JPH09186638A - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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- JPH09186638A JPH09186638A JP34251595A JP34251595A JPH09186638A JP H09186638 A JPH09186638 A JP H09186638A JP 34251595 A JP34251595 A JP 34251595A JP 34251595 A JP34251595 A JP 34251595A JP H09186638 A JPH09186638 A JP H09186638A
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Abstract
低減させると同時に、干渉波除去とダイバーシチゲイン
の確保の両立をもたらすこと。 【解決手段】 送信側では、複数ブランチに遅延差10
2を与え、スペクトラム拡散器103と104及び合成
器105により符号化多重し1個のアンテナ107で送
信する。受信側では、1個のアンテナ108で受信し、
スペクトラム逆拡散器110,111によりダイバーシ
チブランチの抽出分離を行う。これらを判定誤差信号の
自乗平均が最小となるよう線形合成118する。この出
力は適応整合フィルタ119と適応等化器120を通っ
て、干渉波除去された出力を得る。
Description
関わり、特に、厳しいマルチパスフェージングが問題と
なるデジタル無線伝送において、スペクトラム拡散によ
る符号化多重を利用して、時間領域のダイバーシチ効果
を得ながら、干渉妨害を除去できる干渉波除去装置を提
供する。
る。フェージングにはフラットフェージングと選択性フ
ェージングがある。フラットフェージングとは、マルチ
パス伝搬は発生していないが、直接受信波そのものが伝
搬途中にて振幅・位相の変動を受けるものである。他
方、選択性フェージングとは、マルチパス伝搬が発生
し、その各々のマルチパスによる到来波が独立の振幅・
位相の変動を受けるものである。
波の合成波となる為、位相変動の状況により特定の周波
数が逆相合成となる。すなわち、受信スペクトラムに周
波数選択的なフェード(ノッチ)が発生する。前記フラ
ットフェージングの場合には、受信レベルの変動が問題
となり、受信波形そのものは歪みを受けない。
グの場合は、受信レベル変動に加えて受信波形に歪みが
発生する。このようなフェージングが発生する無線通信
ではダイバーシチ受信が一般に広く用いられ、不可欠な
技術となっている。
に加えて、隣接チャネル干渉、レーダー干渉、軍用の妨
害電波など様々な干渉妨害波が問題となっている。特に
有限な周波数資源の中で伝送容量の増大させようとする
と、周波数干渉は必ず問題となる。
々な方式が検討されてきた。従来より通常用いられるも
のとして、複数アンテナからのブランチ信号を線形合成
することで、干渉波を除去させる方式が知られている。
アダプティブアンテナを用いたパターンナルによる干渉
除去もこの方式に分類される。
利用した干渉波除去方式では、ダイバーシチブランチを
干渉除去に割り当てる為、希望信号波に対するダイバー
シチ効果は必ずしも得られない。複数のブランチを線形
合成することで、干渉波同士を逆相キャンセルできて
も、希望波については最大比合成されるとは限らない。
場合によっては希望波もキャンセルされる可能性もあ
る。
干渉波除去効果を両立させる方式が提案されている。例
えば、特開平4−35546公報に記載されている干渉
波除去装置があり、図6にその送信側、図7に受信側の
構成図を示す。
延素子、302および303は送信機、316と317
は送信アンテナである。また、図7において、318と
319は受信アンテナ、304と305はAGC増幅
器、306と307は複素乗算器、308と309は複
素相関器、310は合成器、311はAGC増幅器、3
12は切替器、313は適応整合フィルタ、314は判
定帰還形等化器(DFE)、315は減算器である。
号を2分配器300により2ブランチに分岐し、遅延時
間差τを与える。これら2ブランチの送信信号をそれぞ
れ、個別のアンテナ316,317より放射する。一
方、図7の受信側では、2個のアンテナ318,319
によりダイバーシチ受信を行う。この場合、送信出力1
は受信入力1および受信入力2に入力される。同様に送
信出力2も受信入力1および受信入力2に入力される。
個の受信アンテナで受信される。
出力を相関器308および309にフィードバックし、
受信ブランチ信号との相関演算を行っている。
ベルの高い信号がランダムな位相振幅の条件で出力され
る。これらは合成器310で加算されるが、最初は同相
