JP2778498B2 - スペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機 - Google Patents
スペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機Info
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- JP2778498B2 JP2778498B2 JP274195A JP274195A JP2778498B2 JP 2778498 B2 JP2778498 B2 JP 2778498B2 JP 274195 A JP274195 A JP 274195A JP 274195 A JP274195 A JP 274195A JP 2778498 B2 JP2778498 B2 JP 2778498B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0071—Use of interleaving
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/08—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by repeating transmission, e.g. Verdan system
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はダイバーシチ送受信機に
関し、一般に、厳しいマルチパスフェージングが問題と
デジタル無線伝送において、スペクトラム拡散による符
号化多重インターリーブ誤り訂正を利用したダイバーシ
チ送受信機に関する。
関し、一般に、厳しいマルチパスフェージングが問題と
デジタル無線伝送において、スペクトラム拡散による符
号化多重インターリーブ誤り訂正を利用したダイバーシ
チ送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】フェージング回線における無線伝送で
は、通常ダイバーシチ受信が必要となる。フェージング
はフラットフェージングと選択制フェージングに大別で
きる。フラットフェージングとは、マルチパス伝搬は発
生していないが、直接受信波そのものが伝搬途中にて振
幅・位相の変動を受けるものである。他方、選択性フェ
ージングとは、マルチパス伝搬が発生し、その各々のマ
ルチパスによる到来波が独立の振幅・位相の変動を受け
るものである。この場合、受信信号は、複数のマルチパ
ス波の合成波となるため、位相変動の状況によりある周
波数にて逆相合成となることがある。すなわち、受信ス
ペクトラムに周波数選択的なフェード（ノッチ）が発生
する。前記フラットフェージングの場合には、受信レベ
ルの変動が問題となり、受信波形そのものは歪みを受け
ない。しかしマルチパスによる選択性フェージングの場
合は、受信レベル変動に加えて受信波形に歪みが発生す
る。
は、通常ダイバーシチ受信が必要となる。フェージング
はフラットフェージングと選択制フェージングに大別で
きる。フラットフェージングとは、マルチパス伝搬は発
生していないが、直接受信波そのものが伝搬途中にて振
幅・位相の変動を受けるものである。他方、選択性フェ
ージングとは、マルチパス伝搬が発生し、その各々のマ
ルチパスによる到来波が独立の振幅・位相の変動を受け
るものである。この場合、受信信号は、複数のマルチパ
ス波の合成波となるため、位相変動の状況によりある周
波数にて逆相合成となることがある。すなわち、受信ス
ペクトラムに周波数選択的なフェード（ノッチ）が発生
する。前記フラットフェージングの場合には、受信レベ
ルの変動が問題となり、受信波形そのものは歪みを受け
ない。しかしマルチパスによる選択性フェージングの場
合は、受信レベル変動に加えて受信波形に歪みが発生す
る。
【０００３】以上のようなフェージング回線に対して
は、従来からダイバーシチ受信および適応等化技術が用
いられている。これらには種々の方式があるが、ここで
はマルチパス歪みに対して効果的であるとされるスペク
トラム拡散通信を従来技術として扱うことにある。スペ
クトラム拡散は本来、軍用の妨害波に対してロバスト通
信を行うことを目的としてきた。一方、遅延時間の長い
マルチパス波は所望の主波信号との相関が低くなる。こ
の場合スペクトラム拡散を適用すると、マルチパス波は
拡散符号と相関が取れなくなり、逆拡散操作において抑
圧される。すなわち、スペクトラム拡散はマルチパス波
をも干渉妨害とみなすことで一種の適応等化器であると
言える。しかし遅延時間の短いマルチパス波は主波信号
との相関が高くなり、逆拡散による抑圧は期待できな
い。この場合、マルチパス波と主波との遅延時間が小さ
いため、逆相合成により受信信号のフェードアウトが発
生し得る。このようなフェードアウトに対処するには、
複数の伝搬経路の無相関性を利用したダイバーシチ受信
が有効である。
は、従来からダイバーシチ受信および適応等化技術が用
いられている。これらには種々の方式があるが、ここで
はマルチパス歪みに対して効果的であるとされるスペク
トラム拡散通信を従来技術として扱うことにある。スペ
クトラム拡散は本来、軍用の妨害波に対してロバスト通
信を行うことを目的としてきた。一方、遅延時間の長い
マルチパス波は所望の主波信号との相関が低くなる。こ
の場合スペクトラム拡散を適用すると、マルチパス波は
