JP4173321B2 - 無線送信機、無線送信システム、無線受信機及びこれらのプログラム - Google Patents

無線送信機、無線送信システム、無線受信機及びこれらのプログラム Download PDF

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は例えば受信機において受信信号の伝搬路特性(以下、チャネル特性とかインパルス応答と書くこともある)を推定し、その推定チャネルを用いて受信信号を等化復号することを繰り返すターボ受信機、特に同一周波数帯を使用し同一時刻に送信を行うN個(Nは1以上の整数)の送信機からの信号をM個(Mは1以上の整数)のアンテナで受信するシステムの送信機及び受信機に適用して好ましい、送信機及び受信機に関する。
【0002】
【従来の技術】
移動体通信事業の課題は限られた周波数上でいかに高品質で多数のユーザを収容できるかということにある。このような課題を解決する手段として、多入力多出力(Multi-Input Multi-Output:MIMO)システムがある。このシステムでは図1に示すように複数の送信機S1〜SNが同一周波数帯を使用し、同一の時間に互いに独立な情報系列の送信を行い、これらの送信信号を複数のアンテナA1〜AMを備えるMIMOターボ受信機10で受信し、MIMOターボ受信機10は受信信号を等化復号処理して各送信機S1〜SNの送信シンボルを推定して出力端子Out1〜OutNに別々に出力する。
【0003】
多入力多出力ターボ受信法としては、電子情報通信学会、信学技報SST2000−122,A・P2000−256,RCS2000−256,MW2000−247(2001−03),P.75〜80「周波数選択性MIMOチャネルにおける時空ターボ等化器」において提案されている。これに提案されている多入力多出力ターボ受信法を可能とする送信機の構成を図2に示す。情報ビット系列に対してチャネル符号器11で誤り訂正符号化を行ない、誤り訂正符号化により得られた符号化ビット系列(符号誤系列)をインタリーバ12でインタリーブ(並べ替え)した後、変調手段13で搬送波信号を、例えばQPSK変調して送信する。その際、各フレームごとに、トレーニングシンボル系列生成手段14よりのその送信機に固有のトレーニングシンボル系列を多重化手段15を通じて送信しこれに引き続き符号化ビット系列を送信する。通常はこの多重化手段15の出力は高周波信号に変換されアンテナより電波として放射される。
【0004】
図1中の多入力多出力ターボ受信機10は各アンテナA1〜AMで受信された信号は図3に示していないが、受信増幅後、ベースバンド信号に変更され、更に例えばシンボル(ビット)周期又はその整数分の1でサンプリングされてデジタル信号の受信信号として入力端子211 〜21M より多入力多出力(MIMO)等化部22に入力される。また各アンテナよりの受信信号はチャネル推定部23にも入力され、このチャネル推定部23にはトレーニングシンボル系列生成部24から各送信機S1〜SNよりのトレーニングシンボル系列と同一のトレーニングシンボル系列が入力され、各送信機Sn (n=1,…,N)と受信アンテナA1〜AMとの間の伝搬路特性、つまりインパルスレスポンス(チャネル特性)がそれぞれ推定される。
【0005】
図4にチャネル推定部23の構成例を示す。トレーニングシンボル系列生成部24からの全ユーザ(送信機)のトレーニングシンボルに対し適応アルゴリズム演算部231からチャネル特性推定値を畳み込み部232により畳み込み積分を行って受信信号のレプリカを作成し、その受信信号のレプリカを受信信号から減算部233で差し引き、誤差信号を求める。適応アルゴリズム演算部231により、減算部233よりの誤差信号、等化範囲信号、前繰り返し時のチャネル特性推定値を用いて、チャネル特性推定値を更新する。この適応アルゴリズムとしては、例えばRLSアルゴリズムを用いることができる。等化範囲信号はMIMO等化部22における等化可能な区間を示す信号である。
【0006】
これら推定されたチャネル特性と、各送信機信号と対応した系列用復号部251 〜25N よりの第2事前情報系列λ1 P〜λN PとがMIMO等化部22に入力され、全入力系列の等化処理が一括して行われ、その各送信機(ユーザ)ごとの信号系列復号部251 〜25N に供給される。
