JPH0669841A - ダイバーシチ受信機 - Google Patents
ダイバーシチ受信機Info
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- JPH0669841A JPH0669841A JP4222573A JP22257392A JPH0669841A JP H0669841 A JPH0669841 A JP H0669841A JP 4222573 A JP4222573 A JP 4222573A JP 22257392 A JP22257392 A JP 22257392A JP H0669841 A JPH0669841 A JP H0669841A
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- phase
- delay
- signals
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】受信レベルの高い信号を選択して受信できるよ
うにする。 【構成】アンテナ４１ａで受信される無線信号は、ディ
レイライン４３で所定時間τ分だけ遅延されて結合器４
２に直接入力する。合成された無線信号は、ＲＦ／ＩＦ
回路４４で中間周波数信号に変換され、さらに乗算器４
５ｂにおいてτ時間分だけ遅延されたＰＮコードが乗算
されて、逆拡散された変調信号は、特定帯域の信号が取
り出され、ＢＰＦ４８ａの出力信号は直接、ＢＰＦ４８
ｂの出力信号はディレイライン５０で時間τだけ遅延さ
れた後、比較器４９へ出力され、２種類の変調信号の振
幅及び信号の位相の比較を行い、次に選択する振幅の大
きい方の信号の位相が現在選択されている信号の位相と
異なる場合には、信号位相を反転させて復調器５１へ出
力する。
うにする。 【構成】アンテナ４１ａで受信される無線信号は、ディ
レイライン４３で所定時間τ分だけ遅延されて結合器４
２に直接入力する。合成された無線信号は、ＲＦ／ＩＦ
回路４４で中間周波数信号に変換され、さらに乗算器４
５ｂにおいてτ時間分だけ遅延されたＰＮコードが乗算
されて、逆拡散された変調信号は、特定帯域の信号が取
り出され、ＢＰＦ４８ａの出力信号は直接、ＢＰＦ４８
ｂの出力信号はディレイライン５０で時間τだけ遅延さ
れた後、比較器４９へ出力され、２種類の変調信号の振
幅及び信号の位相の比較を行い、次に選択する振幅の大
きい方の信号の位相が現在選択されている信号の位相と
異なる場合には、信号位相を反転させて復調器５１へ出
力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スペクトラム拡散通信
のダイバーシチ受信機に関する。
のダイバーシチ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散通信とは、情報を伝送
するのに必要な周波数帯域よりはるかに広い帯域に拡散
させた信号を利用して通信を行う通信方式であり、耐ノ
イズ性、耐フェージング特性に優れているという特徴を
持っている。
するのに必要な周波数帯域よりはるかに広い帯域に拡散
させた信号を利用して通信を行う通信方式であり、耐ノ
イズ性、耐フェージング特性に優れているという特徴を
持っている。
【０００３】図８は、スペクトラム拡散通信システムの
構成図である。送信側の一次変調回路２１において、搬
送波が、送出すべき情報により変調され、さらに二次変
調回路２２においてＰＮコードにより変調されてスペク
トラム拡散される。そして、ＲＦ／ＩＦ回路２３により
無線信号に変換され、アンテナ２４から送出される。
構成図である。送信側の一次変調回路２１において、搬
送波が、送出すべき情報により変調され、さらに二次変
調回路２２においてＰＮコードにより変調されてスペク
トラム拡散される。そして、ＲＦ／ＩＦ回路２３により
無線信号に変換され、アンテナ２４から送出される。
【０００４】受信側では、アンテナ２５で受信された無
線信号がＲＦ／ＩＦ回路２６において、中間周波信号に
変換、増幅された後、同期回路２７においてＰＮコード
が乗算されて逆拡散が行われる。同期回路２７から出力
される狭帯域の変調信号は、復調回路２８で復調され元
の情報が取り出される。
線信号がＲＦ／ＩＦ回路２６において、中間周波信号に
変換、増幅された後、同期回路２７においてＰＮコード
が乗算されて逆拡散が行われる。同期回路２７から出力
される狭帯域の変調信号は、復調回路２８で復調され元
の情報が取り出される。
【０００５】一般に無線通信においては、反射、回折な
どにより複数の伝播経路を通って信号が伝送されること
により、信号の振幅、位相が変動するフェージングが発
生する。そこで、複数のフェージング波を選択、合成し