拡散符号と相関が取れなくなり、逆拡散操作において抑
圧される。すなわち、スペクトラム拡散はマルチパス波
をも干渉妨害とみなすことで一種の適応等化器であると
言える。しかし遅延時間の短いマルチパス波は主波信号
との相関が高くなり、逆拡散による抑圧は期待できな
い。この場合、マルチパス波と主波との遅延時間が小さ
いため、逆相合成により受信信号のフェードアウトが発
生し得る。このようなフェードアウトに対処するには、
複数の伝搬経路の無相関性を利用したダイバーシチ受信
が有効である。
【０００４】図５（１）はダイバーシチ送受信の原理
図、図５（２），（３），（４）はそれぞれダイバーシ
チパス５０３，５０４，５０５の受信電界レベルの変動
を示す図、図５（５）は受信機５０２の出力（ダイバー
シチ合成）の受信電界レベルの変動を示す図である。
図、図５（２），（３），（４）はそれぞれダイバーシ
チパス５０３，５０４，５０５の受信電界レベルの変動
を示す図、図５（５）は受信機５０２の出力（ダイバー
シチ合成）の受信電界レベルの変動を示す図である。
【０００５】送信機５０１は無指向性アンテナ１個を用
いて送信を行うと仮定する。無指向アンテナから放射さ
れた電波は、ダイバーシチパス５０４の直接伝搬経路
と、ダイバーシチパス５０３とダイバーシチパス５０５
の反射を含む経路を伝搬し、マルチパス伝搬が発生する
モデルを考える。この場合、経路が空間的に相違するた
め、フェージングはそれぞれ独立となり、受信電界レベ
ルの変動は図５（２），図５（２），図５（３），図５
（４）のようになる。このようなモデルに対してダイバ
ーシチ受信は、それぞれのダイバーシチブランチのう
ち、フェードアウトしていない部分を選択または合成し
（図５（５））、フェードアウトの確率を減らす。この
形態のダイバーシチは伝搬経路の無相関性を利用してい
るため、空間ダイバーシチまたはパスダイバーシチと呼
ばれている。このパスダイバーシチを実現する手段とし
ては、通常、複数アンテナを用いたアダプティブアレイ
などが用いられる。すなわちアダプティブアレイの指向
性制御により複数のマルチバス到来波を抽出し、最大比
合成すればダイバーシチ合成が可能となる。
いて送信を行うと仮定する。無指向アンテナから放射さ
れた電波は、ダイバーシチパス５０４の直接伝搬経路
と、ダイバーシチパス５０３とダイバーシチパス５０５
の反射を含む経路を伝搬し、マルチパス伝搬が発生する
モデルを考える。この場合、経路が空間的に相違するた
め、フェージングはそれぞれ独立となり、受信電界レベ
ルの変動は図５（２），図５（２），図５（３），図５
（４）のようになる。このようなモデルに対してダイバ
ーシチ受信は、それぞれのダイバーシチブランチのう
ち、フェードアウトしていない部分を選択または合成し
（図５（５））、フェードアウトの確率を減らす。この
形態のダイバーシチは伝搬経路の無相関性を利用してい
るため、空間ダイバーシチまたはパスダイバーシチと呼
ばれている。このパスダイバーシチを実現する手段とし
ては、通常、複数アンテナを用いたアダプティブアレイ
などが用いられる。すなわちアダプティブアレイの指向
性制御により複数のマルチバス到来波を抽出し、最大比
合成すればダイバーシチ合成が可能となる。
【０００６】図４はスペクトラム拡散とダイバーシチを
組み合わせスペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機の構
成図で、図４（１）は送信機、図４（２）は受信機を示
す。送信機は誤り訂正符号器４０１とインターリーブ回
路４０２と分岐回路４０３とＮ個の変調器４０４1 〜４
０４N とＮ個のスペクトラム拡散回路４０５1 〜４０５
N と合成回路４０６と送信機４０７と送信アンテナ４０
８で構成されている。
組み合わせスペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機の構
成図で、図４（１）は送信機、図４（２）は受信機を示
す。送信機は誤り訂正符号器４０１とインターリーブ回
路４０２と分岐回路４０３とＮ個の変調器４０４1 〜４
０４N とＮ個のスペクトラム拡散回路４０５1 〜４０５
N と合成回路４０６と送信機４０７と送信アンテナ４０
８で構成されている。
【０００７】受信機はＮ個の受信アンテナ４０９1 〜４
０９N とＮ個の受信機４１０1 〜４１０N とＮ個のスペ
クトラム逆拡散回路４１１1 〜４１１N とダイバーシチ
合成回路４１２と復調器４１３とデインターリーブ回路
４１４と復号器４１５で構成されている。
０９N とＮ個の受信機４１０1 〜４１０N とＮ個のスペ
クトラム逆拡散回路４１１1 〜４１１N とダイバーシチ
合成回路４１２と復調器４１３とデインターリーブ回路
４１４と復号器４１５で構成されている。
【０００８】図４に示す従来技術そのものに関する文献
は存在しないが、図４はスペクトラム拡散による符号化
多重の技術と通常のダイバーシチ合成とさらにインター
リーブ誤り訂正を単純に組み合わせたものである。すな
わち、スペクトラム拡散、ダイバーシチ、インターリー
ブ誤り訂正などの個別従来技術に関しては、“Principl
es of Secure Communication Systems, ”Don J.Torrie
ri, Artech Houseなどのテキストに詳細に説明されてい
る。
は存在しないが、図４はスペクトラム拡散による符号化
多重の技術と通常のダイバーシチ合成とさらにインター
リーブ誤り訂正を単純に組み合わせたものである。すな
わち、スペクトラム拡散、ダイバーシチ、インターリー
