JPH07107557A

JPH07107557A - 受信装置

Info

Publication number: JPH07107557A
Application number: JP5248378A
Authority: JP
Inventors: Jun Iwasaki; 潤岩崎
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1993-10-05
Filing date: 1993-10-05
Publication date: 1995-04-21
Anticipated expiration: 2016-11-12
Also published as: JP3228311B2

Abstract

(57)【要約】【目的】伝送効率の悪化を防止する。【構成】まず、ビット検出部１３において、復調処理
部１２の出力から、マルチパスを構成するパスの遅延時
間に関する遅延情報ビットが検出され、トランスバーサ
ルフィルタ（ＴＦ）１１に出力される。ＴＦ１１では、
遅延情報ビットに基づいて、マルチパスとなっている受
信信号に乗ずる、自身のタップの係数が決定される。な
お、遅延情報ビットは、例えばサウンダなどの伝送路の
特性を推定するための情報に代えて、それより、充分少
ない頻度で、送信信号に挿入されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えばセルラ電話機な
どの移動端末における、信号を受信し、復調する受信部
分に用いて好適な受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年において、情報の帯域幅より数百乃
至数千倍もの広いスペクトラム帯域に被変調波を拡散さ
せて通信を行う様なスペクトラム拡散通信方式（以下、
ＳＳ（Spectrum Spread）方式という）が注目されてい
る。このＳＳ方式では、送信機側で、搬送波（キャリ
ア）がＰＮ系列（ＰＮコード）（疑似雑音符号）により
変調されることで周波数スペクトラムが拡散され、この
スペクトラム拡散信号が、受信機に送信されるようにな
されている。そして、受信機においては、送信機と同一
構造の符号発生器により発生されるＰＮ系列を用いた逆
拡散（相関）過程を経た後、復調（ベースバンド復調）
されて、デ−タが得られるようになされている。

【０００３】ＳＳ方式において、受信機で信号を復調す
るためには、上述のようにＰＮ系列のパタ−ンが一致す
る必要がある他、その位相も一致していなければならな
い。即ち、通信を確立することができるのは、送受信機
側で用いられるＰＮ系列が、同一系列で、且つ位相が一
致した場合のみである。この性質を利用すると、同一の
周波数帯域を用いてＰＮ系列の違いにより、多数のチャ
ンネル（回線）を使うことが可能となる。ＰＮ系列によ
ってチャンネルの識別を実現し、多元接続（多重化）を
行う方法は、ＣＤＭＡ（符号分割多元接続：Code Devis
ion Multiple Access）方式と呼ばれる。

【０００４】図７は、ＣＤＭＡ方式を適用した、従来の
セルラ電話機の一例の構成を示すブロック図である。乗
算器１および２には、基地局の送信機からの信号を、そ
の周波数を、ＩＦ周波数（中間周波数）に変換した信号
Ｓ_inが、入力端子を介して供給される。ここで、このＩ
Ｆ周波数をｆ_inとする。

【０００５】一方、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３から
は、周波数誤差検出部３３から、ローパスフィルタでな
るループフィルタ（ＬＦ）２５を介して供給される、後
述する周波数誤差△ｆに対応して、ＩＦ周波数ｆ_inとほ
ぼ等しい周波数ｆ_VCOの信号Ｓ_v _coが、乗算器１および位
相器４に出力される。位相器４は、ＶＣＯ３からの信号
Ｓ_vcoの位相をπ／２だけシフト（回転）し、乗算器２
に出力する。

【０００６】乗算器１は、信号Ｓ_inとＳ_VCOを乗算し、
位相基準点と同相の信号成分（以下、Ｉチャネルの信号
という）を出力する。同時に、乗算器２は、信号Ｓ
_inと、位相がπ／２だけシフトされた信号Ｓ_VCOを乗算
し、位相基準点と直交する信号成分（以下、Ｑチャネル
の信号という）を出力する。即ち、乗算器１，２、およ
び位相器４によっては、直交検波がなされる。

【０００７】ＩおよびＱチャネルの信号は、逆拡散器３
１、データ復調部３２、周波数誤差検出部３３、データ
処理部３４、および制御回路３５により構成される復調
処理部１２に入力され、まず逆拡散器３１において、送
信機側と同一のＰＮ系列により逆拡散される。逆拡散器
３１で逆拡散されたＩおよびＱチャネルの信号（逆拡散
データ）は、デ−タ復調部３２および周波数誤差検出部
３３に供給される。デ−タ復調部３２では、ＩおよびＱ
チャネルの信号を用いて、データの復調がなされ、デー
タ処理部３４に出力される。

【０００８】データ処理部３４では、データ復調部３２
より出力されたデータから、あらかじめ決められたフォ
−マットに基づいて、送信機側から送られてきた音声情
報と制御情報を抜き出す。音声情報は、図示せぬ後段の
回路に供給され、所定の処理が施される。また、制御情
報は、制御回路３５に供給され、制御回路３５は、この
制御情報に基づいて所定の処理を行う。さらに、制御回
路３５は、逆拡散器３１、データ復調部３２、および周
波数誤差検出部３３を制御する。

【０００９】ここで、乗算器１または２から出力された
ＩまたはＱチャネルの信号それぞれは、ＶＣＯ３が出力
する信号Ｓ_VCOの周波数ｆ_VCOと、入力信号Ｓ_inの周波数
（ＩＦ周波数）ｆ_inとが同一であれば、ベースバンドの
信号（ＩＦ周波数が０Ｈｚの信号）となる。

【００１０】しかしながら、セルラ電話機は、例えば走
行中の自動車内や電車内などで使用される場合が多く、
この場合、ドップラー効果によって、信号Ｓ_inの周波数
ｆ_inは、本来の値からずれる。これにより、周波数ｆ
_VCOとｆ_inとが同一でなくなり、その差、つまり周波数
誤差△ｆ（＝ｆ_in−ｆ_VCO）の分だけ、乗算器１または
２から出力されるＩまたはＱチャネルの信号それぞれ
は、本来のベースバンドの位置からずれる。