合成ではない。合成器310出力と受信信号との相互相
関が取られることにより、合成器310出力と各ブラン
チの受信信号間の位相差と振幅情報が相関値として得ら
れる。これらの相関値の複素共役を乗算器306と30
7に乗ずることで、同相合成が実現される。振幅に関し
ては自乗となる重み係数が乗ぜられるので、結果的にレ
ベルの高い受信信号に関しての最大比合成が行われるこ
とになる。
逆の逆相合成が行われ、レベルの高い信号は抑圧され
る。ここで、レベルの高い信号が不用な干渉妨害である
場合、合成器310出力では干渉波同士の同相合成が行
われているが、減算器315出力では干渉波が逆相キャ
ンセルされることになる。
を抽出することが可能である。
すると、干渉除去の重み係数で単に線形合成されている
だけである。一方、送信波についてはブランチ間の遅延
差が与えられているので、切替器312出力では希望波
に対して固定的な遅延差が与えられている。
デル(主波+遅れ波)を作り出している。
に対して、通常の適応等化器は遅れ波の方を除去するよ
うに働くが、適応整合フィルタは遅れ波を除去するので
はなく、積極的に信号として活用する。
波を遅延させて遅れ波にタイミングをあわせて、その時
刻を新たな主波タイミングとする。
て合わせてから、振幅および位相について制御を行い、
最大比合成を行う。これは時間領域のダイバーシチ合成
と等価であり、これにより得られるダイバーシチゲイン
をインプリシットダイバーシチゲインと呼ぶ。
終的な符号間干渉を除去する。
は、D/U(希望波対雑音電力比)がマイナスとなるよ
うなレベルの高い干渉波に対しては有効に動作するが、
D/Uがゼロもしくはプラスの領域では、干渉波に対し
ての相関制御が定まらず、良好な干渉除去が出来ないと
いが問題ある。さらに送信および受信にそれぞれ複数の
アンテナが必要となる為、装置規模が大きくなるという
問題もある。特に長距離のマイクロ波通信のような場
合、大口径アンテナが必要となるが、この場合アンテナ
数の増加は莫大のコスト増となってしまう。
的とし、複数アンテナを用いるのでは無く、またD/U
がプラスとなる比較的干渉波のレベルが高くなくても、
干渉除去が可能となり、さらにダイバーシチゲインを得
ることが出来る干渉波除去装置を提供する。
複数に分岐し、それぞれ遅延差を与えて符号化多重し、
1個のアンテナで送信し、前記送信された信号を1個の
アンテナで受信し、復号化分離した後ダイバーシチ合成
を行い、適応整合フィルタと適応等化器とを用いて受信
する。
号をM分岐した送信信号にそれぞれ異なる遅延時間を与
える手段と、前記M分岐した送信信号にそれぞれ独立な
スペクトラム拡散を行う手段と、前記スペクトラム拡散
された信号を合成する手段と、前記合成された信号を1
個のアンテナで送信する手段と、受信側において1個の
アンテナで受信する手段と、前記受信された信号をM分
岐した後、それぞれ送信側と対応したスペクトラム逆拡
散して復号する手段と、前記スペクトラム逆拡散された
出力を復調する手段と、前記復調された信号をそれぞれ
の複素乗算器に入力して合成する手段と、前記合成され
た信号を適応整合フィルタに入力する手段と、前記適応
整合フィルタの出力を適応等化器に入力する手段と、前
記適応等化器の判定誤差信号と前記復調された信号とを
相関演算する手段と、前記相関演算された相関値をそれ
ぞれ複素乗算器に乗じる手段とを備えたことを特徴とす
る。
て説明する。図1と図2とは本発明の実施の形態を示す
図である。
は変調器、102は遅延時間がτの遅延素子、103は
スペクトラム拡散器1、104はスペクトラム拡散器
2、105は合成器、106は送信機、107は1個の
送信アンテナである。また、図2は受信側の構成を示し
ており、108は1個の受信アンテナ、109は受信
機、110はスペクトラム逆拡散器1、111はスペク
トラム逆拡散器2、112は復調器、113は復調器、
114は複素乗算器、115は複素乗算器、116は複
素相関器、117は複素相関器、118は合成器、11
9は適応整合フィルタ、120は適応等化器である。
信号にQPSKなどのデジタル変調をしている。変調器
101出力を2分配器100により2分岐し、ブランチ
1の信号は遅延素子を経由しないで、スペクトラム拡散
器1の103に入力する。ブランチ2の送信信号は遅延
時間がτの遅延素子102を経由して、スペクトラム拡
散器2の104に入力する。
はそれぞれ独立な拡散符号により拡散を行う。これらの
スペクトラム拡散器103および104の出力を合成器
105で加算する。すなわち、ここでスペクトラム拡散
による符号化多重が行われる。合成器105出力を送信
機106に入力し、ここで無線周波数に周波数変換し、
送信アンテナ107で送信する。
ナ108で受信された受信信号は受信機109で、低雑
音増幅され、無線周波数から中間周波数に変換される。