ブ誤り訂正などの個別従来技術に関しては、“Principl
es of Secure Communication Systems, ”Don J.Torrie
ri, Artech Houseなどのテキストに詳細に説明されてい
る。
【０００９】送信機において、誤り訂正符号器４０１と
インターリーブ回路４０２によりバースト誤り訂正のた
めの符号化を行う。この符号化されたデータを分岐回路
４０３でＮ分岐し、変調器４０４1 〜４０４N により１
次変調を行い、さらにＮ個のスペクトラム拡散回路４１
１1 〜４１１N により拡散を行う。ここではそれぞれ独
立の拡散符号が用いられ、合成回路４０６において符号
化多重が行われる。すなわち符号化多重チャネルがＮブ
ランチのダイバーシチ送信に用いられている。該合成波
は送信機４０７を経て送信アナテナ４０８にて送信され
る。
インターリーブ回路４０２によりバースト誤り訂正のた
めの符号化を行う。この符号化されたデータを分岐回路
４０３でＮ分岐し、変調器４０４1 〜４０４N により１
次変調を行い、さらにＮ個のスペクトラム拡散回路４１
１1 〜４１１N により拡散を行う。ここではそれぞれ独
立の拡散符号が用いられ、合成回路４０６において符号
化多重が行われる。すなわち符号化多重チャネルがＮブ
ランチのダイバーシチ送信に用いられている。該合成波
は送信機４０７を経て送信アナテナ４０８にて送信され
る。
【００１０】受信機においては、Ｎ個の受信アンテナ４
０９1 〜４０９N により受信されたＮブランチの信号は
受信機４１０1 〜４１０N を経てスペクトラム逆拡散回
路４１１1 〜４１１N によりそれぞれ送信側ブランチと
該当する拡散符号により逆拡散される。この操作により
Ｎブランチの信号が抽出分離され、ダイバーシチ合成回
路４１２に入力される。ここで注意すべきことは、ダイ
バーシチを実現するには各ブランチの信号は相関性が無
いことが条件となる。具体的には、Ｎ個の受信アンテナ
がそれぞれ到来角度の異なるマルチパス波を抽出受信す
る必要がある。ここで、Ｎ個の受信アンテナ４０９1 〜
４０９N の設置間隔によっては、アンテナ間の無相関性
は確保されない場合がある。例えばアダプティブ・アン
テナのような場合には、無線周波数の半波長の整数倍で
設置されるケースである、この場合には、アンテナ素子
受信信号間には相関性が生じる。このような場合には、
受信機４１０1 〜４１０N の後段にＮ個のサブアレイプ
ロセッサを備えて、Ｎ個の等価アンテナビーム制御によ
りＮ個のバスによる信号を抽出する必要がある。この処
理に直接関係する文献は無いが、干渉波除去を目的とし
てアダプティブアレイとスペクトラム拡散を組み合わせ
た方式が“Combination of an Adaptive Array Antenna
and a Canceller of Interference for Direct-Sequen
ce Spread-Spectrum Multiple Access System,”R.Kohn
o, et al. IEEE JOURNAL OF SELECTEDAREAS IN COMMUNI
CATIONS. VOL. 8. NO.4 MAY 1990 として提案されてい
る。
０９1 〜４０９N により受信されたＮブランチの信号は
受信機４１０1 〜４１０N を経てスペクトラム逆拡散回
路４１１1 〜４１１N によりそれぞれ送信側ブランチと
該当する拡散符号により逆拡散される。この操作により
Ｎブランチの信号が抽出分離され、ダイバーシチ合成回
路４１２に入力される。ここで注意すべきことは、ダイ
バーシチを実現するには各ブランチの信号は相関性が無
いことが条件となる。具体的には、Ｎ個の受信アンテナ
がそれぞれ到来角度の異なるマルチパス波を抽出受信す
る必要がある。ここで、Ｎ個の受信アンテナ４０９1 〜
４０９N の設置間隔によっては、アンテナ間の無相関性
は確保されない場合がある。例えばアダプティブ・アン
テナのような場合には、無線周波数の半波長の整数倍で
設置されるケースである、この場合には、アンテナ素子
受信信号間には相関性が生じる。このような場合には、
受信機４１０1 〜４１０N の後段にＮ個のサブアレイプ
ロセッサを備えて、Ｎ個の等価アンテナビーム制御によ
りＮ個のバスによる信号を抽出する必要がある。この処
理に直接関係する文献は無いが、干渉波除去を目的とし
てアダプティブアレイとスペクトラム拡散を組み合わせ
た方式が“Combination of an Adaptive Array Antenna
and a Canceller of Interference for Direct-Sequen
ce Spread-Spectrum Multiple Access System,”R.Kohn
o, et al. IEEE JOURNAL OF SELECTEDAREAS IN COMMUNI
CATIONS. VOL. 8. NO.4 MAY 1990 として提案されてい
る。
【００１１】ダイバーシチ合成回路４１２には種々の方
式があり、適応フィルタを用いて線形合成するタイプ、
あるいは切替ダイバーシチを行うタイプなどである。合
成タイプとしての従来例としては、特開平４−１６７８
２９などがある。該公報では復調器の判定データとブラ
ンチ間との相関を利用してスペクトラム拡散のダイバー
シチ合成を実現している。復調器４１３は送信側の１次
変調に対して復調を行い、デインターリーブ回路４１４
と復号器４１５によりバースト誤り訂正を行う。なお、