MIMO等化部22の構成を図5に示す。MIMO等化部22には受信信号、各復号部251 〜25Nの各SISO復号器から帰還される事前情報系列λ1 P〜λN P、チャネル推定部23よりのチャネル特性推定値が入力される。各系列用等化手段271 〜27Nにおいて、第2事前情報系列λ1 P〜λN Pとチャネル特性推定値とよりその系列(送信機信号)における受信信号中の干渉レプリカを干渉レプリカ生成部28でそれぞれ再生し、これを受信信号から減算部29でそれぞれ差し引くことで符号間干渉(ISI)、チャネル間干渉(MAI)を低減する。さらに、それぞれ減算部29の出力について最小平均2乗誤差(MMSE)フィルタ31によりそれぞれ処理して残っているISI及びMAIを除去し、そのフィルタ処理結果に対し事前情報計算部32で各シンボルの第1事前情報系列を計算し出力する。事前情報計算部32では、MMSEフィルタ31の出力、チャネル特性推定値、前回処理の第2事前情報が入力され、各送信機ごとの受信信号の情報ビット(シンボル)b(i)が+1である確率と−1である確率の対数尤度比Λ1 が計算され、そのΛ1 からその送信機の前回処理の第2事前情報が引算されて、等化処理結果の信頼度を示す第1事前情報として出力される。
【0007】
MIMO等化部22よりの各ユーザ(送信機)ごとの第1事前情報系列は図3に示すように各系列用復号部251 〜25N でデインタリーバ33で逆並び替え(デインタリーブ)された系列としてSISO(Singl Input Singl Output)復号器34に入力され、SISO復号(誤り訂正復号)が行われる。SISO復号器34では、誤り訂正復号処理を作った復号結果及びその信頼度を示す第2事前情報系列を出力する。その各第2事前情報系列はそれぞれインタリーバ35でインタリーブされてMIMO等化部22へ入力される。同一受信信号に対し、このMIMO等化処理及びSISO復号処理を複数回繰り返し、最終的な復号結果を出力する。これらの各部の制御及び繰り返し処理を制御部36が行う。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
MIMOシステムでは、各送信アンテナと各受信アンテナとの間のインパルス応答(チャネル特性)の独立性を利用して、各ユーザ信号を互いに分離している。つまり各ユーザ信号が異なる複数の伝搬路いわゆるマルチパスを通って受信機に到達し、これらマルチパスのチャネル特性の違いに基づきユーザ信号を分離している。このため受信信号のBER(ビット誤り率)特性はマルチパス数に依存し、マルチパス数が少ない場合には、BER特性が大幅に劣化する場合がある。
MIMOシステムに限らず単一ユーザの場合もマルチパス数が少ないと、ダイバーシチブランチ数が少なく、受信信号の等化を精度よく行うことができず、同様にBER特性が大幅に劣化する場合がある。
【0009】
【課題を解決するための手段】
この発明によれば見掛け上増加したい伝搬路数の複素係数を送信信号に畳み込んで送信する。この構成により擬似的にマルチパス数を増加して、ダイバーシチブランチ数をふやし、チャネル間のインパルス応答の独立性を高め、受信特性の劣化を防ぐ。
【0010】
【発明の実施の形態】
<第一実施形態>
図6にこの発明をMIMO通信システムとした移動通信方式における上り通信システムに適用した第1実施形態の機能構成を示す。移動機MS1 〜MSNのそれぞれにおいてその情報ビット系列1〜Nはそれぞれ送信シンボル生成部41に入力されてそれぞれ送信シンボル系列が生成される。各送信シンボル生成部41は例えば図2に示したように構成される。各送信シンボル系列は誤り訂正符号化されたものである。この実施形態では各移動機MS1 〜MSN にそれぞれ複素係数生成部42が複数(P個)設けられ、これら複素係数生成部42により生成された複素係数が、送信シンボル生成部41よりの送信シンボル系列に対し、それぞれ別個の畳み込み部43において畳み込み積分がなされる。これら畳み込み部43の出力はこの例では別個の送信アンテナASn(n=1,2,…,N)から送信される。図に示していないが各畳み込み部43の出力は高周波信号に変換されてアンテナASn へ供給される。N個の移動機MS1 〜MSN は同一時刻に同一周波数帯で送信を行う。
【0011】
複素係数生成部42は見掛け上増加したい伝搬路数Lが入力され、ノルム(絶対値)の二乗和が一定で偏角がランダムなL個の複素係数を生成する。この例では基地局装置BSから、後で述べるが各移動機MSn ごとの見掛け上増加したい伝搬路数Ln が例えば制御チャネルにより送信され、この伝搬路数Ln を、各移動機MSn はその受信部44により受信し、その数Ln を複素係数生成部42に入力する。
複素係数生成部42では例えば図7Aに示すように絶対値計算部421に伝搬路数Ln と、その移動機MSn の送信アンテナASn の数Vn とが入力され、√(1/(Ln ×Vn ))=sが計算される。一方、乱偏角生成部422から0θ<2πの一様分布の偏角θが生成され、そのθについて余弦計算部423、正弦計算部424でそれぞれcosθ、sinθが計算され、これらに対し絶対値sが乗算部425,426でそれぞれ乗算され、これら乗算結果x=scosθ,y=ssinθが複素係数W=x+jyとして求められる。このような複素係数がLn 個生成される。この時、このLn 個の複素係数W1 ,W2 ,…,WLn のノルム(絶対値)の和は一定値となる。
【0012】