て伝送品質を確保するダイバーシチ受信が行われてお
り、その中で切り換えダイバーシチはハードウェアが比
較的簡単なことからよく用いられている。
どにより複数の伝播経路を通って信号が伝送されること
により、信号の振幅、位相が変動するフェージングが発
生する。そこで、複数のフェージング波を選択、合成し
て伝送品質を確保するダイバーシチ受信が行われてお
り、その中で切り換えダイバーシチはハードウェアが比
較的簡単なことからよく用いられている。
【０００６】図９は、ブランチ切り換え方式による従来
のダイバーシチ受信機の構成図である。２個のアンテナ
２９、３０からの無線信号の内スイッチ３１で選択され
た信号がＲＦ／ＩＦ回路３２に入力する。このスイッチ
３１の切り換えは、制御部３８により一定時間毎に行わ
れる。
のダイバーシチ受信機の構成図である。２個のアンテナ
２９、３０からの無線信号の内スイッチ３１で選択され
た信号がＲＦ／ＩＦ回路３２に入力する。このスイッチ
３１の切り換えは、制御部３８により一定時間毎に行わ
れる。
【０００７】ＲＦ／ＩＦ回路３２で周波数変換された信
号は、乗算器３３でＰＮコード発生器（ＰＮＧ）３４で
生成されるＰＮコードが乗算され、狭帯域の変調信号に
変換される。その変調信号はＢＰＦ（バンド・パス・フ
ィルタ）３５を通り特定帯域の信号が抽出される。ＢＰ
Ｆ３５を通った信号は、ダイオード３６、Ａ／Ｄ変換器
３７、制御部３８等からなる同期回路で同期が取られ、
復調回路３９で変調信号から元のデータが再生される。
号は、乗算器３３でＰＮコード発生器（ＰＮＧ）３４で
生成されるＰＮコードが乗算され、狭帯域の変調信号に
変換される。その変調信号はＢＰＦ（バンド・パス・フ
ィルタ）３５を通り特定帯域の信号が抽出される。ＢＰ
Ｆ３５を通った信号は、ダイオード３６、Ａ／Ｄ変換器
３７、制御部３８等からなる同期回路で同期が取られ、
復調回路３９で変調信号から元のデータが再生される。
【０００８】このブランチ切り換え方式では、送信側か
ら図１０に示すような構成でデータが送信され、受信側
ではブランチ切替フレームの期間にアンテナの選択を行
う。
ら図１０に示すような構成でデータが送信され、受信側
ではブランチ切替フレームの期間にアンテナの選択を行
う。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述したブランチ切替
フレーム毎にアンテナの切り替えを行う方式では、必ず
しも特性のよいブランチで受信するわけではなく、受信
特性が劣化してしまうことがある。また、反射が多い環
境下ではブランチ切り替えを頻繁に行う必要が生じ、ブ
ランチ切り替えにかかる時間が増え、データの受信効率
が悪くなるという問題点があった。
フレーム毎にアンテナの切り替えを行う方式では、必ず
しも特性のよいブランチで受信するわけではなく、受信
特性が劣化してしまうことがある。また、反射が多い環
境下ではブランチ切り替えを頻繁に行う必要が生じ、ブ
ランチ切り替えにかかる時間が増え、データの受信効率
が悪くなるという問題点があった。
【００１０】さらに、ディジタル無線通信ではＰＳＫ変
調等が行われているので、ブランチ切り替え時に信号位
相が反転していると、データの受信誤りが発生するとい
う問題点もあった。
調等が行われているので、ブランチ切り替え時に信号位
相が反転していると、データの受信誤りが発生するとい
う問題点もあった。
【００１１】本発明の課題は、受信信号レベルの高い信
号を選択して受信できるダイバーシチ受信機を提供する
ことである。また、信号切り替え時の位相反転によるデ
ータの受信誤りを防止できるダイバーシチ受信機を提供
することである。
号を選択して受信できるダイバーシチ受信機を提供する
ことである。また、信号切り替え時の位相反転によるデ
ータの受信誤りを防止できるダイバーシチ受信機を提供
することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】図１は、第１及び第２の
発明の共通部分の原理ブロック図であり、図２は第１の
発明の原理ブロック図、図３は第２の発明の原理ブロッ
ク図である。なお、これらの原理ブロック図は、アンテ
ナが２個の場合の例を示している。
発明の共通部分の原理ブロック図であり、図２は第１の
発明の原理ブロック図、図３は第２の発明の原理ブロッ
ク図である。なお、これらの原理ブロック図は、アンテ
ナが２個の場合の例を示している。
【００１３】図１及び図２の原理ブロック図において、
第１の遅延手段２は、アンテナ１ｂで受信される無線信
号を所定時間時間遅延させる。受信機がｎ個のアンテナ
を有する場合には、第１の遅延手段２は、少なくともｎ
−１個のアンテナで受信される無線信号を、それぞれ異