図４の従来技術ではバースト誤り訂正を採用している
が、これはマルチパスフェージング伝搬路では瞬断が発
生しやすいので、これによるバースト誤りに対応するた
めである。
式があり、適応フィルタを用いて線形合成するタイプ、
あるいは切替ダイバーシチを行うタイプなどである。合
成タイプとしての従来例としては、特開平４−１６７８
２９などがある。該公報では復調器の判定データとブラ
ンチ間との相関を利用してスペクトラム拡散のダイバー
シチ合成を実現している。復調器４１３は送信側の１次
変調に対して復調を行い、デインターリーブ回路４１４
と復号器４１５によりバースト誤り訂正を行う。なお、
図４の従来技術ではバースト誤り訂正を採用している
が、これはマルチパスフェージング伝搬路では瞬断が発
生しやすいので、これによるバースト誤りに対応するた
めである。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の技術で
は、ダイバーシチ合成を行うために、それぞれ無相関な
ダイバーシチブランチ受信波を抽出するので、複数のア
ンテナを用いて適応ダイバーシチ合成またはアダプティ
ブアレイなどを構成する必要がある。したがって、受信
アンテナおよび受信機をダイバーシチブランチ数だけ必
要とし、受信側の装置規模を大きくするという問題点が
ある。また、図５にマルチバス経路の一例を図示した
が、反射物からのマルチパスは反射物そのものの性質に
より変化し、特に陸上移動通信などにおいては、マルチ
バス状況は常に一定とはならない。すなわち、常にマル
チバスが存在するとも限らず、この場合にはダイバーシ
チブランチ次数の減少につながり、バスダイバーシチ効
果は得られないという問題がある。
は、ダイバーシチ合成を行うために、それぞれ無相関な
ダイバーシチブランチ受信波を抽出するので、複数のア
ンテナを用いて適応ダイバーシチ合成またはアダプティ
ブアレイなどを構成する必要がある。したがって、受信
アンテナおよび受信機をダイバーシチブランチ数だけ必
要とし、受信側の装置規模を大きくするという問題点が
ある。また、図５にマルチバス経路の一例を図示した
が、反射物からのマルチパスは反射物そのものの性質に
より変化し、特に陸上移動通信などにおいては、マルチ
バス状況は常に一定とはならない。すなわち、常にマル
チバスが存在するとも限らず、この場合にはダイバーシ
チブランチ次数の減少につながり、バスダイバーシチ効
果は得られないという問題がある。
【００１３】本発明の目的は、装置規模が小さく、かつ
常に安定したダイバーシチブランチが確保されるスペク
トラム拡散ダイバーシチ送受信機を提供することにあ
る。
常に安定したダイバーシチブランチが確保されるスペク
トラム拡散ダイバーシチ送受信機を提供することにあ
る。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明の第１のスペクト
ラム拡散ダイバーシチ送受信機は、送信データに対して
誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号化手段と、該手段の
出力を複数ブランチに分岐した各ブランチ信号にそれぞ
れ異なる遅延時間を与える遅延手段と、該手段の各ブラ
ンチ出力に対しインターリーブを行うインターリーブ手
段と、該手段による各ブランチ出力に対しそれぞれ個別
に変調を行う変調手段と、該手段の各ブランチ出力に対
しそれぞれ異なる拡散符号によりスペクトラム拡散を行
うスペクトラム拡散手段と、該出力による出力を合成し
て符号化多重する合成手段と、該符号化多重信号を送信
する送信手段を有する送信機と、前記符号化多重信号を
受信する受信手段と、該受信信号を分岐させる分岐手段
と、各ブランチ信号に対して前記送信側の複数の拡散符
号によりスペクトラム逆拡散を行うスペクトラム逆拡散
手段と、該手段により符号化分離された複数ブランチの
受信信号に対しそれぞれ個別に復調を行う復調手段と、
該復調された複数のブランチ受信信号に対し、前記送信
側インターリーブと逆のデインターリーブを行うデイン
ターリーブ手段と、送信機の遅延手段で与えられたブラ
ンチ間の遅延差を吸収すべく、該手段による各ブランチ
出力にそれぞれ異なる遅延時間を与えて遅延調整を行う
遅延手段と、該手段による各ブランチ信号に対し多数決
判定を行う多数決判定手段と、該手段による判定データ
に対し誤り訂正復号化を行う誤り訂正復号化手段とを有
する受信機を含む。
ラム拡散ダイバーシチ送受信機は、送信データに対して
誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号化手段と、該手段の
出力を複数ブランチに分岐した各ブランチ信号にそれぞ
れ異なる遅延時間を与える遅延手段と、該手段の各ブラ
ンチ出力に対しインターリーブを行うインターリーブ手
段と、該手段による各ブランチ出力に対しそれぞれ個別
に変調を行う変調手段と、該手段の各ブランチ出力に対
しそれぞれ異なる拡散符号によりスペクトラム拡散を行
うスペクトラム拡散手段と、該出力による出力を合成し
て符号化多重する合成手段と、該符号化多重信号を送信
する送信手段を有する送信機と、前記符号化多重信号を
受信する受信手段と、該受信信号を分岐させる分岐手段
と、各ブランチ信号に対して前記送信側の複数の拡散符
号によりスペクトラム逆拡散を行うスペクトラム逆拡散
手段と、該手段により符号化分離された複数ブランチの
受信信号に対しそれぞれ個別に復調を行う復調手段と、