あるいは図7Bに示すように、複素係数の絶対値が平均0分散1のガウス(正規)分布に従う正規乱数x′1 ,x′2 ,…,x′Lnとy′1 ,y′2 ,…,y′Lnを正規乱数生成部427,428でそれぞれLn 個づつ生成し、Ln 個の複素係数の二乗和が移動機MSn のアンテナ数Vn の逆数となるように正規化部429で正規化してx1 ,x2 ,…,xLn,y1 ,y2 ,…,yLnを出力するようにしてもよい。つまり(ax′12 +(ax′22 +…+(ax′Ln2 +(ay′12 +(ay′22 +…+(ay′Ln2 =1/Vn
a=√(1/Vn (x′1 2+x′2 2+…+x′Ln 2+y′1 2+y′2 2+…+y′Ln 2))
を満すaを正規化部429で求め、更にx′1 ,x′2 ,…,x′Ln,y′1 ,y′2 ,…,y′Lnにそれぞれaを乗算して、x1 ,…,xLnとy1 ,…,yLnを出力すればよい。正規乱数生成部427と428を兼用して、2Ln 個の正規乱数を生成し、それらのLn 個づつをx′1 ,…,x′Lnとy′1 ,…,y′Lnとしてもよい。
【0013】
正規乱数生成部427,428としては例えば、図8Aに示すように乱数生成部42−1より0U<1の範囲の一様な乱数Uを12個U1 ,U2 ,…,U12生成し、加減算部42−2でこれら12個を加算し、その加算値から6を減算して正規乱数x′又はy′として出力する。
あるいは図8Bに示すように、−1x′1,−1y′1の各範囲のx′,y′を一様に乱数生成部42−1,42−1′でそれぞれ生成し、判定部42−3でx′2 +y′2 1となるx′,y′のみを採り、その2乗平均√(x′2 +y′2 )を2乗平均部42−4で求め割算部42−5,42−6でそれぞれx=x′/(√(x′2 +y′2 )),y=y′/(√(x′2 +y′2 ))を演算して複素係数Wの実数部xと虚数部yとして出力する。
【0014】
あるいは図8Cに示すように、0U<1の範囲の乱数Uを乱数生成部42−1で生成し、そのUの関数F(s)=1−e-s/2の逆数を関数値逆数計算部42−7で計算し、つまり−2loge(1−U)=sを計算し、このsを図7Aについて説明した絶対値sとして乱偏角θの余弦値cosθと正弦値sinθとにそれぞれ乗算してx=scosθ,y=ssinθを求めてもよい。
見掛け上増加したい伝搬路(パス)数Ln は前回のLn に対する差分ΔLn として受信される場合がある。その場合は例えば図7A中に破線で示すように、レジスタ42−10内の現在の見掛け上増加したいパス数Ln と受信したパス増減数ΔLn を加算部42−11で加算し、その加算結果でレジスタ42−10の内容Ln を更新して絶対値計算部421へ供給すればよい。
【0015】
上述したように、P個の複素係数生成部42でそれぞれ得られたLn 個の複素係数をP個の畳み込み部43で送信シンボルに対し畳み込み積分をする。畳み込み部43は例えば図9に示すように、1シンボル長の遅延時間を有する遅延素子431の複数個の直列に接続され、その一端に送信シンボル系列nが入力され、各遅延素子431の出力に対し、乗算部432において、複素係数Wn1,Wn2,…,WnLn がそれぞれ乗算され、これら乗算結果は加算部433で加算されて畳み込み部43の出力とされる。P個の複素係数生成部43で生成する複素係数は互いにランダムに生成し、各移動機MSn において互いにランダムに生成する。
【0016】
前述したように複素係数Wの実数部x、虚数部yはそれぞれ正規分布、かつ偏角(位相)が一様分布しているから、複素係数Wは絶対値がレイリー分布で位相(偏角)が一様分布となる。一方、陸上移動通信などの陸上無線通信においては同一信号電波が反射などにより各種経路(パス)を通じて受信され、伝搬路でフェージングが生じたものとなり、その受信信号はその包絡線変動がレイリー分布、位相(偏角)変動が一様分布となることが知られている。従って、送信シンボル系列に前述したLn 個の複素係数を畳み込み積分することは、見掛け上、送信シンボル系列がLn 個のパスを通って受信側に到達した信号に変形されたことになる。
【0017】
各P個の畳み込み部43の出力はこの例ではP個の送信アンテナASn より送信される。畳み込み部43の個数Pは移動機によって異ならせてもよい。図10に1つの移動機MSn についてのみ示すが、複素係数生成部42及び畳み込み部43を各1個設け、送信アンテナASn をそれぞれ複数としてもよい。各移動機MSn において送信アンテナASn の数と畳み込み部43の数とを同一値としなくてもよい。