【００１１】そして、このずれが大きくなると、データ
復調部３２では、正確なデータの復調が行われなくな
る。

【００１２】そこで、周波数誤差検出部３３は、逆拡散
器３１で逆拡散されたＩおよびＱチャネルの信号から、
周波数誤差△ｆを検出し、これを０Ｈｚとするように、
ＬＦ２５を介して、ＶＣＯ３が出力する信号Ｓ_VCOの周
波数ｆ_VCOを制御する。

【００１３】即ち、乗算器１および２、位相器４、逆拡
散器３１、周波数誤差検出部３３，ＬＦ２５、並びにＶ
ＣＯ３でなるループは、いわゆるＰＬＬを形成してお
り、この系では、周波数誤差△ｆが０Ｈｚとなるよう
に、ＶＣＯ３が制御され、これにより、データ復調部３
２で、正確なデータの復調が行われるようになされてい
る。

【００１４】なお、基地局の送信機から伝送されている
信号は、音声情報などの通信データからなるデータチャ
ネルと、所定の固定値からなるパイロットチャネルとか
らなり、周波数誤差検出部３３での周波数誤差△ｆの検
出には、通常パイロットチャネルの信号が用いられる。

【００１５】ところで、セルラ電話機においては、近傍
の１つの基地局の送信機から送信された電波が、直接受
信されたり、また建物などの反射物によって反射されて
受信されるなど、複数の経路（パス）のものが受信され
る（以下、パスが形成されるという）。

【００１６】さらに、セルラ電話機が、複数の基地局か
らほぼ等しい距離に位置している場合には、その複数の
基地局それぞれとパスが形成される。

【００１７】そこで、図７に示すセルラ電話機において
は、サーチャ１４が、乗算器１または２よりそれぞれ出
力されたＩまたはＱチャネルの信号と、ＰＮ系列とを、
その位相をＰＮ系列の１周期の範囲でずらして乗算する
ことにより、即ちＩおよびＱチャネルの信号と、ＰＮ系
列との相関を、ＰＮ系列の１周期の範囲でとることによ
り、複数のパス（マルチパス）それぞれを検索、識別
し、そのうちの例えば最も受信レベルの大きい（相関値
の大きい）ものを、逆拡散器３１に逆拡散させるように
なされていた。

【００１８】しかしながら、セルラ電話機が、基地局か
ら離れたところに位置している場合には、最も受信レベ
ルの大きいパスを選択しても、充分なＳ／Ｎが得られな
いときがあった。

【００１９】そこで、Ｓ／Ｎを向上させる受信方式とし
て、１つの基地局からセルラ電話機の間に、異なる伝搬
経路に沿って形成されるマルチパスを受信に用いるＲＡ
ＫＥ受信方式が知られている。

【００２０】ここで、ＲＡＫＥ受信方式について簡単に
説明する。なお、ＲＡＫＥ受信方式についての詳細
は、"Introduction to Spread-Spectrum Antimultipath
Techniques and Their Application to Urban Digital
Radio",G.L.Turinなどに開示されている。

【００２１】図８は、１つの基地局とセルラ電話機の間
に、複数のパスが形成される様子を示している。同図に
示すように、基地局（送信機）からの送信信号は、異な
る伝搬経路に沿って、その伝搬経路によって異なる遅延
時間ｔ_iおよび信号強度ａ_iのパスｉ（但し、ｉ＝０，
１，・・・，Ｋ）を形成してセルラ電話機（受信機）に
届く。

【００２２】いま、送信信号ｓ（ｔ）を、式ｓ（ｔ）＝Ｒｅ［σ（ｔ）・ｅｘｐ（ｉω₀ｔ）］（但し、Ｒｅ［ｘ］は、ｘの実数部分を意味する）で表
すと、受信信号ｒ（ｔ）は、次式で与えられる。ｒ（ｔ）＝Ｒｅ［ρ（ｔ）・ｅｘｐ（ｉω₀ｔ）］＋ｎ（ｔ）ここで、ρ（ｔ）＝Σａ_k・σ（ｔ−ｔ_k）・ｅｘｐ（ｊ
θ_k）で、Σは、ｋ＝０からＫ−１までのサメーション
を意味する。

【００２３】受信信号ｒ（ｔ）を、いわゆるマッチドフ
ィルタ（Matched Filter）（以下、ＭＦという）を通す
と、その出力は、図９（Ａ）に示すように、パスの遅延
時間に対応して、複数のピークを持つ信号となる。拡散
符号列が、遅延された同じ符号列に対して相関がない場
合、各ピークは、完全に独立して存在する。

【００２４】上述の文献においては、パスの遅延時間と
信号強度から、最適な受信機は、次式で表現することが
できるとされている。ｗ＝Σｌｏｇ_eＩ₀（２・ａ'_k・ｘ'_k／Ｎ_e）上式において、Ｉ₀（ｘ）は、ベッセル関数であり、充
分大きいｘに対しては、式ｌｏｇ_eＩ₀（ｘ）≒ｘの近似が成立するので、ｗは次式で表すことができる。ｗ＝２／Ｎ₀・Σａ'_k・ｘ'_k

【００２５】この式は、図９（Ｂ）に示す遅延線、乗算
器、および加算器からなるトランスバーサルフィルタ
（Transversal Filter）（以下、ＴＦという）で、受信
信号（図９（Ａ））に所定の係数を乗じて加算する（図
９（Ｂ）においては、図９（Ａ）の受信信号の４つのピ
ークに、伝送路の特性に対応した所定の係数α₀乃至α₃
（但し、α₀乃至α₃は、０でない係数）が乗算されると
ともに、その他の部分には、０が乗算され、その乗算結
果が加算されている）ことにより、雑音に比較して、信
号成分を強めることができることを示している。