該復調された複数のブランチ受信信号に対し、前記送信
側インターリーブと逆のデインターリーブを行うデイン
ターリーブ手段と、送信機の遅延手段で与えられたブラ
ンチ間の遅延差を吸収すべく、該手段による各ブランチ
出力にそれぞれ異なる遅延時間を与えて遅延調整を行う
遅延手段と、該手段による各ブランチ信号に対し多数決
判定を行う多数決判定手段と、該手段による判定データ
に対し誤り訂正復号化を行う誤り訂正復号化手段とを有
する受信機を含む。
【００１５】本発明の第２のスペクトラム拡散ダイバー
シチ送受信機は、送信データを複数ブランチに分岐した
各ブランチ信号にそれぞれ異なる遅延時間を与える遅延
手段と、該手段の各ブランチ出力に対しインターリーブ
を行うインターリーブ手段と、該手段による各ブランチ
出力に対しそれぞれ個別に変調を行う変調手段と、該手
段の各ブランチ出力に対しそれぞれ異なる拡散符号によ
りスペクトラム拡散を行うスペクトラム拡散手段と、該
出力による出力を合成して符号化多重する合成手段と、
該符号化多重信号を送信する送信手段を有する送信機
と、前記符号化多重信号を受信する受信手段と、該受信
信号を分岐し、前記送信側の複数の拡散符号によりスペ
クトラム逆拡散を行うスペクトラム逆拡散手段と、該手
段により符号化分離された複数ブランチの受信信号に対
しそれぞれ個別に復調を行う復調手段と、該復調された
複数のブランチ受信信号に対し、前記送信側インターリ
ーブと逆のデインターリーブを行うデインターリーブ手
段と、送信機の遅延手段で与えられたブランチ信号間の
遅延差を吸収すべく、デインターリーブ手段による各ブ
ランチ出力にそれぞれ異なる遅延時間を与えて遅延調整
を行う遅延手段と、該手段による各ブランチ信号に対し
多数決判定を行う多数決判定手段とを有する受信機を含
む。
シチ送受信機は、送信データを複数ブランチに分岐した
各ブランチ信号にそれぞれ異なる遅延時間を与える遅延
手段と、該手段の各ブランチ出力に対しインターリーブ
を行うインターリーブ手段と、該手段による各ブランチ
出力に対しそれぞれ個別に変調を行う変調手段と、該手
段の各ブランチ出力に対しそれぞれ異なる拡散符号によ
りスペクトラム拡散を行うスペクトラム拡散手段と、該
出力による出力を合成して符号化多重する合成手段と、
該符号化多重信号を送信する送信手段を有する送信機
と、前記符号化多重信号を受信する受信手段と、該受信
信号を分岐し、前記送信側の複数の拡散符号によりスペ
クトラム逆拡散を行うスペクトラム逆拡散手段と、該手
段により符号化分離された複数ブランチの受信信号に対
しそれぞれ個別に復調を行う復調手段と、該復調された
複数のブランチ受信信号に対し、前記送信側インターリ
ーブと逆のデインターリーブを行うデインターリーブ手
段と、送信機の遅延手段で与えられたブランチ信号間の
遅延差を吸収すべく、デインターリーブ手段による各ブ
ランチ出力にそれぞれ異なる遅延時間を与えて遅延調整
を行う遅延手段と、該手段による各ブランチ信号に対し
多数決判定を行う多数決判定手段とを有する受信機を含
む。
【００１６】
【作用】本発明は、周波数帯域を広げる周波数ダイバー
シチや、マルチパス経路に依存する空間ダイバーシチを
採用するのではなく、符号化多重を用いた時間ダイバー
シチと、インターリーブを用いたバースト誤り訂正との
組合せによりスペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機を
実現する。
シチや、マルチパス経路に依存する空間ダイバーシチを
採用するのではなく、符号化多重を用いた時間ダイバー
シチと、インターリーブを用いたバースト誤り訂正との
組合せによりスペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機を
実現する。
【００１７】第１のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受
信機は、マルチバスフェージングなどに起因する瞬断に
よるバースト誤りをインターリーブにより単にランダム
化するだけでなく、遅延差処理によりダイバーシチブラ
ンチ間でもバースト誤りの影響をランダム化し、さら
に、多数決判定処理により、ランダム誤りをダイバーシ
チブランチを利用して抑圧していることになる。この動
作は、時間ダイバーシチであり、多数決判定は等価的に
ダイバーシチ合成またはダイバーシチ切替合成に該当す
る。したがって、スペクトラム拡散通信において、固定
の複数アンテナまたはアダプティアレイなどによる空間
ダイバーシチもしくは周波数ダイバーシチを用いなくて
も、符号化多重によるダイバーシチ受信が可能となる。
信機は、マルチバスフェージングなどに起因する瞬断に
よるバースト誤りをインターリーブにより単にランダム
化するだけでなく、遅延差処理によりダイバーシチブラ
ンチ間でもバースト誤りの影響をランダム化し、さら
に、多数決判定処理により、ランダム誤りをダイバーシ
チブランチを利用して抑圧していることになる。この動
作は、時間ダイバーシチであり、多数決判定は等価的に
ダイバーシチ合成またはダイバーシチ切替合成に該当す
る。したがって、スペクトラム拡散通信において、固定
の複数アンテナまたはアダプティアレイなどによる空間
ダイバーシチもしくは周波数ダイバーシチを用いなくて
も、符号化多重によるダイバーシチ受信が可能となる。
【００１８】第２のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受