なる遅延時間τ1 、τ2 ・・分遅延させる。このときの
遅延時間τ1 、τ2 ・・は、例えばＰＮコードの自己相
関関数の値がほぼ零となるような時間（ピーク値からの
時間）を設定すれば良い。
第１の遅延手段２は、アンテナ１ｂで受信される無線信
号を所定時間時間遅延させる。受信機がｎ個のアンテナ
を有する場合には、第１の遅延手段２は、少なくともｎ
−１個のアンテナで受信される無線信号を、それぞれ異
なる遅延時間τ1 、τ2 ・・分遅延させる。このときの
遅延時間τ1 、τ2 ・・は、例えばＰＮコードの自己相
関関数の値がほぼ零となるような時間（ピーク値からの
時間）を設定すれば良い。
【００１４】合成手段３は、アンテナ１ａで受信される
無線信号と、アンテナ１ｂで受信され第１の遅延手段２
で遅延の施された無線信号を合成する。周波数変換手段
４は、合成手段３の出力信号を中間周波数信号に変換す
る。
無線信号と、アンテナ１ｂで受信され第１の遅延手段２
で遅延の施された無線信号を合成する。周波数変換手段
４は、合成手段３の出力信号を中間周波数信号に変換す
る。
【００１５】第２の遅延手段５は、スペクトラム拡散信
号を逆拡散するＰＮコードを、前記所定時間づつ遅延さ
せたＰＮコードを出力する。この第２の遅延手段５にお
ける遅延時間は、第１の遅延手段２の遅延時間と同一の
遅延時間である。
号を逆拡散するＰＮコードを、前記所定時間づつ遅延さ
せたＰＮコードを出力する。この第２の遅延手段５にお
ける遅延時間は、第１の遅延手段２の遅延時間と同一の
遅延時間である。
【００１６】乗算手段６ａ、６ｂは、周波数変換手段４
の出力信号にＰＮコード又は第２の遅延手段５で所定時
間づつ遅延されたＰＮコードを乗算する。帯域フィルタ
７ａ、７ｂは、乗算手段６ａ、６ｂの各出力信号の特定
帯域の信号を通過させる。
の出力信号にＰＮコード又は第２の遅延手段５で所定時
間づつ遅延されたＰＮコードを乗算する。帯域フィルタ
７ａ、７ｂは、乗算手段６ａ、６ｂの各出力信号の特定
帯域の信号を通過させる。
【００１７】第３の遅延手段８は、帯域フィルタ７ａ、
７ｂの各出力信号の遅延時間を一致させる。この第３の
遅延手段８は、アンテナが２個の場合には、遅延の施さ
れていない帯域フィルタ７ｂの出力信号を所定時間遅延
させ、帯域フィルタ７ａと７ｂの出力信号の遅延時間を
そろえる。
７ｂの各出力信号の遅延時間を一致させる。この第３の
遅延手段８は、アンテナが２個の場合には、遅延の施さ
れていない帯域フィルタ７ｂの出力信号を所定時間遅延
させ、帯域フィルタ７ａと７ｂの出力信号の遅延時間を
そろえる。
【００１８】振幅比較手段９は、遅延時間のそろえられ
た各信号の振幅を比較する。位相比較手段１０は、振幅
比較手段９で信号振幅が大であると判定された信号の位
相と現在選択されている信号の位相とを比較する。
た各信号の振幅を比較する。位相比較手段１０は、振幅
比較手段９で信号振幅が大であると判定された信号の位
相と現在選択されている信号の位相とを比較する。
【００１９】位相補正手段１１は、位相比較手段１０の
比較結果に基づいて、次に選択すべき信号の位相を現在
選択されている信号の位相と同相になるように補正す
る。第２の発明では、図１及び図３の原理ブロック図に
おいて、アンテナ１ａ、１ｂで受信される無線信号は、
図１の各手段を経て逆拡散され、帯域フィルタ７ａ、７
ｂを通過し、さらに第３の遅延手段８を経て遅延時間の
そろった複数の変調信号として出力される。
比較結果に基づいて、次に選択すべき信号の位相を現在
選択されている信号の位相と同相になるように補正す
る。第２の発明では、図１及び図３の原理ブロック図に
おいて、アンテナ１ａ、１ｂで受信される無線信号は、
図１の各手段を経て逆拡散され、帯域フィルタ７ａ、７
ｂを通過し、さらに第３の遅延手段８を経て遅延時間の
そろった複数の変調信号として出力される。
【００２０】同相結合手段１２は遅延時間のそろえられ
た各信号の同相成分を合成する。逆相結合手段１３は遅
延時間のそろえられた各信号の逆相成分を合成する。振
幅比較手段１４は、同相結合手段１２の出力信号と逆相
結合手段１３の出力信号の振幅を比較する。
た各信号の同相成分を合成する。逆相結合手段１３は遅
延時間のそろえられた各信号の逆相成分を合成する。振
幅比較手段１４は、同相結合手段１２の出力信号と逆相
結合手段１３の出力信号の振幅を比較する。
【００２１】位相比較手段１５は、振幅比較手段１４で
信号振幅が大であると判定された信号の位相と現在選択
されている信号の位相とを比較する。位相補正手段１６
は、位相比較手段１５の比較結果に基づいて、次に選択
すべき信号の位相を現在選択されている信号の位相と同
相になるように補正する。
信号振幅が大であると判定された信号の位相と現在選択