【００２６】ＲＡＫＥ受信方式は、この原理に基づく方
式であり、従ってＲＡＫＥ受信方式によれば、図９
（Ａ）に示す受信信号を、図９（Ｂ）に示すようなＴＦ
に通すことにより、図９（Ｃ）に示すように、雑音に比
較して信号成分をより強めた、即ちＳ／Ｎの向上した１
つのメインピークを有する信号を得ることが可能とな
る。

【００２７】図１０は、ＤＰＳＫ変調方式の信号を、以
上のＲＡＫＥ受信方式により受信した場合の、ビット誤
り率を示している。同図から、ＲＡＫＥ受信方式を適用
しない場合、レイリーフェーディングがあると、Ｓ／Ｎ
が良くてもビット誤り率は改善されないが、ＲＡＫＥ受
信を行うことにより、ビット誤り率が著しく改善される
ことが判る。

【００２８】次に、図１１は、ＲＡＫＥ受信方式を適用
したセルラ電話機の一例の構成を示している。なお、図
中、図７における場合と対応する部分については、同一
の符号を付してあり、また、乗算器１，２，ＶＣＯ３、
位相器４、およびＬＦ２５の記載は省略してある。さら
に、ＭＦ４１に入力される信号は、図７に示した乗算器
１または２からそれぞれ出力されるＩまたはＱチャネル
の２つの信号であり、従って実際には２つの信号線が必
要であるが、図１１においては、図が繁雑になるので、
１つの信号線のみ図示してある。

【００２９】ＭＦ４１は、乗算器１および２からの信号
（ＩおよびＱチャネルの信号）から、遅延時間されたパ
スとその信号強度を検出する。即ち、ＭＦ４１は、乗算
器１および２からの信号（ＩおよびＱチャネルの信号）
と、ＰＮ系列との相関を、ＰＮ系列の周期の範囲で演算
する。その結果、１つの基地局からのマルチパスでなる
受信信号が、パスの遅延時間と信号強度に対応して、図
９（Ａ）に示したような複数のピークを有する信号（以
下、相関波形信号という）となる。

【００３０】なお、図９（Ａ）の相関波形信号は、受信
信号が、その直接波から、時間ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃（但し、
ｔ₃は、図９（Ａ）において最大の遅延広がりＴ_Mと等し
い時間となされている）だけそれぞれ遅延されたパスか
らなることを示している。

【００３１】この相関波形信号は、ＴＦ４２およびサウ
ンダ復調回路４３に供給される。

【００３２】サウンダ復調回路４３では、基地局から送
出された信号に挿入されているサウンダが検出される。

【００３３】ここで、サウンダとは、伝送路の特性を推
定するための情報であり、図９（Ｄ）に示すように、基
地局から送出された信号に、規則的に（例えば、１フレ
ームに数十個などのように定期的（周期的）に）挿入さ
れている。

【００３４】サウンダ復調回路４３は、検出したサウン
ダから伝送路の特性を推定する。パスの遅延時間と信号
強度は、伝送路の特性により変化するため、サウンダ復
調回路４３は、伝送路の特性の推定後、その推定結果か
ら、マルチパスを受信したときの、各パスの、変化した
遅延時間と信号強度を算出し、その算出結果に基づい
て、ＴＦ４２の係数（重み付け係数）を決定し、ＴＦ４
２に供給する。

【００３５】ＴＦ４２は、図９（Ｂ）に示したように、
ＭＦ４１からの相関波形信号を遅延する遅延線、この遅
延線により遅延された相関波形信号と、サウンダ復調回
路４３からの係数とを乗算する乗算器、および乗算器の
出力を加算する加算器より構成されている。ＴＦ４２で
は、遅延線の遅延間隔、即ちそのタップの間隔は１／Ｗ
とされており、ＭＦ４１から、時間Ｔ_Mの範囲の相関波
形信号が入力されると、その相関波形と、サウンダ復調
回路４３からの係数との積和演算を行い、例えば図９
（Ｃ）に示したような、時間Ｔ＋Ｔ_Mにメインピークを
有する、Ｓ／Ｎの向上した信号を復調処理部１２に出力
する。

【００３６】復調処理部１２では、図７で説明した場合
と同様の処理が行われ、Ｓ／Ｎの向上した復調データが
出力される。

【００３７】ところで、最近、さらにＳ／Ｎを向上させ
る受信方式として、１つの基地局からの複数のパスに加
え、複数の基地局それぞれからのパスのうちの、２つ以
上の複数のパスを復調し、その復調結果を合成する方式
（以下、ダイバーシティＲＡＫＥ受信方式という）が提
案されている。

【００３８】図１２は、ダイバーシティＲＡＫＥ受信方
式を適用したセルラ電話機の構成例を示している。な
お、図中、図７における場合と対応する部分について
は、同一の符号を付してある。

【００３９】このセルラ電話機は、図７で点線で囲んだ
逆拡散器３１、データ復調部３２、周波数誤差検出部３
３、データ処理部３４、および制御回路３５からなる復
調処理部１２と同様に構成される複数のフィンガ（ｆｉ
ｎｇｅｒ）２１ａ乃至２１ｃを備え、それぞれから出力
される復調データまたは周波数誤差は、データコンバイ
ナ２２または周波数誤差コンバイナ２３で合成されるよ
うになされている。

【００４０】なお、乗算器１または２それぞれからのＩ
またはＱチャネルの信号は、フィンガ２１ａ乃至２１ｃ
の他、サーチャ５１にも供給されるようになされてい
る。サーチャ５１では、ＩおよびＱチャネルの信号と、
ＰＮ系列との相関を、ＰＮ系列の１周期の範囲でとるこ
とにより、セルラ電話機で受信された複数のパスそれぞ
れが検索、識別され、フィンガ２１ａ乃至２１ｃそれぞ
れに復調させるパスが決定される。そして、その復調の
決定されたパスの遅延時間がフィンガ２１ａ乃至２１ｃ
に供給される。これにより、フィンガ２１ａ乃至２１ｃ
それぞれにおいては、サーチャ５１より出力されたパス
の遅延時間に基づいて、図７における場合と同様にし
て、その復調がなされる。