信機は、第１のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機
から誤り訂正符号化手段と誤り訂正符号手段を削除した
ものである。第１のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受
信機においては、説明したようにダイバーシチ毎の遅延
差処理、インターリーブ処理および多数決判定処理はビ
ット誤りを抑圧する効果を有する。常にこのようにビッ
ト誤りが完全に消去されるとは限らないが、ダイバーシ
チブランチ数Ｎを増加させることで、多数決判定によ
り、かなりビット誤り率が改善されることは明白であ
る。したがって、このような場合には、誤り訂正処理を
省いても回線品質が保証される。以上のことにより、第
２のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機は、誤り訂
正符号化手段と誤り訂正符号手段が削除されている。こ
の場合、誤り訂正による付加ビットが不要となり、信号
帯域を拡大することなく、ダイバーシチそのものにより
回線品質の確保が可能となる。すなわち限られた周波数
資源を考慮すると、周波数有効利用面でのメリットが大
きいといえる。
信機は、第１のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機
から誤り訂正符号化手段と誤り訂正符号手段を削除した
ものである。第１のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受
信機においては、説明したようにダイバーシチ毎の遅延
差処理、インターリーブ処理および多数決判定処理はビ
ット誤りを抑圧する効果を有する。常にこのようにビッ
ト誤りが完全に消去されるとは限らないが、ダイバーシ
チブランチ数Ｎを増加させることで、多数決判定によ
り、かなりビット誤り率が改善されることは明白であ
る。したがって、このような場合には、誤り訂正処理を
省いても回線品質が保証される。以上のことにより、第
２のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機は、誤り訂
正符号化手段と誤り訂正符号手段が削除されている。こ
の場合、誤り訂正による付加ビットが不要となり、信号
帯域を拡大することなく、ダイバーシチそのものにより
回線品質の確保が可能となる。すなわち限られた周波数
資源を考慮すると、周波数有効利用面でのメリットが大
きいといえる。
【００１９】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００２０】図１は本発明の第１の実施例のスペクトラ
ム拡散ダイバーシチ送受信機の構成図、図２はその動作
説明図である。
ム拡散ダイバーシチ送受信機の構成図、図２はその動作
説明図である。
【００２１】送信機（図１（１））は誤り訂正符号器１
０と（Ｎ−１）個の遅延素子１０２ 1 〜１０２N-1 とＮ
個のインターリーブ回路１０３1 〜１０３N とＮ個の変
調器１０１1 〜１０４N とＮ個のスペクトラム拡散回路
１０５1 〜１０５N と合成回路１０６と送信機１０７と
送信アンテナ１０８で構成されている。
０と（Ｎ−１）個の遅延素子１０２ 1 〜１０２N-1 とＮ
個のインターリーブ回路１０３1 〜１０３N とＮ個の変
調器１０１1 〜１０４N とＮ個のスペクトラム拡散回路
１０５1 〜１０５N と合成回路１０６と送信機１０７と
送信アンテナ１０８で構成されている。
【００２２】受信機（図１（２））は受信アンテナ１０
９と受信機１１０と分岐回路１１１とＮ個のスペクトラ
ム拡散回路１１２1 〜１１２N とＮ個の復調器１１３1
〜１１３N とＮ個のデインターリーブ回路１１４1 〜１
１４N とＮ個の遅延素子１１５1 〜１１５N と多数決判
定回路１１６と誤り訂正復号器１１７で構成されてい
る。
９と受信機１１０と分岐回路１１１とＮ個のスペクトラ
ム拡散回路１１２1 〜１１２N とＮ個の復調器１１３1
〜１１３N とＮ個のデインターリーブ回路１１４1 〜１
１４N とＮ個の遅延素子１１５1 〜１１５N と多数決判
定回路１１６と誤り訂正復号器１１７で構成されてい
る。
【００２３】送信機において、送信データは誤り訂正符
号器１０１により符号化される。これをＮ分岐し、遅延
素子１０２1 〜１０２N-1 に通す。ここではブランチ１
に関しては遅延させないものとする。第２のブランチは
遅延素子１０２2 によりτ２の遅延を、第Ｎのブランチ
は遅延素子１０２N-1 によりτＮの遅延を受けるものと
する。ここで、遅延時間τ２，τ３，・・・，τｎはい
ずれも相異なる。次段のインターリーブ回路１０３1 〜
１０３N ではそれぞれインターリーブ処理を行う。ここ
で、インターリーブ周期をブランチ毎に変える場合と全
てのブランチに対して同一周期とする場合が可能であ
る。ここでは、ブランチ間でのインターリーブの周期は
全て同一である場合について説明する。インターリーブ
回路１０３ 1 〜１０３N の出力は変調器１０１1 〜１０
４N-1 にて１次変調される。変調方式としてはＢＰＳ
Ｋ，ＱＰＳＫなどの直交変調を前提とする。Ｎブランチ
の変調波はスペクトラム拡散回路１０５1 〜１０５N に
より拡散される。ここで用いられる拡散符号はそれぞれ
相異なり、合成回路１０６で符号化多重が行われ、送信
機１０７と送信アンテナ１０８により送信される。
号器１０１により符号化される。これをＮ分岐し、遅延
素子１０２1 〜１０２N-1 に通す。ここではブランチ１