されている信号の位相とを比較する。位相補正手段１６
は、位相比較手段１５の比較結果に基づいて、次に選択
すべき信号の位相を現在選択されている信号の位相と同
相になるように補正する。
【００２２】
【作用】第１及び第２の発明では、複数のアンテナで受
信された信号を逆拡散したときに、それぞれの信号が互
に干渉しないような遅延時間を設定することで、複数の
アンテナの出力信号を１つの合成手段及び周波数変換手
段で処理することができ、受信機の無線信号処理部の回
路構成を簡素にできる。
信された信号を逆拡散したときに、それぞれの信号が互
に干渉しないような遅延時間を設定することで、複数の
アンテナの出力信号を１つの合成手段及び周波数変換手
段で処理することができ、受信機の無線信号処理部の回
路構成を簡素にできる。
【００２３】また、ブランチ切り替えの場合は、常に複
数のアンテナの受信信号の中で受信レベルの最も大きい
信号を選択して受信することができるので、最適な受信
レベルで信号を受信することができる。同様に合成ダイ
バーシチ受信の場合にも、同相信号成分、逆相信号成分
の中で受信レベルの最も大きい合成信号を選択して受信
できるので、良好な受信レベルで受信することができ
る。
数のアンテナの受信信号の中で受信レベルの最も大きい
信号を選択して受信することができるので、最適な受信
レベルで信号を受信することができる。同様に合成ダイ
バーシチ受信の場合にも、同相信号成分、逆相信号成分
の中で受信レベルの最も大きい合成信号を選択して受信
できるので、良好な受信レベルで受信することができ
る。
【００２４】さらに、信号切り替え時に位相が反転する
場合には、次に選択する信号位相が現在選択している信
号位相と同相となるように位相を補正するので、位相反
転によるデータの受信誤りを無くすことができる。
場合には、次に選択する信号位相が現在選択している信
号位相と同相となるように位相を補正するので、位相反
転によるデータの受信誤りを無くすことができる。
【００２５】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照しながら
説明する。図４は、本発明の第１実施例のダイバーシチ
受信機の構成図であり、この実施例は、２個のアンテナ
の受信信号を切り替えるブランチ切り替え方式のダイバ
ーシチ受信機に関するものである。
説明する。図４は、本発明の第１実施例のダイバーシチ
受信機の構成図であり、この実施例は、２個のアンテナ
の受信信号を切り替えるブランチ切り替え方式のダイバ
ーシチ受信機に関するものである。
【００２６】アンテナ４１ａで受信される無線信号は、
結合器４２に直接入力し、アンテナ４１ｂで受信される
無線信号はディレイライン（遅延回路）４３により所定
時間τ分だけ遅延され結合器４２に入力する。結合器４
２で合成された無線信号は、ＲＦ／ＩＦ回路４４で中間
周波数信号に変換される。さらに、乗算器４５ｂにおい
て、ＰＮコード発生器４６で生成されるＰＮコードがＲ
Ｆ／ＩＦ回路４４の出力信号に乗算され、乗算器４５ａ
においてそのＰＮコードをディレイライン４７でτ時間
分だけ遅延させたＰＮコードが乗算される。
結合器４２に直接入力し、アンテナ４１ｂで受信される
無線信号はディレイライン（遅延回路）４３により所定
時間τ分だけ遅延され結合器４２に入力する。結合器４
２で合成された無線信号は、ＲＦ／ＩＦ回路４４で中間
周波数信号に変換される。さらに、乗算器４５ｂにおい
て、ＰＮコード発生器４６で生成されるＰＮコードがＲ
Ｆ／ＩＦ回路４４の出力信号に乗算され、乗算器４５ａ
においてそのＰＮコードをディレイライン４７でτ時間
分だけ遅延させたＰＮコードが乗算される。
【００２７】本実施例では、図５に示すようにＰＮコー
ド位相を時間的にずらしていって自己相関関数の値がほ
ぼ零となるまでの時間（自己相関関数のピーク値からの
時間）を遅延時間τとして設定している。
ド位相を時間的にずらしていって自己相関関数の値がほ
ぼ零となるまでの時間（自己相関関数のピーク値からの
時間）を遅延時間τとして設定している。
【００２８】これにより、乗算器４５ｂで乗算するＰＮ
コードの自己相関関数のピーク値付近では、時間τだけ
遅延させたＰＮコードの自己相関関数の値はほぼ零とな
り、時間τ分だけ遅延させたＰＮコードの自己相関関数
のピーク値付近では、遅延の施していないＰＮコードの
自己相関関数の値はほぼ零となる。
コードの自己相関関数のピーク値付近では、時間τだけ
遅延させたＰＮコードの自己相関関数の値はほぼ零とな
り、時間τ分だけ遅延させたＰＮコードの自己相関関数
のピーク値付近では、遅延の施していないＰＮコードの
自己相関関数の値はほぼ零となる。
【００２９】従って、乗算器４５ｂでＰＮコードを乗算
して逆拡散した場合には、遅延の施された信号（アンテ