基地局装置BSの受信機は図3に示したものと同様に、高周波部分を省略して対応する部分に同一参照番号を付けて示すと図6に示すようになる。チャネル推定部23においてトレーニング信号系列生成部24からトレーニング信号系列が入力され、各送信シンボル生成部41と各受信アンテナとの間のインパルス応答(チャネル特性)が推定される。チャネル推定部23の構成を図4に示した従来のものと同様にすることができる。このチャネル推定部23において、移動機MSn における複素係数による畳み込み処理による見掛け上の伝搬路と実際の伝搬路とを併せた部分を擬似的にチャネルとみなし、この擬似チャネル特性をまとめて推定することになる。このため、この実施形態では移動機側で生成した複素係数の情報を基地局装置BSに伝達する必要はない。また、ここでは、各移動機MSn の送信シンボル生成部41と各受信アンテナとの間のチャネル特性を推定すればよく、各送信アンテナと各受信アンテナとの間のチャネル特性を推定する必要はない。
【0018】
この推定されたインパルス応答(チャネル特性)はMIMO等化部22に、図3におけるMIMO等化部22に対するチャネル特性入力と同様のチャネル特性として入力され、等化部22の出力は図3中の系列用復号部251 〜25N からなる復号部25に入力されて、各移動機MSn からの各情報ビット系列が判定出力される。
この実施形態では推定されたインパルス応答は増減パス数計算部51に入力され、各送受信期間のインパルス応答中の有効パス数がカウントされる。ここで有効パス数は、あるしきい値以上の電力のパスと定義することができる。MIMO等化部22で等化可能な最大パス数から、各ユーザ(移動機MSn )ごとのその送信アンテナと全送受信アンテナA1〜AMとの間の有効パス数の最大値を引き、この結果ΔLn を見掛け上増加する伝搬路数と対応する値として対応する移動機MSn に例えば制御チャネルの送信部52を通じて送信される。
【0019】
増減パス数計算部51は例えば図11に示すように、チャネル推定部23で推定した移動機MSn と受信アンテナAmとの間のインパルス応答hnmが有効パルス数計数部51−1nmに入力され、受信機のサンプリングクロック間隔で得られるその各成分の絶対値がしきい値発生部51−2よりのしきい値と比較され、しきい値以上であれば論理値“1”を、以下であれば論理値“0”を出力し、比較部51−3の出力は、インパルス応答hnmの入力と共に、基地局装置BSにおける受信信号をデジタル信号に変換する際のサンプリングクロックと同期してシフトレジスタ51−4に取り込まれる。シフトレジスタ51−4内における、“1”が格納されているシフト段中の最も初段側のものと最も終段側のものとの間のその両端を含むシフト段数が区間長検出部51−5で検出され、有効パス数として出力される。同様にして全ての受信アンテナについての有効パス数計数部51−1n1〜51−1nmより検出された有効パス数中の最大値が最大値検出部51−6で検出され、これが移動機MSn との間の有効パス数とされる。この有効パス数が、等化可能レジスタ51−7よりの等化部22で等化可能な最大パス数より減算部51−8で減算され、その減算結果から、前回レジスタ51−9よりの前回の減算結果が減算部51−10で差し引かれ、この結果ΔLn が増減パス数計算部51の出力とされる。
【0020】
例えば前回レジスタ51−9の初期値は0とされ、各受信フレームごとに増減パス数が求められ、最大有効パス数が減少すれば、その減少した分見掛け上のパス数を増加する指示が対応移動機MSn に対し行われる。このように増減パス数ΔLn を送信する代りに、見掛け上増加したいパス数Ln 、つまり減算部51−8の出力を送信してもよい。あるいは移動機MSn で基地局装置BSの等化可能最大範囲を知っている場合は最大有効パス数を送信してもよい。このΔLn 又はLn あるいは最大有効パス数は各移動機MSn 対応に求められて送信される。移動機MSnについて見掛け上の伝搬路数を増加すればよく、必ずしも上記Lnではなく、これより小さくしてもよく、しかしLnより大にすると、返って干渉が多くなる。
この実施形態によればMIMO等化部22へ供給されるチャネル特性推定値は、各移動機MSn ごとにその送信シンボル生成部41から受信アンテナA1〜AMまでのチャネル特性推定であるから、各畳み込み部43でチャネル(パス)が見掛け上Ln-1だけ増加されたものとなり、それだけ各移動機MSn と受信アンテナ間のインパルス応答の独立性が高くなり、複数のユーザ信号の分離がし易くなる。またパス(時間)ダイバシチ効果も大となる。
【0021】
<第2実施形態>
この発明の第2実施形態は第1実施形態において、各移動機MSn で用いた複素係数系列を基地局装置BSに伝送し、基地局装置BSのチャネル推定部23における未知数を減らすことで、より少ないトレーニング信号数で高精度なチャネル特性の推定を可能とするものである。
