于在多输入多输出(MIMO)通信系统内接收数据。

13.一种通信单元(300)，所述通信单元(300)包括如权利要求1所述的集成电路(505)。

14.一种用于生成信道估计信号的方法(1300)，所述方法包括：

接收包括多个导频信号的解调基准信号(1310)；

将扩展添加到接收到的解调基准信号(1320)；

对所扩展的解调基准信号执行逆离散傅里叶变换(IDFT)函数，以生成时域基准信号(1330)；

从所述时域基准信号中分离出至少一个导频信号分量(1340)；以及

对所述至少一个导频信号分量执行离散傅里叶变换(DFT)函数，以生成至少一个扩展信道估计信号(1370)。

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