【００４１】フィンガ２１ａ乃至２１ｃそれぞれから
は、各パスを復調した復調データまたは周波数誤差が、
データコンバイナ２２または周波数誤差コンバイナ２３
に出力される。データコンバイナ２２は、フィンガ２１
ａ乃至２１ｃからそれぞれ出力された復調データを合成
（加算）して出力する（以下、復調データを合成したも
のを合成復調データという）。これにより、Ｓ／Ｎの向
上した復調データが得られる。

【００４２】また、周波数誤差コンバイナ２３は、フィ
ンガ２１ａ乃至２１ｃを構成する周波数誤差検出部３３
（図７）から出力された周波数誤差△ｆを合成（加算）
し（以下、この合成された周波数誤差を合成周波数誤差
という）、ＬＦ２５を介してＶＣＯ３に出力する。

【００４３】ここで、サーチャ５１においては、マルチ
パスを形成する複数のパスの中で合成するのに適したも
の（例えば、複数のパスの中でレベル（パスの信号強度
に対応する、上述した相関値）の高いもの）が必要に応
じて選択され、このパスを復調するように、フィンガ２
１ａ乃至２１ｃ（復調処理部１２６ａ乃至６ｃ）それぞ
れが制御されるようになされている。

【００４４】従って、セルラ電話機が、例えば図７に示
すように、３つのフィンガ２１ａ乃至２１ｃを有する場
合、必要に応じて複数のパスのうちの、レベルの高い順
に３つのパスが選択され、その３つのパスそれぞれが、
フィンガ２１ａ乃至２１ｃそれぞれで復調されることに
なる。

【００４５】ところで、最近では、上述したようなＣＤ
ＭＡ方式を用いたセルラ電話機システムの応用として、
屋外だけでなく、基地局からの電波（信号）が、直接届
きにくい、例えばビル等の屋内でも、セルラ電話機を使
用することのできるシステムが提案されている。例え
ば、ＰＣＳ（Personal Communication Services）や、
ディストリビューティドアンテナ（Distributed Antenn
a）を使用した方式は、その１つである。

【００４６】ここで、ディストリビューティドアンテナ
（Distributed Antenna）を使用した方式のシステムの
構成例を、図１３に示す。このシステムにおいては、基
地局の送信機からの信号が、電波として基地局のアンテ
ナより出力されるとともに、ケーブルを介して、ビル内
に設置されたディストリビューティドアンテナに出力さ
れるようになされている。

【００４７】そして、セルラ電話機が屋外に位置してい
る場合には、基地局のアンテナより出力された電波が受
信され、またセルラ電話機がビル内に位置している場合
には、送信機からの信号が、ディストリビューティドア
ンテナを介して受信される。

【００４８】なお、ディストリビューティドアンテナ
は、図１３に示すように、ビル内の必要な位置に取り付
けられた複数の室内アンテナと、それらを接続する、Ｐ
Ｎ系列を構成するビット間の時間間隔（ＰＮ系列のビッ
トレート（例えば、８Ｍｂｐｓや１６Ｍｂｐｓ）の逆
数）より長い時間τだけパスを遅延する遅延回路からな
る。

【００４９】このようなディストリビューティドアンテ
ナが設置されたビル内（屋内）における場合には、複数
の室内アンテナからの直接のパス（以下、直接パスとい
う）の他、それらが、例えば壁などのビル内の障害物で
反射されたパス（以下、反射パスという）も形成される
が、室内アンテナからセルラ電話機までの距離が短いの
で、屋外における場合と異なり、直接パスに対する反射
パスの遅延時間（直接パスの位置と反射パスの位置との
差）は、一般的に上述の時間τより短くなる。

【００５０】このため、直接パスと反射パスとは、位相
の異なるＰＮ系列により分離（識別）することはできな
い。従って、ディストリビューティドアンテナによれ
ば、室内アンテナの数と同一の数の分離可能なパスから
なる、各パスの遅延時間がτのマルチパスが、ビル内に
実質的に形成されることになる。

【００５１】よって、図１１や図１２に示したＲＡＫＥ
受信方式やダイバーシティＲＡＫＥ受信方式のセルラ電
話機が、ディストリビューティドアンテナが設置された
ビル内で使用される場合においては、室内アンテナから
のエネルギを、ほとんど損失することなく、パスを受信
することができ、良好なＳ／Ｎが得られることになる。

【００５２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１１に示
したＲＡＫＥ受信方式のセルラ電話機を屋外で使用する
場合には、上述したように、伝送路の特性により、パス
の遅延時間と信号強度が変化するので、サウンダ（図９
（Ｄ））を、送信信号に充分な数だけ挿入し、伝送路の
特性を高精度に推定することにより、ＴＦ４２の係数を
より適正なものとすることができる。

【００５３】一方、このセルラ電話機が、図１３に示し
たディストリビューティッドアンテナが設置された屋内
で使用される場合、屋内の伝送路の特性は、屋外におけ
る場合に比較して、充分安定したものであるから、複数
の室内アンテナそれぞれから出力されるパスの信号強度
はほぼ等しいと考えられる。そして、この場合、受信さ
れるパスは、実質的に直接パスのみであり、そのパスの
遅延時間は、遅延回路（図１３）によりつけられるのも
のであるから、あらかじめ知り得るものであり、さらに
屋外における場合と異なり、ほとんど変動しない。

【００５４】従って、この場合、伝送路の特性を、サウ
ンダを用いて推定する必要はなく、この必要でない処理
のために、送信信号に、多くのサウンダを挿入すること
は、本来伝送すべき情報の伝送効率を劣化させているこ
とになる。