図12にこの第2実施形態を適用したMIMO通信システムにおける上りの機能構成例を示し、図6と対応する部分に同一参照番号を付けてある。この第2実施形態は第1実施形態の各移動機MSn において複数の送信アンテナASn ごとにトレーニングシンボル生成部14と多重化部55を付加し、各畳み込み部43の出力と、対応するトレーニングシンボル生成部41よりトレーニングシンボル系列とが対応する多重化部55で多重化されて対応する送信アンテナASn の1つへ供給される。なお、各送信シンボル生成部41においては、トレーニング信号の多重は行わない。またトレーニングシンボル生成部14は各移動機MSn ごとにかつ送信アンテナASn の各1個ごとに異なるものが用いられる。各移動機MSn の各複素係数生成部42で生成したLn 個の複素係数(系列)は例えば制御チャネルを通じて送受信部56から基地局装置BSへ送信される。
【0022】
図13に基地局装置BSにおいて複素係数系列を用いてチャネル特性推定を行うチャネル推定部58の構成例を示す。まず、アンテナ間推定部581において、図4に示した従来のチャネル特性推定と同様に、全ユーザの全トレーニングシンボル系列に適応アルゴリズム演算部231よりのチャネル特性推定値を畳み込み部232において畳み込み積分を行い受信信号のレプリカを作成し、減算部233でこの受信信号のレプリカを受信信号から差し引き、誤差信号を求める。適応アルゴリズム演算部231により、この誤差信号、等化範囲信号、前繰り返し時のチャネル推定値を用いて、チャネル推定値を更新する。この適応アルゴリズムとしては、例えばRLSアルゴリズムを用いることができる。
【0023】
この求められたチャネル特性推定値を分割部582により各ユーザ(移動機MSn )の各アンテナのチャネル特性推定値に分けユーザごとの擬似チャネル付加部5831 〜583N に供給される。トレーニングシンボル系列が前述したように送信アンテナごとに区別されているため各ユーザごとにその送信アンテナASn の各1個づつについての送信アンテナと受信アンテナ間のチャネル特性推定値を求めることができ、これらを分離して対応する擬似チャネル付加部583n へ供給する。
【0024】
各擬似チャネル付加部583n ではP個のチャネル特性推定値(Pは移動機MSn の畳み込み部43、アンテナASn の数)に対し、対応する複素係数列を畳み込み部584で畳み込み積分し、これらP個の畳み込み積分値を加算部585で加算する。この送信側(移動機MSn )で複素係数の畳み込み積分が行われていないトレーニングシンボル系列チャネル特性推定値に対する複素係数による畳み込み処理とアンテナ間チャネル特性推定を併せた部分を、移動機MSn の送信シンボル生成部41から基地局装置BSまでのチャネル特性とを擬似的にみなし、これをチャネル特性推定値としてMIMO等化部22へ供給する。基地局装置BSの送受信部586に例えば制御チャネルを介して各移動機MSn からP個の複素係数列が受信されるが、移動機MSn 側で例えば第1番目の畳み込み部43に用いた複素係数列を、その畳み込み部43の出力が送信される第1番目のアンテナ、つまり第1番目のトレーニングシンボル系列と対応したアンテナ間チャネル特性推定値に第1番目の畳み込み部584で畳み込み積分を行う。第1実施形態と同様に各移動機MSn によって使用する畳み込み部43、送信アンテナASn の数Pは異なっていてもよい。また基地局装置BSでは増減パス数計算部51により各移動機MSn ごとに見掛け上増加したい伝搬路(パス)数、つまりΔLn 又はLn を計算して、送受信部586より各移動機MSn へ送信する。
【0025】
更に図14に1つの移動機MSn についてのみ示すが、畳み込み部43を1個とし、トレーニングシンボル生成部14、多重化部55も各1個とし、送信アンテナASn を複数個としてもよい。この場合、基地局装置BSのチャネル推定部58は図13において、各擬似チャネル推定部5831 〜583N はそれぞれ畳み込み部584が1個づつ設けられる。
【0026】
<第3実施形態>
第1及び第2実施形態において各移動機MSn は1つの情報ビット系列について1つの送信系を用いたが、この発明の第3実施形態は複数の情報ビット系列送信系を用いて1つの情報ビット系列の送信をするようにしたものである。
図15に第3実施形態をMIMOシステムの上りに適用した場合の1つの移動機MSn と基地局装置BS内の移動機MSn よりの信号受信に関係する部分を示す。
移動機MSn における情報ビット系列nは直列並列変換部61により例えばビット速度が1/qとされたq個の情報系列に変換され、これら各情報系列はq個の送信シンボル生成部41にそれぞれ供給され、各送信シンボル生成部41は図2に示した構成と同様のものとされるが、そのトレーニングシンボル系列生成部14と多重化手段15は省略される。これら送信シンボル系列生成部41より送信シンボル系列はそれぞれ例えばP個の畳み込み部43へ供給される。
【0027】