ナ４１ｂの受信信号）はほぼ零となり、乗算器４５ａで
時間τ分だけ遅延させたＰＮコードを乗算して逆拡散し
た場合には、遅延の施されていない信号（アンテナ４１
ａの受信信号）はほぼ零となり、２種類の変調信号を互
いに干渉しないようにして独立に取り出すことができ
る。
して逆拡散した場合には、遅延の施された信号（アンテ
ナ４１ｂの受信信号）はほぼ零となり、乗算器４５ａで
時間τ分だけ遅延させたＰＮコードを乗算して逆拡散し
た場合には、遅延の施されていない信号（アンテナ４１
ａの受信信号）はほぼ零となり、２種類の変調信号を互
いに干渉しないようにして独立に取り出すことができ
る。
【００３０】すなわち、乗算器４５ａにおいて、アンテ
ナ４１ｂで受信された信号を逆拡散することができ、乗
算器４５ａにおいて、アンテナ４１ｂで受信されディレ
イライン４３でτ時間分だけ遅延された信号を逆拡散す
ることができる。
ナ４１ｂで受信された信号を逆拡散することができ、乗
算器４５ａにおいて、アンテナ４１ｂで受信されディレ
イライン４３でτ時間分だけ遅延された信号を逆拡散す
ることができる。
【００３１】乗算器４５ａ、４５ｂの出力信号は、それ
ぞれバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４８ａ、４８ｂで特
定帯域の信号が取り出される。バンドパスフィルタ４８
ａの出力信号は直接、比較器（ＣＯＭＰ）４９へ出力さ
れ、バンドパスフィルタ４８ｂの出力信号は、ディレイ
ライン５０で時間τ分だけ遅延されて比較器４９へ出力
される。ここで、デイレイライン５０は、乗算器４５ｂ
で逆拡散された遅延の施されていない信号をτ時間分だ
け遅延させることで、バンドパスフィルタ４８ａ、４８
ｂの各出力信号の遅延時間をそろえている。
ぞれバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４８ａ、４８ｂで特
定帯域の信号が取り出される。バンドパスフィルタ４８
ａの出力信号は直接、比較器（ＣＯＭＰ）４９へ出力さ
れ、バンドパスフィルタ４８ｂの出力信号は、ディレイ
ライン５０で時間τ分だけ遅延されて比較器４９へ出力
される。ここで、デイレイライン５０は、乗算器４５ｂ
で逆拡散された遅延の施されていない信号をτ時間分だ
け遅延させることで、バンドパスフィルタ４８ａ、４８
ｂの各出力信号の遅延時間をそろえている。
【００３２】比較器４９は、ディレイライン５０により
遅延が施され、遅延時間（位相）がそろえられた２種類
の変調信号の振幅の絶対値の比較、現信号の位相と次に
選択される信号位相とが同位相か否かの比較を行い、同
相の場合には、振幅の大きい方の信号をそのまま復調器
（demodulator)５１へ出力し、位相が異なる場合には、
信号位相を反転させて復調器５１へ出力する。
遅延が施され、遅延時間（位相）がそろえられた２種類
の変調信号の振幅の絶対値の比較、現信号の位相と次に
選択される信号位相とが同位相か否かの比較を行い、同
相の場合には、振幅の大きい方の信号をそのまま復調器
（demodulator)５１へ出力し、位相が異なる場合には、
信号位相を反転させて復調器５１へ出力する。
【００３３】次に、図６は、上記比較器４９の具体的構
成の一例を示す図である。振幅比較器６１は、バンドパ
スフィルタ４８ａの出力信号振幅とディレイライン５０
で時間τ分の遅延の施された信号振幅との絶対値を比較
し、比較結果を選択回路（ＳＷ）６３へ出力する。
成の一例を示す図である。振幅比較器６１は、バンドパ
スフィルタ４８ａの出力信号振幅とディレイライン５０
で時間τ分の遅延の施された信号振幅との絶対値を比較
し、比較結果を選択回路（ＳＷ）６３へ出力する。
【００３４】選択回路６３は、２種類の変調信号の内、
振幅比較器６１で指示される信号を選択して位相反転ア
ンプ６４及び位相非反転アンプ６５に出力する。位相反
転アンプ６４は、入力信号位相を反転して選択回路６６
へ出力し、位相非反転アンプ６５は、入力信号位相と同
相の信号を選択回路６６へ出力する。
振幅比較器６１で指示される信号を選択して位相反転ア
ンプ６４及び位相非反転アンプ６５に出力する。位相反
転アンプ６４は、入力信号位相を反転して選択回路６６
へ出力し、位相非反転アンプ６５は、入力信号位相と同
相の信号を選択回路６６へ出力する。
【００３５】位相比較器６２は、現在受信している信号
位相と次に切り替えるべき信号位相とを比較し、両信号
の位相が同相である場合には、選択回路（ＳＷ）６４に
位相非反転アンプ６５の出力信号の選択を指示し、両信
号の位相が反転している場合には、位相反転アンプ６４
の出力信号の選択を指示する。
位相と次に切り替えるべき信号位相とを比較し、両信号