【００５５】本発明は、このような状況に鑑みてなされ
たものであり、Ｓ／Ｎを劣化させることなく、伝送効率
を向上させることができるようにするものである。

【００５６】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の受信装
置は、ＰＮ系列によってスペクトラム拡散信号とされ、
マルチパスとなっている受信信号に、所定の係数を乗じ
て加算する積和演算手段としてのＴＦ（トランスバーサ
ルフィルタ）１１と、ＴＦ１１の出力を復調する復調手
段としての復調処理部１２と、復調処理部１２の出力か
ら、マルチパスを構成するパスの遅延時間に関する遅延
時間情報を検出する検出手段としてのビット検出部１３
とを備え、ＴＦ１１は、ビット検出部１３により検出さ
れた遅延時間情報に基づいて、所定の係数を決定するこ
とを特徴とする。

【００５７】請求項２に記載の受信装置は、ＰＮ系列に
よってスペクトラム拡散信号とされ、マルチパスとなっ
ている受信信号に、所定の係数を乗じて加算する積和演
算手段としてのＴＦ（トランスバーサルフィルタ）１５
と、ＴＦ１５の出力を復調する復調手段としての復調処
理部１２とを備え、マルチパスを構成するパスの遅延時
間は既知の値であり、所定の係数は、既知のパスの遅延
時間に基づいて決定され、ＴＦ１５にあらかじめ設定さ
れていることを特徴とする。

【００５８】請求項３に記載の受信装置は、ＰＮ系列に
よってスペクトラム拡散信号とされ、マルチパスとなっ
ている受信信号から、個々のパスを検索する検索手段と
してのサーチャ２４と、サーチャ２４により検索された
パスを復調し、復調データを出力する複数の復調手段と
してのフィンガ２１ａ乃至２１ｃと、フィンガ２１ａ乃
至２１ｃそれぞれから出力された復調データを合成し、
合成復調データを出力する合成手段としてのデータコン
バイナ２２と、データコンバイナ２２より出力された合
成復調データから、パスの遅延時間に関する遅延時間情
報を検出する検出手段としてのビット検出部１３と、ビ
ット検出部１３により検出された遅延時間情報に基づい
て、所定の係数を決定し、受信信号に乗じて加算する積
和演算手段としてのＴＦ１１を備え、サーチャ２４は、
パスを検索するとともに、装置が屋内で使用されている
か否かを検出し、装置が屋内で使用されている場合に
は、フィンガ２１ａ乃至２１ｃの少なくとも１つに、パ
スに代えて、ＴＦ１１の出力を復調させることを特徴と
する。

【００５９】

【作用】請求項１に記載の受信装置においては、復調処
理部１２の出力から、マルチパスを構成するパスの遅延
時間に関する遅延時間情報が検出され、この遅延時間情
報に基づいて、マルチパスとなっている受信信号に乗ず
る、ＴＦ１１の所定の係数が決定される。従って、パス
の遅延時間が変化しなければ、遅延時間情報は１度だけ
受信すれば済み、例えばサウンダなどの伝送路の特性を
推定するための情報を送信信号に挿入する場合に比較し
て、伝送効率を向上させることができる。

【００６０】請求項２に記載の受信装置においては、マ
ルチパスを構成するパスの遅延時間は既知の値であり、
ＴＦ１５における所定の係数は、既知のパスの遅延時間
に基づいて決定され、あらかじめ設定されている。従っ
て、例えばサウンダなどの伝送路の特性を推定するため
の情報を送信信号に挿入する必要がないので、伝送効率
を、さらに向上させることができる。

【００６１】請求項３に記載の受信装置においては、フ
ィンガ２１ａ乃至２１ｃそれぞれから出力された復調デ
ータを合成した合成復調データから、パスの遅延時間に
関する遅延時間情報が検出され、その遅延時間情報に基
づいて、ＴＦ１１の所定の係数が決定される。そして、
サーチャ２４は、装置が屋内で使用されているか否かを
検出し、装置が屋内で使用されている場合には、フィン
ガ２１ａ乃至２１ｃの少なくとも１つに、パスに代え
て、ＴＦ１１の出力を復調させる。従って、Ｓ／Ｎの良
い復調データ（合成復調データ）を得ることができる。

【００６２】

【実施例】以下、図面を参照して、本発明の実施例につ
いて説明する。［第１実施例］図１は、本発明の受信装置を適用したセ
ルラ電話機の第１実施例の構成を示すブロック図であ
る。なお、同図において、図７における場合と対応する
部分については、同一の符号を付してあり、また、乗算
器１，２，ＶＣＯ３、位相器４、およびＬＦ２５の記載
は省略してある。さらに、ＴＦ１１およびサーチャ１４
に入力される信号は、図７に示した乗算器１または２か
らそれぞれ出力されるＩまたはＱチャネルの２つの信号
であり、従って実際には２つの信号線が必要であるが、
１つの信号線で代表して図示してある。

【００６３】このセルラ電話機は、例えば図１３に示し
たようなディストリビューティッドアンテナが設置され
たビル内専用（屋内専用）のものであり、ディストリビ
ューティッドアンテナからは、図２に示すように、例え
ば４フレームなどの所定のフレーム数ごとに、ディスト
リビューティッドアンテナの遅延回路によってつけられ
たマルチパスの遅延時間を表す遅延情報ビット（例え
ば、遅延時間そのものを２進数で表現したものや、遅延
時間の種類が２ⁿ個以下であれば、その遅延時間を示す
ｎビットで表現されたものなど）を、先頭部分に挿入し
たフレームが出力されるようになされている。さらに、
ディストリビューティッドアンテナから出力される送信
信号には、基地局の屋外の送信アンテナから出力される
送信信号と異なり、サウンダは挿入されないようになさ
れている。