受信機109出力は分配器100で2分岐され、スペク
トラム逆拡散器1の110とスペクトラム逆拡散器2の
111にそれぞれ入力される。
トラム拡散器1と同じ拡散符号で逆拡散を行い、符号化
多重信号のうちブランチ1の信号を復号する。同様に、
スペクトラム逆拡散器2は送信側のスペクトラム拡散器
2と同じ拡散符号で逆拡散を行い、符号化多重信号のう
ちブランチ2の信号を復号する。
の出力はそれぞれ復調器112および113に入力さ
れ、送信側変調器101による変調に対する復調を行
う。復調器112および113の出力はそれぞれ複素乗
算器114および複素乗算器115に入力され、それぞ
れ重み係数W1およびW2が乗ぜられる。
成器118において加算され、さらに適応整合フィルタ
119に入力される。
器120に入力され、ここでデータ信号の判定が行わ
れ、判定データが得られる。得られた判定データ信号は
適応整合フィルタ119にフィードバックされ、適応整
合フィルタリングの為の相関演算に用いられる。
素相関器116および117にフィードバックされる。
1およびブランチ2の受信信号と適応等化器の判定誤差
信号との相関が取られ、その相関値はそれぞれ複素乗算
器114および115の重み係数として乗ぜられる。
チを得る手段として符号化多重処理を用いている。その
為、従来技術のような複数アンテナを使用しなくてもす
む。また従来の技術ではダイバーシチ合成出力をAGC
増幅器に通して、これを基準信号として受信信号ブラン
チとの相関を取っていたが、本発明では適応等化器の誤
差信号を流用している。
時間的変化を示す図、202は復調器112出力中の希
望信号波のデータ配列、203は復調器112出力中の
干渉波成分の時間波形、204は復調器113出力中の
希望信号波のデータ配列、205は復調器113出力中
の干渉波成分の時間波形、206は合成器118出力の
うち希望信号波に着目したデータ配列、207は適応整
合フィルタ119のシフトレジスタ内容を説明する図、
208は適応整合フィルタ119の各タップにおける複
素乗算器を説明する図、209は適応整合フィルタ11
9の加算器を示す図である。
1でフェードした場合、これに対応する復調器112出
力の受信信号のデータ系列202のデータS5とS6は
瞬断する。
ータ系列204のデータS3とS4も瞬断する。
と、合成器118の出力は図3の206のように2ブラ
ンチのデータ系列の和となる。206の系列の中で、上
段に示す系列は系列202にブランチ1の重み係数W1
を乗じた系列で、下段に示す系列は系列204にブラン
チ2の重み係数W2を乗じたものである。
フィルタ119を示す構成要素の一例であり、ここでは
データシンボル7個分の7タップ構成を例として取り上
げている。また、図3では合成器118出力の系列20
6が適応整合フィルタのシフトレジスタ207に入力さ
れるところを示している。
準タップとなる。基準タップとは、そのタップに入力さ
れている信号を主波として扱う為のタップと定義する。
プには206の系列のうち、(W1・S5+W2・S
3)が格納される。この信号は208の中央の乗算器に
おいてタップ係数h0を乗ぜられる。ここで、h0・W
1・S5が主波成分になると仮定する。
1が乗ぜられるタップの2つのタップに格納されている
信号はいずれもフェージングにより瞬断となっている。
ップ目および3タップ目にはW2・S5およびS2・S
6という信号成分が含まれている。S5が基準信号の場
合、各タップ内容とS5の判定データとを相関演算する
と、前記W2・S5に対して相関値が得られる。すなわ
ち、中央タップより右側の2タップ目のh2タップより
S5が供給されることになる。
ても、第2ブランチから信号を復元できる。同様にS6
についても、第2ブランチ側のS6から復元が可能であ
る。これは送信側で遅延差τをブランチ間に与えたこと
による効果で、時間ダイバーシチと等価である。
チでスペクトラム逆拡散の過程で抑圧される。しかし、
狭帯域のCW干渉で極めてレベルの高い干渉波は抑圧さ
れない場合がある。これらの干渉波がブランチ間で無相
関となってしまうと干渉除去が不可能であるが、干渉波
がブランチ間で相関のある場合には干渉除去が可能であ
る。
す。この場合には構成要素114、115、116、1
17および120によるダイバーシチ合成器は干渉波同
士に関して逆相キャンセルを行う。
器誤差信号を相関器116と117にフィードバック
し、各ブランチ受信信号と相関演算を行い、その相関値
を重み係数とする、いわゆる適応フィルタとなってい
る。その為、判定誤差の自乗平均が最小となるように動
作する。適応等化器120そのものも、また判定誤差の
自乗平均を最小とする適応フィルタである。その為、2
重ループの制御系となっている。このような場合、通常
ループ時定数に差異を持たせ、競合を防ぎ制御系を安定