各P個の畳み込み部43にはそれぞれP個の複素係数生成部42からのLn 個の複素係数が設定される。この例ではこれらLn 個の複素係数の組(列)は互いにランダムなものとされた場合である。各送信シンボル系列と対応するP個の畳み込み部43の出力はそれぞれ対応するP個の加算部62の1つへ供給され、各加算部62では複素係数が畳み込み積分された送信シンボルのq個が加算されてそれぞれ対応する多重化部55でトレーニングシンボル生成部14からの移動機MSn のトレーニングシンボル系列と多重化されて、P個の送信アンテナASn の対応する1つへ供給される。送受信部56で基地局装置BSからの移動機MSn に対する見掛け上増加するパス数と対応するデータ(Ln 又はΔLn )が受信され、またP×q個の複素係数生成部42の生成複素係数列が基地局装置BSへ送信される。
【0028】
基地局装置BSにおいてはチャネル推定部58において、各移動機MSn より受信信号のアンテナ間チャネル特性推定値を各移動機MSn のトレーニングシンボル系列の差により分割部582で分離し、更に分割部582において、各送信シンボル系列ごとに分離し、図16に示すように、第1〜第q系列用擬似チャネル付加部583n1〜583npへ供給される。第1系列用擬似チャネル付加部583n1では移動機MSn における分割された第1送信シンボル系列に対する畳み込み用複素係数のP列がそれぞれ畳み込み部584で入力されたP個のアンテナ間チャネル特性推定値の対応するものに対しそれぞれ畳み込み積分される。この畳み込み積分出力が加算部585で加算されて、第1系列用擬似チャネル推定値とされる。
【0029】
同様にして、分割された他の送信シンボル系列と対応する擬似チャネル推定値が求められる。これらq個の擬似チャネル推定値が移動機MSn の信号に対するMIMO等化部22にそれぞれチャネル特性推定値として供給され、その復号部25から移動機MSn のq列の分割送信シンボル系列に対する受信シンボル系列が得られ、これらが並列/直列変換部64により直列系列に変換されて、移動機MSn の送信情報ビット系列nが再生される。
この第3実施形態においても、図17に示すように各分割送信シンボル系列ごとに1個の複素係数生成部42と畳み込み部43の組を設け、その各畳み込み部43の出力をP個の加算部62に分配するようにしてもよい。この場合は基地局装置BSの各擬似チャネル付加部5831n〜583pnはそれぞれ、畳み込み部584が1個づつ設けられ、その各出力がそれぞれ擬似チャネル推定値となる。
【0030】
上述した第3実施形態では、分割送信シンボル系列の数qと送信アンテナASn の数Vn とを同一としたが、これに限らない。例えばq>Vn としても、逆にq<Vn としてもよい。後者の場合はパスダイバーシチイのパス数が増加し、受信特性が改善されることが期待される。
上述した第1〜第3実施形態ではそれぞれ移動通信方式の上り側の構成を例としたが、下り側の構成にも同様に適用できる。
【0031】
<第4実施形態>
ビルディング(高層建築)間の通信や移動通信方式の基地局間通信で用いられるマイクロ波伝送においては従来指向性の広がりがあるため、同じ周波数帯を利用する複数のアンテナを並べて伝送することは困難であった。しかし、MIMO受信法を用いることで、両局のアンテナとしてそれぞれ複数のアンテナを並べて同一周波数帯での並列伝送が可能となる。
マイクロ波伝送では、指向性を鋭く絞り、主に見通し内通信を行うため、ISI(符号間干渉)はほぼ生じない。このマイクロ波通信に従来のMIMOシステムをそのまま適用した場合、有効パス数が少ないことから、情報系列の分離が困難になる。
そこで、この発明の第4実施形態を適用してマルチパス数を擬似的に増加することにより、情報系列間のチャネル特性相関の独立性を高く保つようにして受信特性を改善する。また、先にも述べたとおり、伝搬環境はほぼ変化せず、マルチパスが存在しないことから、見掛け上増加しない伝搬路(パス)の数Ln は多重化する情報ビット系列の数Nに応じて固定値とすればよい。
【0032】
図18及び図19にこの第4実施形態の各実施例を示す。一方の局装置71から他方の局装置72への片方向通信の構成を示したが、局装置71に図中の局装置72の構成も、また局装置72に図中の局装置71の構成も設けることにより両方向通信にも適用できる。
図18は図6に示した第1実施形態において移動機MS1 〜MSn を局装置71に収容し、受信部44及び図7A中のレジスタ42−10、加算部42−11を省略し、また局装置72は図6中の基地局装置BSから増減パス数計算部51、送信部52を省略したものである。この場合も送信機の構成を各情報ビット系列nに対し、図10に示した構成とすることもできる。
【0033】
図19は図15に示した第3実施形態において、局装置71では移動機MSn 中の直列/並列変換部61を省略して、各送信シンボル生成部41に、情報ビット系列1〜Nをそれぞれ入力し、送受信部56を省略したものとし、局装置72では図15中の基地局装置BS中から増減パス数計数部51、送受信部586、並列/直列変換部64を省略したものとすればよい。この場合も情報ビット系列数Nと送信アンテナ数Vとが同一の場合に限らず、N>V逆にN<Vとしてもよい。また図17に示したように、各情報ビット系列nごとに複素係数生成部42と畳み込み部43を各1個づつ設けたものとしてもよい。