の位相が同相である場合には、選択回路（ＳＷ）６４に
位相非反転アンプ６５の出力信号の選択を指示し、両信
号の位相が反転している場合には、位相反転アンプ６４
の出力信号の選択を指示する。
【００３６】上記実施例では、ＰＮコードの自己相関関
数の値がほぼ零となるまでの時間（ピーク値からの時
間）を遅延時間τとして設定することで、２種類の信号
が互いに干渉しないようにして逆拡散することができ
る。
数の値がほぼ零となるまでの時間（ピーク値からの時
間）を遅延時間τとして設定することで、２種類の信号
が互いに干渉しないようにして逆拡散することができ
る。
【００３７】従って、複数のアンテナで受信する無線信
号を１つのＲＦ／ＩＦ回路４４で処理することができ、
受信機の回路が簡単になる。また、２個のアンテナの受
信信号の内、常に信号振幅の大きい方の信号を選択して
受信することができるので、最適な受信状態で信号を受
信することができる。また、ブランチ切り替えをデータ
受信と平行して行うことができ、ブランチ切り替えフレ
ームを設ける必要がないので、データの受信効率を高め
ることができる。さらに、ブランチ切り替え時に信号位
相が反転しないように位相補正を行っているので、ブラ
ンチ切り替え時のデータの受信誤りを無くすことができ
る。
号を１つのＲＦ／ＩＦ回路４４で処理することができ、
受信機の回路が簡単になる。また、２個のアンテナの受
信信号の内、常に信号振幅の大きい方の信号を選択して
受信することができるので、最適な受信状態で信号を受
信することができる。また、ブランチ切り替えをデータ
受信と平行して行うことができ、ブランチ切り替えフレ
ームを設ける必要がないので、データの受信効率を高め
ることができる。さらに、ブランチ切り替え時に信号位
相が反転しないように位相補正を行っているので、ブラ
ンチ切り替え時のデータの受信誤りを無くすことができ
る。
【００３８】なお、アンテナがｎ個（２個以上）ある場
合には、ＰＮコードの自己相関関数の値がほぼ零となる
までの時間をτ1 、τ2 ・・・としたときに、それらの
時間をそれぞれｎ−１個の信号の遅延時間として設定す
れば、上記と同様に１つのＲＦ／ＩＦ回路４４で無線信
号を処理できる。
合には、ＰＮコードの自己相関関数の値がほぼ零となる
までの時間をτ1 、τ2 ・・・としたときに、それらの
時間をそれぞれｎ−１個の信号の遅延時間として設定す
れば、上記と同様に１つのＲＦ／ＩＦ回路４４で無線信
号を処理できる。
【００３９】次に、図７は、本発明の第２実施例の受信
機の構成図である。この実施例は、２個のアンテナの受
信信号を合成して受信レベルの落ち込みを改善する合成
ダイバーシチ方式の受信機に関するものである。以下、
図４の第１実施例と異なる回路ブロックについて説明す
る。
機の構成図である。この実施例は、２個のアンテナの受
信信号を合成して受信レベルの落ち込みを改善する合成
ダイバーシチ方式の受信機に関するものである。以下、
図４の第１実施例と異なる回路ブロックについて説明す
る。
【００４０】アンテナ４１ａ、４１ｂで受信された無線
信号は、一方の信号が時間τだけ遅延が施され、乗算器
４５ａ、４５ｂにおいて、遅延の施されていない信号に
はＰＮコードがそのまま乗算され、遅延の施されている
信号には、ＰＮコードを時間τ分だけ遅延させたＰＮコ
ードが乗算される。さらに、ディレイライン５０によ
り、遅延の施されていない信号が時間τ分だけ遅延さ
れ、各信号の遅延時間がそろえられる。遅延時間の一致
した２種類の変調信号は、同相結合器５２において２種
類の信号の同相成分が合成され、逆相結合器５３におい
て逆相成分が合成される。
信号は、一方の信号が時間τだけ遅延が施され、乗算器
４５ａ、４５ｂにおいて、遅延の施されていない信号に
はＰＮコードがそのまま乗算され、遅延の施されている
信号には、ＰＮコードを時間τ分だけ遅延させたＰＮコ
ードが乗算される。さらに、ディレイライン５０によ
り、遅延の施されていない信号が時間τ分だけ遅延さ
れ、各信号の遅延時間がそろえられる。遅延時間の一致
した２種類の変調信号は、同相結合器５２において２種
類の信号の同相成分が合成され、逆相結合器５３におい
て逆相成分が合成される。
【００４１】同相結合器５２、逆相結合器５３で合成さ
れた２種類の信号は、比較器（ＣＯＭＰ）５４において
振幅の絶対値が比較され、振幅の大きい方の信号が選択
される。同時に、現在選択している信号と次に選択する
信号が同相か異相かを判定し、信号位相が同相であれ
ば、振幅の大きい方の信号（次に選択する信号）をその
まま復調器５１へ出力し、異相であれば、その信号位相
を反転させて復調器５１へ出力する。なお、比較器５３
の具体的構成は、図４と同様になっている。
れた２種類の信号は、比較器（ＣＯＭＰ）５４において