化させる必要がある。ここでは外側のダイバーシチ制御
を適応等化よりもレスポンスを早くさせる必要がある。
その為、相関器116および117の時定数を適応等化
器時定数よりも小さく設定する。
波が逆相キャンセルされるが、干渉波が無い場合には、
信号のダイバーシチ合成を行うように自乗平均誤差最小
(MMSE)の制御が働く。
2・S5)+(|S|)となる。ここで、第1項は瞬断
に対して復元された信号を示す。第2項は他のタップか
ら結果的に漏れてくるS0〜S8の符号間干渉である。
これらの最終的な符号間干渉は図2の適応等化器120
により除去される。
ーシチを用いないで、符号化多重によるダイバーシチを
提案しており、これを活用した干渉除去と信号に対する
ダイバーシチゲインの確保を両立している。従って、従
来のような複数アンテナを用いる必要がなく、また図7
の従来技術のような切替器も不用となる。
データを変調した後2分岐して符号化多重し、受信側で
2分岐することにより符号間干渉を補償する技術を示し
た。
のではなく、送信側では送信データを変調した後、N分
岐(Nは2以上の整数)して符号化多重し、受信側でN
分岐することも可能である。例えば図4、図5はそれぞ
れ本願発明の実施の形態を示した図である。
01で変調され、変調信号はM分配器126によりN分
岐し、それぞれ遅延素子122−1〜122−nとスペ
クトラム拡散器121−1〜121−nを通って、合成
器127で合成される。この結果、符号化多重された信
号が得られる。
はM分配器126によりM分岐されて、それぞれスペク
トラム逆拡散器123−1〜123−nで逆拡散した
後、復調器124−1〜124−nで復調される。
それぞれ複素乗算器125−1〜125−nに入力さ
れ、重み係数W1〜Wnが乗ぜられる。
は合成器127で加算され、さらに適応整合フィルタ1
19に入力される。
器120に入力され、ここでデータ信号の判定が行わ
れ、判定データが得られる。得られた判定データ信号は
適応整合フィルタ119にフィードバックされ、適応整
合フィルタリングのための相関演算に用いられる。ま
た、適応等化器120の判定誤差信号は複素相関器12
6−1〜126−nにフィードバックされる。
4−1〜124−nの復調信号と適応等化器の判定誤差
信号との相関が取られ、その相関値はそれぞれ複素乗算
器125−1〜125−nの重み係数として乗ぜられ
る。
ラム拡散による符号化多重をダイバーシチを構成するこ
とで、空間ダイバーシチのような複数アンテナを使用す
る必要が無くなった。その為、装置規模とコストを大幅
に低減できる効果がある。また従来は除去が困難であっ
た、D/Uがマイナスからプラスに分布する干渉波を除
去でき、同時に希望波に対するダイバーシチゲインの確
保も可能となる効果がある。
の形態を示す構成図である。
の形態を示す構成図である。
イムチャートである。
の形態を示す構成図である。
の形態を示す構成図である。
る。
る。
Claims (5)
- 【請求項1】 送信データを複数に分岐しそれぞれ遅延
差を与えて符号化多重し、1個のアンテナで送信し、 前記送信された信号を1個のアンテナで受信し、復号化
分離した後ダイバーシチ合成を行い、適応整合フィルタ
と適応等化器とを用いて受信することを特徴とする干渉
波除去装置。 - 【請求項2】 前記ダイバーシチ合成は、自乗平均誤差
最小アルゴリズムを用いて時間領域でダイバーシチ合成
を行うことを特徴とする請求項1記載の干渉波除去装
置。 - 【請求項3】 送信側において、送信信号をM(Mは2
以上の整数)分岐した送信信号にそれぞれ異なる遅延時
間を与える手段と、前記M分岐した送信信号にそれぞれ
独立なスペクトラム拡散を行う手段と、前記スペクトラ
ム拡散された信号を合成する手段と、前記合成された信
号を1個のアンテナで送信する手段と、 受信側において1個のアンテナで受信する手段と、前記
受信された信号をM分岐した後、それぞれ送信側と対応
したスペクトラム逆拡散して復号する手段と、前記スペ
クトラム逆拡散された出力を復調する手段と、前記復調
された信号をそれぞれの複素乗算器に入力して合成する
手段と、前記合成された信号を適応整合フィルタに入力
する手段と、前記適応整合フィルタの出力を適応等化器
に入力する手段と、前記適応等化器の判定誤差信号と前
記復調された信号とを相関演算する手段と、前記相関演
算された相関値をそれぞれ複素乗算器に乗じる手段とを
備えたことを特徴とする干渉波除去装置。 - 【請求項4】 前記適応等化器は、判定帰還形等化器で
あることを特徴とする請求項1、3記載の干渉波除去装
置。 - 【請求項5】 前記相関演算の時定数は前記適応等化器
の時定数よりも小さいことを特徴とする請求項3記載の
干渉波除去装置。
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