更に図に示していないが、局装置71に、図12に示した第2実施形態の移動機MS1 〜MSN を収容し、送受信部56を省略したものとし、また局装置72として、図12中の基地局装置BS中から増減パス数計数部51、送受信部586を省略したものとしてもよい。この場合も、局装置71として各情報ビット系列nに対する構成を図14に示すものとしてもよい。
【0034】
上述ではこの発明をMIMOシステムに適用したが、1個の送信情報ビット系列を送受信するシングルユーザシステムにおいてもこの発明を適用することができる。この場合は、送信側の構成は第1又は第2実施形態における1つの移動機MSn の構成と同様なものとし、受信側は、従来のシングルユーザターボ受信機において、そのチャネル推定部の構成と同一(第1実施形態の場合)、又は図13中から分割部582を省略し、擬似チャネル付加部5831 〜583N 中の1つを残し、他を省略したものとすればよい。また上述ではこの発明をターボ受信機に適用したが、他の受信方法、例えば最尤系列復号法を用いる受信機などにも適用することができる。
上述した各実施形態において移動機あるいは局装置71の1つの情報ビット系列nに対する構成、基地局装置あるいは局装置72の構成を、コンピュータにプログラムを実行させて機能させることもできる。この場合、コンピュータに、対応する送信機プログラム又は受信機プログラムを、CD−ROMあるいは可撓性磁気ディスクなどの記録媒体からインストールし、又は通信回線を介してダウンロードして、そのプログラムをコンピュータに実行させればよい。
【0035】
特性評価
電子計算機によるシミュレーションによりこの発明の特性評価を行った。以下にシミュレーションに用いたパラメータを示す。
【0036】
チャネル フラットフェージング通信路
情報ビット/フレーム 128
変調方式 QPSK
同時送信ユーザ数N 2
アンテナ数Vn /ユーザ 4
受信アンテナ数M 2
等化器 SC/MMSE
復号アルゴリズム Max−Log−MAP
符号化率 1/2
拘束長 3
チャネル推定 既知
また、見掛け上増加したいパス数Ln を3とした。この評価は、第1、第2実施形態において、ユーザ数Nを2、受信アンテナ数を2とした場合、或いは第3、第4実施形態において、情報ビット系列数2、受信アンテナ数2とした場合の評価であり、これらは同一評価値となる。図20に、この発明を用いた場合と、従来のMIMO受信法を用いた場合のBER(ビット誤り率)特性を示す。図において縦軸は平均BERを、横軸は1アンテナ当りの雑音密度N0 に対するビットエネルギーEb 比をそれぞれ示し、曲線U1 〜U4 はそれぞれ従来法による繰り返し回数1〜4の場合、曲線P1 〜P5 はそれぞれこの発明方法による繰り返し回数1〜5の場合であり、繰り返し回数1は等化復号を1回行ったことを示す。従来のMIMO受信法では、Eb /N0 を高くしても、BERがわずかしか低くならないのに対し、この発明を用いた場合、従来のMIMO受信法を用いた場合に比べ、BERを大幅に改善できることがわかる。これは、従来のMIMO受信法では、ダイバーシチブランチ数が少ないことに加え、情報系列間でインパルス応答の自由度が少ないことから独立性が低く、情報系列間の信号分離ができないのに対し、この発明では畳み込み送信を用いることで、インパルス応答の自由度を擬似的に増やすことて、これらの独立性を高め、情報系列間の信号分離を可能にしていると考えられる。
【0037】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明によれば、パス数が少ない場合において、擬似的にパス数を増加し、シングルユーザシステム及びマルチユーザシステムにおいてパスダイバーシチ効果が高く、受信特性が改善され、マルチユーザシステムにおいてはチャネル間干渉が改善され、それだけ各ユーザ信号分離度及び受信特性が改善される。
【図面の簡単な説明】
【図1】多入力多出力同時送受信システムの構成例を示す図。
【図2】図1中の送信機の機能構成例を示す図。
【図3】従来の多入力多出力ターボ受信機の機能構成例を示す図。
【図4】図3中のチャネル推定部23の機能構成例を示す図。
【図5】図3中のMIMO等化部22の機能構成例を示す図。
【図6】この発明の第1実施形態の機能構成例を示す図。
【図7】図6中の複素係数生成部42の機能構成例を示す図。
【図8】複素係数生成部42の他の機能構成例を示す図。
【図9】図6中の畳み込み部43の機能構成例を示す図。
【図10】第1実施形態における移動機MSn の他の機能構成例を示す図。
【図11】図6中の増減パス数計算部51の機能構成例を示す図。
【図12】第2実施形態の機能構成例を示す図。