に関しては遅延させないものとする。第２のブランチは
遅延素子１０２2 によりτ２の遅延を、第Ｎのブランチ
は遅延素子１０２N-1 によりτＮの遅延を受けるものと
する。ここで、遅延時間τ２，τ３，・・・，τｎはい
ずれも相異なる。次段のインターリーブ回路１０３1 〜
１０３N ではそれぞれインターリーブ処理を行う。ここ
で、インターリーブ周期をブランチ毎に変える場合と全
てのブランチに対して同一周期とする場合が可能であ
る。ここでは、ブランチ間でのインターリーブの周期は
全て同一である場合について説明する。インターリーブ
回路１０３ 1 〜１０３N の出力は変調器１０１1 〜１０
４N-1 にて１次変調される。変調方式としてはＢＰＳ
Ｋ，ＱＰＳＫなどの直交変調を前提とする。Ｎブランチ
の変調波はスペクトラム拡散回路１０５1 〜１０５N に
より拡散される。ここで用いられる拡散符号はそれぞれ
相異なり、合成回路１０６で符号化多重が行われ、送信
機１０７と送信アンテナ１０８により送信される。
【００２４】受信機においては、従来技術の図４で説明
したようなＮ個の受信アンテナとＮ個の受信機を用いる
のではなく、１個の受信アンテナ１０９と１個の受信機
１１０により受信を行う。受信機１１０の受信波は分岐
回路１１１によりＮ分岐され、スペクトラム逆拡散回路
１１２1 〜１１２N により逆拡散される。ここでは送信
機と同じ拡散符号により逆拡散されるので、符号化多重
された変調波は各ブランチ毎に分離抽出される。次段の
復調器１１３1 〜１１３N は送信側での１次変調に対し
て、復調を行う。復調器にて判定されたデータ信号はデ
インターリーブ回路１１４1 〜１１４N によりデインタ
ーリーブされ、さらに遅延素子１１５1〜１１５N によ
り遅延調整された上で多数決判定回路１１６にて多数決
判定を受ける。該回路１１６の出力は最終的に誤り訂正
復号器１１７により誤り訂正を受ける。
したようなＮ個の受信アンテナとＮ個の受信機を用いる
のではなく、１個の受信アンテナ１０９と１個の受信機
１１０により受信を行う。受信機１１０の受信波は分岐
回路１１１によりＮ分岐され、スペクトラム逆拡散回路
１１２1 〜１１２N により逆拡散される。ここでは送信
機と同じ拡散符号により逆拡散されるので、符号化多重
された変調波は各ブランチ毎に分離抽出される。次段の
復調器１１３1 〜１１３N は送信側での１次変調に対し
て、復調を行う。復調器にて判定されたデータ信号はデ
インターリーブ回路１１４1 〜１１４N によりデインタ
ーリーブされ、さらに遅延素子１１５1〜１１５N によ
り遅延調整された上で多数決判定回路１１６にて多数決
判定を受ける。該回路１１６の出力は最終的に誤り訂正
復号器１１７により誤り訂正を受ける。
【００２５】次に、上記動作によりダイバーシチ合成効
果が得られることを図２を用いて説明する。ただし、Ｎ
−４とする。
果が得られることを図２を用いて説明する。ただし、Ｎ
−４とする。
【００２６】誤り訂正符号器１０１の出力である送信デ
ータ系列２０１は４分岐され、遅延素子１０２1 〜１０
２3 によりブラン チ間にて遅延時間差が与えられる。
ここでは、それぞれのブランチ間の遅延時間差を１０ビ
ット長と仮定する。ブランチ間にて１０ビットの遅延差
を与られた４ブランチの送信信号はインターリーブ回路
１０３1 〜１０３4 によりインターリーブ処理を受ける
が、ここではインターリーブ周期を４×６＝３６ビット
と仮定する。この場合、送信データ系列２０１はインタ
ーリーブ処理２０２により図示したように各ブランチの
インターリーブ用メモリに書き込まれる。通常インター
リーブ処理では、行列に配列されたインターリーブ・バ
ッファ・メモリに行方向（または列方向）にデータが書
き込まれ、読み出しはその逆に、列方向（または行方
向）に行われる。この操作によりビットの並び替え（イ
ンターリーブ）が行われる。ここでは遅延素子１０２1
〜１０２N により４個のブランチに該当するインターリ
ーブ・マトリクスにはそれぞれ１０ビットの遅延差でデ
ータが書き込まれている。例えば、ブランチ１用メモリ
の１行１列にはデータ「０１」が書き込まれているが、
この時第２ブランチでは１行１列にデータ「１１」が、
第３のブランチではデータ「２１」が、第４ブランチで
はデータ「３１」がそれそれ書き込まれている。これを
列方向に各ブランチ毎に読み出した場合は出力データ系
列は、それぞれ２０３〜２０６のようになる。これら出
力データ系列２０３〜２０６の４個のブランチ信号は符
号化多重され、送信される。ここで、符号化多重信号
は、送信機１０７により無線周波数に周波数変換され、
送信される。
ータ系列２０１は４分岐され、遅延素子１０２1 〜１０
２3 によりブラン チ間にて遅延時間差が与えられる。
ここでは、それぞれのブランチ間の遅延時間差を１０ビ
ット長と仮定する。ブランチ間にて１０ビットの遅延差
を与られた４ブランチの送信信号はインターリーブ回路
１０３1 〜１０３4 によりインターリーブ処理を受ける
が、ここではインターリーブ周期を４×６＝３６ビット
と仮定する。この場合、送信データ系列２０１はインタ
ーリーブ処理２０２により図示したように各ブランチの
インターリーブ用メモリに書き込まれる。通常インター
リーブ処理では、行列に配列されたインターリーブ・バ
ッファ・メモリに行方向（または列方向）にデータが書
き込まれ、読み出しはその逆に、列方向（または行方
向）に行われる。この操作によりビットの並び替え（イ
ンターリーブ）が行われる。ここでは遅延素子１０２1