振幅の絶対値が比較され、振幅の大きい方の信号が選択
される。同時に、現在選択している信号と次に選択する
信号が同相か異相かを判定し、信号位相が同相であれ
ば、振幅の大きい方の信号（次に選択する信号）をその
まま復調器５１へ出力し、異相であれば、その信号位相
を反転させて復調器５１へ出力する。なお、比較器５３
の具体的構成は、図４と同様になっている。
【００４２】この実施例では、複数のアンテナで受信し
た信号の同相成分又は逆相成分の中で受信レベルの最も
大きい信号を選択して受信することができるので、常に
最適な受信レベルでデータを受信することができる。ま
た、現在選択している信号と次に選択する信号とが同相
でないときには、信号位相を反転させ復調器５１へ出力
するようにしているので、合成ダイバーシチ受信におい
ても、信号切り替え時のデータの受信誤りを無くすこと
ができる。
た信号の同相成分又は逆相成分の中で受信レベルの最も
大きい信号を選択して受信することができるので、常に
最適な受信レベルでデータを受信することができる。ま
た、現在選択している信号と次に選択する信号とが同相
でないときには、信号位相を反転させ復調器５１へ出力
するようにしているので、合成ダイバーシチ受信におい
ても、信号切り替え時のデータの受信誤りを無くすこと
ができる。
【００４３】なお、上記実施例では、アンテナが２個の
場合について説明したが、アンテナが２個以上ある場合
についても本発明は適用できる。その場合、各アンテナ
の受信信号を時間τ1 、τ2 、τ3 ・・・分遅延させ、
乗算器においてそれらの遅延時間τ1 、τ2 、τ3 ・・
分遅延させたＰＮコードを乗算すればよい。この場合、
それぞれのＰＮコードの自己相関関数のピーク値付近
で、他のＰＮコードの自己相関関数の値が無視できるよ
うな時間を遅延時間τ1 、τ2 、τ3 ・・として設定す
れば良い。
場合について説明したが、アンテナが２個以上ある場合
についても本発明は適用できる。その場合、各アンテナ
の受信信号を時間τ1 、τ2 、τ3 ・・・分遅延させ、
乗算器においてそれらの遅延時間τ1 、τ2 、τ3 ・・
分遅延させたＰＮコードを乗算すればよい。この場合、
それぞれのＰＮコードの自己相関関数のピーク値付近
で、他のＰＮコードの自己相関関数の値が無視できるよ
うな時間を遅延時間τ1 、τ2 、τ3 ・・として設定す
れば良い。
【００４４】さらに、比較器４９、５３における信号位
相の補正は、位相が反転している場合だけではなく、現
在選択している信号と次に選択する信号に位相差がある
場合、切り替え時に位相差分だけ信号位相を補正するよ
うにしてもよい。
相の補正は、位相が反転している場合だけではなく、現
在選択している信号と次に選択する信号に位相差がある
場合、切り替え時に位相差分だけ信号位相を補正するよ
うにしてもよい。
【００４５】
【発明の効果】本発明によれば、ダイバーシチ受信にお
いて、常に受信信号レベルの大きいブランチの信号又は
合成信号を受信することができるので、最適な受信レベ
ルでデータを受信することができる。また、信号切り替
え時の位相反転によるデータの受信誤りを無くすことが
できる。
いて、常に受信信号レベルの大きいブランチの信号又は
合成信号を受信することができるので、最適な受信レベ
ルでデータを受信することができる。また、信号切り替
え時の位相反転によるデータの受信誤りを無くすことが
できる。
【図１】第１及び第２の発明の共通部分の原理ブロック
図である。
図である。
【図２】第１の発明の原理ブロック図である。
【図３】第２の発明の原理ブロック図である。
【図４】第１実施例の受信機の構成図である。
【図５】自己相関関数の説明図である。
【図６】比較器４９の具体的回路構成図である。
【図７】第２実施例の受信機の構成図である。
【図８】スペクトラム拡散通信システムの構成図であ
る。
る。
【図９】従来のダイバーシチ受信機の構成図である。
【図１０】ブランチ切り替えの説明図である。
１ａ、１ｂ アンテナ ２ 第１の遅延手段 ３ 合成手段 ４ 周波数変換手段 ５ 第２の遅延手段 ６ａ、６ｂ 乗算手段 ７ａ、７ｂ 帯域フィルタ ８ 第３の遅延手段 ９、１４ 振幅比較手段 １０、１５ 位相比較手段 １１、１６ 位相補正手段 １２ 同相結合手段 １３ 逆相結合手段
Claims (3)
- 【請求項１】 ｎ個のアンテナと 、 少なくともｎ−１個のアンテナで受信される無線信号を
それぞれ所定時間づつ遅延させる第１の遅延手段と、 前記ｎ個のアンテナで受信された無線信号を合成する合
成手段と、 前記合成手段の出力信号を中間周波数信号に変換する周
波数変換手段と、 ＰＮコードを前記所定の遅延時間づつ遅延させる第２の
遅延手段と、 前記周波数変換手段の出力信号にＰＮコード又は前記第