【００６４】このように、遅延情報ビットは、サウンダ
に比較して、充分少ない頻度で送信信号に挿入されるの
で、伝送効率をほとんど悪化させない。

【００６５】以上のように構成されるセルラ電話機にお
いては、まず図７における場合と同様にして、乗算器１
および２から、ＩおよびＱチャネルの信号が出力され
る。この信号は、サーチャ１４と、ＴＦ１１を介して復
調処理部１２に供給される。サーチャ１４は、乗算器１
および２より供給された信号（ＩおよびＱチャネルの信
号）から、図７で説明したようにして、ディストリビュ
ーティッドアンテナからのマルチパスを構成する複数の
パスそれぞれを検索、識別し、そのうちのいずれか１つ
のパスを選択して、復調処理部１２に復調させる制御を
行う。

【００６６】復調処理部１２は、サーチャ１４の制御に
したがって、図７（図１１）で説明したようにして、マ
ルチパスを構成する複数のパスのうちの１つを復調し、
復調データをビット検出部１３に出力する。

【００６７】ビット検出部１３では、復調処理部１２か
らの復調データから、図２で説明した遅延情報ビットを
検出し、遅延情報ビットをＴＦ１１に出力するととも
に、遅延情報ビットを分離した復調データを、図示せぬ
後段の処理回路に出力する。

【００６８】ＴＦ１１は、図１１のＴＦ４２と同様に構
成され、ビット検出部１３から遅延情報ビットを受信す
ると、その遅延情報ビットが表すマルチパスの遅延時間
に対応した係数を、タップにセットする。

【００６９】ＴＦ１１は、自身でタップの係数をセット
すると、乗算器１および２からのＩおよびＱチャネルの
信号を、図９（Ｂ）で説明した場合と同様に処理し、所
定のタイミングにメインピークを有する、Ｓ／Ｎの向上
した信号を復調処理部１２に出力する。

【００７０】復調処理部１２では、ＴＦ１１からのＳ／
Ｎの向上した信号の供給が開始されると、サーチャ１４
の制御にしたがって処理していたパスに代わって、その
信号の復調処理を開始する。

【００７１】即ち、ＴＦ１１が、自身の係数をセットし
た後は、ＲＡＫＥ受信方式による受信がなされるように
なる。

【００７２】以上のように、サウンダの代わりに遅延情
報ビットを、サウンダに比較して、充分少ない頻度で送
信信号に挿入するようにしたので、伝送効率を悪化させ
ることが防止されるとともに、従来ＲＡＫＥ受信方式で
受信を行う場合に必ず必要であった整合フィルタやサウ
ンダ復調回路を設けずに、セルラ電話機を構成すること
ができるようになる。

【００７３】［第２実施例］次に、図３は、本発明の受
信装置を適用したセルラ電話機の第２実施例の構成を示
すブロック図である。なお、同図において、図１におけ
る場合と対応する部分については、同一の符号を付して
ある。即ち、図３のセルラ電話機は、ビット検出部１３
が削除されるとともに、ＴＦ１１に代えてＴＦ１５が設
けられている他は、図１のセルラ電話機と同様に構成さ
れている。

【００７４】このセルラ電話機も、図１のセルラ電話機
と同様に、例えば図１３に示したようなディストリビュ
ーティッドアンテナが設置されたビル内専用（屋内専
用）のものである。但し、ディストリビューティッドア
ンテナから出力される送信信号には、遅延情報ビットや
サウンダは挿入されないようになされている。

【００７５】さらに、このセルラ電話機は、ディストリ
ビューティッドアンテナでつけられるマルチパスの遅延
時間があらかじめ判っている屋内で使用されるようにな
されており、ＴＦ１５は、図１１のＴＦ４２と同様に構
成され、そのタップには、既知の遅延時間の間隔に対応
した係数があらかじめセットされている。

【００７６】従って、この場合、ＴＦ１５では、乗算器
１および２からのＩおよびＱチャネルの信号が、図９
（Ｂ）で説明した場合と同様に処理され、所定のタイミ
ングにメインピークを有する、Ｓ／Ｎの向上した信号が
復調処理部１２に出力される。

【００７７】よって、このセルラ電話機では、その動作
の開始直後から、ＲＡＫＥ受信方式による受信がなされ
る。

【００７８】以上のように、既知の遅延時間に基づい
て、ＴＦ１５のタップに、あらかじめ係数をセットして
おくようにしたので、遅延情報ビットやサウンダを送信
信号に挿入する必要がなく、従って伝送効率の悪化を防
止することができる。また、この場合、ビット検出部１
３を設けずに、セルラ電話機を構成することができるの
で、装置の小型化をさらに図ることができる。

【００７９】［第３実施例］次に、図４は、本発明の受
信装置を適用したセルラ電話機の第３実施例の構成を示
すブロック図である。なお、同図において、図１または
図１２における場合と対応する部分については、同一の
符号を付してある。

【００８０】このセルラ電話機は、屋外、および図１３
に示したようなディストリビューティッドアンテナが設
置されたビル内（屋内）兼用のものであり、ディストリ
ビューティッドアンテナからは、第１実施例における場
合と同様に、遅延情報ビット（図２）を挿入した送信信
号が出力されるようになされている。

【００８１】このセルラ電話機では、まずサーチャ２４
によって、図１２のサーチャ５１における場合と同様に
して、フィンガ２１ａ乃至２１ｃそれぞれに、マルチパ
スを構成するパスを復調させる制御が行われる。

【００８２】なお、装置の動作の開始直後は、スイッチ
ＳＷ１またはＳＷ２は、端子ａ₁またはａ₂側をそれぞれ
選択するようにされている。

【００８３】従って、このセルラ電話機では、図１２の
セルラ電話機と同様に、まずダイバーシティＲＡＫＥ受
信方式による受信、復調がなされる。

【００８４】これにより、データコンバイナ２２から
は、合成復調データが出力される。この合成復調データ
は、ビット検出部１３に供給される。ビット検出部１３
は、合成復調データから、遅延情報ビット（図２）の検
出を行う。