【図13】図12中のチャネル推定部58の機能構成例を示す図。
【図14】第2実施形態中の移動機MSn の他の機能構成例を示す図。
【図15】第3実施形態の機能構成例を示す図。
【図16】図15中のチャネル推定部58の一部の機能構成例を示す図。
【図17】第3実施形態の変形例の一部を示す図。
【図18】第4実施形態の機能構成例を示す図。
【図19】第5実施形態の機能構成例を示す図。
【図20】計算機シミュレーションによる評価結果を示す図。

Claims (14)

  1. 増加させる擬似的伝搬路数が入力され、ノルムの二乗和が一定な複数の複素係数を上記擬似的伝搬路の数だけ生成する複素係数生成部と、
    送信シンボル系列に上記複数の複素係数を畳み込み積分する畳み込み部と、
    上記畳み込み部の出力を送信する複数のアンテナと
    を備える無線送信機。
  2. 上記畳み込み部を複数備えることを特徴とする請求項1記載の無線送信機。
  3. 上記畳み込み部の出力とトレーニング信号とを多重化して上記アンテナへ供給する多重化部を備えることを特徴とする請求項1又は2記載の無線送信機。
  4. 異なる送信シンボル系列ごとに上記畳み込み部がそれぞれ設けられ、上記各送信シンボル系列対応の畳み込み部の出力が加算される複数の加算部と、これら加算部の各出力とトレーニング信号とを多重化して、それぞれ対応するアンテナへ出力する複数の多重化部とを備え、同一時刻に同一周波数帯で送信するものであることを特徴とする請求項1〜3の何れかに記載の無線送信機。
  5. 上記擬似的伝搬路数と対応した信号を受信して上記擬似的伝搬路数を上記複素係数生成部へ供給し、上記複素係数生成部で生成された複素係数を上記擬似的伝搬路数と対応した信号を送信した無線送受信機へ送信する送受信部を備えることを特徴とする請求項1〜4の何れかに記載の無線送信機。
  6. 上記複素係数生成部は各ノルムが一定で偏角が一様分布に従うランダムに決定される複素係数を生成する手段であることを特徴とする請求項1〜5の何れかに記載の無線送信機。
  7. 上記複素係数生成部はノルムがレイリー分布に従い、偏角が一様分布に従うランダムに決定される複素係数を生成する手段であることを特徴とする請求項1〜5の何れかに記載の無線送信機。
  8. 請求項1〜7の何れかに記載の無線送信機を複数備え、各送信機はそれぞれ異なる送信シンボルを入力し、同時刻に同一周波数で送信するものであることを特徴とする無線送信システム。
  9. ノルムの二乗和が一定な複数の複素係数が畳み込まれた送信シンボル系列を受信し、受信した受信信号の伝搬路特性を推定し、その伝搬路特性を用いて受信信号を等化部で等化して受信シンボル系列を検出する無線受信機において、
    受信信号とトレーニング信号が入力され、その受信信号の伝搬路特性を推定するチャネル推定部と、
    上記受信信号を送信した送信機より送信された上記複素係数を受信する受信部と、
    上記チャネル推定部よりの推定伝搬路特性に上記複素係数を畳み込み積分して、その結果を上記等化部に伝搬路特性として供給する畳み込み部と
    を備えることを特徴とする無線受信機。
  10. 上記複素係数は複数の系列であり、その各系列ごとに上記畳み込み部が設けられ、これら畳み込み部の出力が加算部で加算されて上記伝搬路特性として上記等化部へ供給されることを特徴とする請求項9記載の無線受信機。
  11. 上記受信機は、複数の送信シンボル系列が複数の送信機から同一時刻に同一周波数帯で送信され、複数の受信信号系列として受信する受信機であって、
    上記等化部は上記複数の受信信号系列と、上記各送信機に対する伝搬路特性を入力して、各送信シンボル系列ごとの受信シンボル系列を分離出力するものであり、
    上記受信部は上記送信シンボル系列ごとの複素係数を受信するものであり、
    上記チャネル推定部の推定伝搬路特性を上記各送信機の送信信号ごとに分離する分割部を備え、
    上記分割部で分離された推定伝搬路特性は対応する送信シンボル系列の複素係数がそれぞれの上記畳み込み部で畳み込み積分され、それぞれ各送信機対応の伝搬路特性として上記等化部へ供給されることを特徴とする請求項9又は10記載の無線受信機。
  12. チャネル推定部により推定されたインパルス応答中の所定レベル以上の区間を計数する有効パス計数部と、
    上記所定レベル以上の区間に基づき擬似的伝搬路の数と対応したパス数を相手送信機へ送信する送信部とを備えることを特徴とする請求項9〜11の何れかに記載の無線受信機。
  13. 請求項1〜7の何れかに記載した無線送信機としてコンピュータを機能させるための無線送信プログラム。
  14. 請求項9〜12の何れかに記載した無線受信機としてコンピュータを機能させるためのターボ受信プログラム。
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