２の遅延手段で遅延の施されたＰＮコードを乗算する複
数の乗算手段と、 前記乗算手段の各出力信号の特定帯域の信号を取り出す
複数の帯域フィルタと、 前記帯域フィルタの各出力信号の遅延時間をそろえる第
３の遅延手段と、 遅延時間のそろえられた各信号の振幅を比較する振幅比
較手段と、 前記振幅比較手段で振幅の絶対値が大であると判定され
た信号の位相と現在選択されている信号の位相とを比較
する位相比較手段と、 前記位相比較手段の比較結果に基づいて、次に選択すべ
き信号の位相を現在選択されている信号の位相と同相と
なるように補正する位相補正手段とを備えることを特徴
とするダイバーシチ受信機。 - 【請求項２】 ｎ個のアンテナと 、 少なくともｎ−１個のアンテナで受信される無線信号を
それぞれ所定時間づつ遅延させる第１の遅延手段と、 前記ｎ個のアンテナで受信された無線信号を合成する合
成手段と、 前記合成手段の出力信号を中間周波数信号に変換する周
波数変換手段と、 ＰＮコードを前記所定時間づつ遅延させる第２の遅延手
段と、 前記周波数変換手段の出力信号にＰＮコード又は前記第
２の遅延手段で遅延の施されたＰＮコードを乗算する複
数の乗算手段と、 前記乗算手段の各出力信号の特定帯域の信号を取り出す
複数の帯域フィルタと、 前記帯域フィルタの各出力信号の遅延時間をそろえる第
３の遅延手段と、 遅延時間のそろえられた各信号の同相成分を合成する同
相結合手段と、 遅延時間のそろえられた各信号の逆相成分を合成する逆
相結合手段と、 前記同相結合手段の出力信号振幅と前記逆相結合手段の
出力信号振幅とを比較する振幅比較手段と、 前記振幅比較手段で振幅の絶対値が大であると判定され
た信号の位相と現在選択されている信号の位相とを比較
する位相比較手段と、 前記位相比較手段の比較結果に基づいて、次に選択され
るべき信号の位相を現在選択されている信号の位相と同
相となるように補正する位相補正手段とを備えることを
特徴とするダイバーシチ受信機。 - 【請求項３】 前記第１の遅延手段における所定の遅延
時間は、それぞれＰＮコードの自己相関関数のピーク値
からその値がほぼ零ととなるまでの時間であることを特
徴とする請求項１又は２記載のダイバーシチ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4222573A JPH0669841A (ja) | 1992-08-21 | 1992-08-21 | ダイバーシチ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4222573A JPH0669841A (ja) | 1992-08-21 | 1992-08-21 | ダイバーシチ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0669841A true JPH0669841A (ja) | 1994-03-11 |
Family
ID=16784588
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4222573A Withdrawn JPH0669841A (ja) | 1992-08-21 | 1992-08-21 | ダイバーシチ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0669841A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10242936A (ja) * | 1997-02-26 | 1998-09-11 | Saitama Nippon Denki Kk | スペクトラム拡散通信システムのダイバーシチ受信機 |
| US6229840B1 (en) | 1997-03-04 | 2001-05-08 | Nec Corporation | Diversity circuit |
-
1992
- 1992-08-21 JP JP4222573A patent/JPH0669841A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10242936A (ja) * | 1997-02-26 | 1998-09-11 | Saitama Nippon Denki Kk | スペクトラム拡散通信システムのダイバーシチ受信機 |
| US6229840B1 (en) | 1997-03-04 | 2001-05-08 | Nec Corporation | Diversity circuit |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991102 |