【００８５】ここで、セルラ電話機が屋外で使用されて
いる場合、屋外（基地局）のアンテナから出力された送
信信号には、遅延情報ビットは挿入されていないので、
ビット検出部１３では、遅延情報ビットは検出されな
い。

【００８６】この場合、図４のセルラ電話機では、図１
２のセルラ電話機と同様に、ダイバーシティＲＡＫＥ受
信方式による受信、復調がそのまま続けて行われる。

【００８７】一方、セルラ電話機が、ディストリビュー
ティッドアンテナ（図１３）が設置された屋内で使用さ
れている場合、ディストリビューティッドアンテナから
出力された送信信号には、遅延情報ビットが挿入されて
いるので、ビット検出部１３では、この遅延情報ビット
が検出される。

【００８８】ビット検出部１３は、合成復調データか
ら、遅延情報ビットを検出した場合、この遅延情報ビッ
トをＴＦ１１およびサーチャ２４に出力するとともに、
遅延情報ビットを分離した復調データを、図示せぬ後段
の処理回路に出力する。

【００８９】ＴＦ１１は、図１で説明したように、ビッ
ト検出部１３から遅延情報ビットを受信すると、その遅
延情報ビットが表すマルチパスの遅延時間に対応した係
数を、タップにセットし、乗算器１および２からのＩお
よびＱチャネルの信号を、図９（Ｂ）で説明した場合と
同様に処理して、所定のタイミングにメインピークを有
する、Ｓ／Ｎの向上した信号（ＩおよびＱチャネルの信
号に対応した２つの信号（以下、この２つの信号もＩ，
Ｑチャネルの信号という）を、端子ｂ₁，ｂ₂に出力す
る。

【００９０】一方、サーチャ２４は、ビット検出部１３
から遅延情報ビットを受信すると、装置が屋内で使用さ
れていると認識し、スイッチＳＷ１またはＳＷ２を端子
ｂ₁またはｂ₂側にそれぞれ切り換える。同時に、サーチ
ャ２４は、フィンガ２１ａおよび２１ｂの動作を停止さ
せる。

【００９１】これにより、動作しているフィンガ２１ｃ
には、ＴＦ１１からのＳ／Ｎの向上したＩおよびＱチャ
ネルの信号が供給されるようになり、そこでは、サーチ
ャ２４の制御にしたがって処理していたパスに代わっ
て、ＴＦ１１からの信号の復調処理が開始される。

【００９２】即ち、この場合、ＲＡＫＥ受信方式による
受信がなされるようになる。

【００９３】その後、サーチャ２４では、ビット検出部
１３からの遅延情報ビットが、所定の時間以上受信され
なくなると、即ちセルラ電話機の屋外での使用が、再び
開始されると、フィンガ２１ａおよび２１ｂの動作を開
始させるとともに、スイッチスイッチＳＷ１またはＳＷ
２に、端子ａ₁またはａ₂側をそれぞれ選択させる。これ
により、再びダイバーシティＲＡＫＥ受信方式による受
信がなされるようになる。

【００９４】以上のように、セルラ電話機が屋内で使用
されている場合には、３つのフィンガ２１ａ乃至２１ｃ
のうち、少なくとも１つとしてのフィンガ２１ａおよび
２１ｂの動作を停止させるようにしたので、装置で消費
される電力を節約することができる。

【００９５】なお、本実施例では、セルラ電話機が屋内
で使用されている場合には、３つのフィンガ２１ａ乃至
２１ｃのうちのフィンガ２１ａおよび２１ｂの動作を停
止させるようにしたが、この動作を停止させずにそのま
ま動作させておくようにすることができる。

【００９６】この場合、フィンガ２１ｃでは、ＲＡＫＥ
受信方式による処理が行われ、装置全体としては、ダイ
バーシティＲＡＫＥ受信方式による処理が行われること
になるので、得られる合成復調データのＳ／Ｎをさらに
向上させることができる。

【００９７】また、本実施例では、フィンガの数を３つ
としたが、これに限られるものではない。

【００９８】さらに、本実施例においては、ビット検出
部１３に遅延情報ビットを検出させ、この遅延情報ビッ
トにより、サーチャ２４に、装置が屋内で使用されてい
るか否かを認識させるようにしたが、例えば次のように
してサーチャ２４に、装置が屋内で使用されているか否
かを認識させるようにすることができる。

【００９９】即ち、例えば図５に示すように、送信信号
の所定のフレームの先頭を判定ビットとし、送信信号
が、屋外のアンテナまたはディストリビューティッドア
ンテナから出力される場合には、判定ビットを０または
１とそれぞれしておくようにする。そして、ビット検出
部１３にこの判定ビットを検出させ、この判定ビットに
より、サーチャ２４に、装置が屋内で使用されているか
否かを認識させるようにする。

【０１００】［第４実施例］次に、本発明の第４実施例
は、フィンガ２１ｃの前段に設けられた、スイッチＳＷ
１およびＳＷ２と同様のスイッチ、並びにＴＦ１１と同
様のＴＦ（トランスバーサルフィルタ）を、フィンガ２
１ａおよび２１ｂの前段に設ける他は、図４のセルラ電
話機と同様に構成される。

【０１０１】なお、この実施例においては、セルラ電話
機が、ディストリビューティッドアンテナが設置された
屋内で使用される場合には、そのディストリビューティ
ッドアンテナからは、例えば図６に示すような、等間隔
に配置されたパスａ₁乃至ａ₃からなるパス群Ａ、および
このパス群Ａと同様に、パスｂ₁乃至ｂ₃からなるパス群
Ｂ、パスｃ₁乃至ｃ₃からなるパス群Ｃによってマルチパ
スを構成する送信信号を出力させるようにしておく。

【０１０２】そして、セルラ電話機では、フィンガ２１
ａ乃至２１ｃの前段のＴＦそれぞれによりパス群Ａ乃至
Ｃのパスを、Ｓ／Ｎの向上した１パルスの信号（１つの
メインピークを有する信号）にし、フィンガ２１ａ乃至
２１ｃに復調させるようにする。

【０１０３】この場合、フィンガ２１ａ乃至２１ｃそれ
ぞれでは、ＲＡＫＥ受信方式による処理が行われ、装置
全体としては、ダイバーシティＲＡＫＥ受信方式による
処理が行われることになり、送信信号のエネルギ損失を
最小限に抑えることが可能となる。

【０１０４】

【発明の効果】請求項１に記載の受信装置によれば、復
調手段の出力から、マルチパスを構成するパスの遅延時
間に関する遅延時間情報が検出され、この遅延時間情報
に基づいて、マルチパスとなっている受信信号に乗ず
る、積和演算手段の所定の係数が決定される。従って、
パスの遅延時間が変化しなければ、遅延時間情報は１度
だけ受信すれば済み、例えばサウンダなどの伝送路の特
性を推定するための情報を送信信号に挿入する場合に比
較して、伝送効率を向上させることができる。

【０１０５】請求項２に記載の受信装置によれば、マル
チパスを構成するパスの遅延時間は既知の値であり、積
和演算手段における所定の係数は、既知のパスの遅延時
間に基づいて決定され、あらかじめ設定されている。従
って、例えばサウンダなどの伝送路の特性を推定するた
めの情報を送信信号に挿入する必要がなく、伝送効率
を、さらに向上させることができる。

【０１０６】請求項３に記載の受信装置によれば、複数
の復調手段それぞれから出力された復調データを合成し
た合成復調データから、パスの遅延時間に関する遅延時
間情報が検出され、その遅延時間情報に基づいて、積和
演算手段の所定の係数が決定される。そして、検索手段
は、装置が屋内で使用されているか否かを検出し、装置
が屋内で使用されている場合には、複数の復調手段の少
なくとも１つに、パスに代えて、積和演算手段の出力を
復調させる。従って、Ｓ／Ｎの良い復調データ（合成復
調データ）を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の受信装置を適用したセルラ電話機の第
１実施例の構成を示すブロック図である。

【図２】遅延情報ビットを説明する図である。

【図３】本発明の受信装置を適用したセルラ電話機の第
２実施例の構成を示すブロック図である。

【図４】本発明の受信装置を適用したセルラ電話機の第
３実施例の構成を示すブロック図である。

【図５】判定ビットを説明する図である。

【図６】ディストリビューティッドアンテナで作られる
マルチパスの分布例を示す図である。

【図７】従来の、ＣＤＭＡ方式を適用したセルラ電話機
の一例の構成を示すブロック図である。

【図８】マルチパスを説明する図である。

【図９】ＲＡＫＥ受信方式を説明する図である。

【図１０】ＤＰＳＫ変調方式の信号を、ＲＡＫＥ受信方
式により受信した場合の、ビット誤り率を示す図であ
る。

【図１１】従来の、ＲＡＫＥ受信方式を適用したセルラ
電話機の一例の構成を示すブロック図である。

【図１２】従来の、ダイバーシティＲＡＫＥ受信方式を
適用したセルラ電話機の一例の構成を示すブロック図で
ある。

【図１３】ディストリビューティッドアンテナを説明す
る図である。

【符号の説明】

１，２乗算器３電圧制御発振器４位相器１１トランスバーサルフィルタ１２復調処理部１３ビット検出部１４サーチャ１５トランスバーサルフィルタ２１ａ乃至２１ｃフィンガ２２データコンバイナ２３周波数誤差コンバイナ２４サーチャ２５ループフィルタ３１逆拡散器３２データ復調部３３周波数誤差検出部３４データ処理部３５制御回路４１整合フィルタ４２トランスバーサルフィルタ４３サウンダ復調回路５１サーチャ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＰＮ系列によってスペクトラム拡散信号
とされ、マルチパスとなっている受信信号に、所定の係
数を乗じて加算する積和演算手段と、前記積和演算手段の出力を復調する復調手段と、前記復調手段の出力から、前記マルチパスを構成するパ
スの遅延時間に関する遅延時間情報を検出する検出手段
とを備え、前記積和演算手段は、前記検出手段により検出された前
記遅延時間情報に基づいて、前記所定の係数を決定する
ことを特徴とする受信装置。
【請求項２】ＰＮ系列によってスペクトラム拡散信号
とされ、マルチパスとなっている受信信号に、所定の係
数を乗じて加算する積和演算手段と、前記積和演算手段の出力を復調する復調手段とを備え、前記マルチパスを構成するパスの遅延時間は既知の値で
あり、前記所定の係数は、既知の前記パスの遅延時間に基づい
て決定され、前記積和演算手段にあらかじめ設定されて
いることを特徴とする受信装置。
【請求項３】ＰＮ系列によってスペクトラム拡散信号
とされ、マルチパスとなっている受信信号から、個々の
パスを検索する検索手段と、前記検索手段により検索されたパスを復調し、復調デー
タを出力する複数の復調手段と、前記複数の復調手段それぞれから出力された前記復調デ
ータを合成し、合成復調データを出力する合成手段と、前記合成手段より出力された合成復調データから、前記
パスの遅延時間に関する遅延時間情報を検出する検出手
段と、前記検出手段により検出された前記遅延時間情報に基づ
いて、所定の係数を決定し、前記受信信号に乗じて加算
する積和演算手段とを備え、前記検索手段は、前記パスを検索するとともに、装置が
屋内で使用されているか否かを検出し、装置が屋内で使
用されている場合には、前記複数の復調手段の少なくと
も１つに、前記パスに代えて、前記積和演算手段の出力
を復調させることを特徴とする受信装置。