〜１０２N により４個のブランチに該当するインターリ
ーブ・マトリクスにはそれぞれ１０ビットの遅延差でデ
ータが書き込まれている。例えば、ブランチ１用メモリ
の１行１列にはデータ「０１」が書き込まれているが、
この時第２ブランチでは１行１列にデータ「１１」が、
第３のブランチではデータ「２１」が、第４ブランチで
はデータ「３１」がそれそれ書き込まれている。これを
列方向に各ブランチ毎に読み出した場合は出力データ系
列は、それぞれ２０３〜２０６のようになる。これら出
力データ系列２０３〜２０６の４個のブランチ信号は符
号化多重され、送信される。ここで、符号化多重信号
は、送信機１０７により無線周波数に周波数変換され、
送信される。
【００２７】ここで注意すべき点は、４個のダイバーシ
チブランチは符号化多重により同一の無線周波数により
送信されていることである。さらに、ここでは送受信共
に１個のアンテナを用いており、空間ダイバーシチを採
用していない。４個のダイバーシチブランチ信号は同一
空間経路を伝搬する。したがって、各受信ブランチ信号
は無相関とはならず、相関１となる。すなわち、伝搬路
のマルチバスフェージングなどにより瞬断が発生した場
合、各ダイバーシチブランチは同時にバースト誤りを受
ける。このバースト誤りを図２において、２０３〜２０
６に示した系列のハッチング部分として示す。
チブランチは符号化多重により同一の無線周波数により
送信されていることである。さらに、ここでは送受信共
に１個のアンテナを用いており、空間ダイバーシチを採
用していない。４個のダイバーシチブランチ信号は同一
空間経路を伝搬する。したがって、各受信ブランチ信号
は無相関とはならず、相関１となる。すなわち、伝搬路
のマルチバスフェージングなどにより瞬断が発生した場
合、各ダイバーシチブランチは同時にバースト誤りを受
ける。このバースト誤りを図２において、２０３〜２０
６に示した系列のハッチング部分として示す。
【００２８】受信機では、ブランチ信号２０３〜２０６
に対してデインターリーブ処理を行う。ここでデインタ
ーリーブとは、送信側インターリーブとは逆の操作であ
り、ブランチ毎のバッファマトリクスに対して、インタ
ーリーブとは逆に受信データを列方向（または行方向）
に書込み、行方向（または列方向）読み出す。
に対してデインターリーブ処理を行う。ここでデインタ
ーリーブとは、送信側インターリーブとは逆の操作であ
り、ブランチ毎のバッファマトリクスに対して、インタ
ーリーブとは逆に受信データを列方向（または行方向）
に書込み、行方向（または列方向）読み出す。
【００２９】また、送信機では、遅延素子１０２1 〜１
０２N-1 によりブランチ間の遅延差を与えているため、
受信側においては、該遅延差を吸収する必要がある。そ
のため、デインターリーブ回路１１４1 〜１１４N の出
力は遅延素子１１５〜１１５ N により遅延調整を受け、
各ダイバーシチブランチ間の信号系列の順番は一致され
る。
０２N-1 によりブランチ間の遅延差を与えているため、
受信側においては、該遅延差を吸収する必要がある。そ
のため、デインターリーブ回路１１４1 〜１１４N の出
力は遅延素子１１５〜１１５ N により遅延調整を受け、
各ダイバーシチブランチ間の信号系列の順番は一致され
る。
【００３０】以上のデインターリーブおよび遅延調整に
より受信信号系列２０３〜２０６は、２０７〜２１０の
ように並び替えられる。ここで、伝搬路で生じたバース
ト誤りは、時間軸上にランダム化される。例えば、第１
ブランチの２０４および第２ブランチの２０８に着目す
ると、図中のハッチング部分に示すように伝搬で受けた
バースト誤りはランダム誤りに変換されている。さら
に、ブランチ１と２とではランダム誤りの発生箇所も一
致していない。他方、ブランチ３の２０９とブランチ４
の２１０にはランダム誤りは図示されていない。これら
ブランチ３と４のランダム誤りは図示した系列よりも２
０〜３０ビット以上経過してから発生する。すなわち、
ブランチ信号間に遅延差を与えてインターリーブ処理す
ることは、バースト誤りを単にランダム化するだけでな
く、ランダム化されたビット誤りの位置をダイバーシチ
ブランチ間で重ならない効果をもたらす。ブランチ信号
２０７〜２１０は図１の多数決回路１１６により多数決
判定される。すなわち、ビット誤りが生じているブラン
チと生じていないブランチの多数決が取られ、一致する
ブランチ数の多い方の情報ビットがデータとして判定さ
れる。ブランチ信号２０７〜２１０において、ビット誤
りを同時に生じている系列はブランチ１または２のみで
あり、またこれらは同時にはビット誤りとはなっていな
い。したがって、多数決を取ると系列２１１のようにビ
ット誤りは無くなる。図２の説明では、ビット誤りが多
数決処理により抑圧される様子を示しているが、いずれ
の場合に対しても完全にビット誤りを消去するとは限ら
ない。そこで、誤り訂正復号器１１７は誤り訂正を行
う。
より受信信号系列２０３〜２０６は、２０７〜２１０の
ように並び替えられる。ここで、伝搬路で生じたバース
ト誤りは、時間軸上にランダム化される。例えば、第１
ブランチの２０４および第２ブランチの２０８に着目す
ると、図中のハッチング部分に示すように伝搬で受けた
バースト誤りはランダム誤りに変換されている。さら
に、ブランチ１と２とではランダム誤りの発生箇所も一
致していない。他方、ブランチ３の２０９とブランチ４
の２１０にはランダム誤りは図示されていない。これら
ブランチ３と４のランダム誤りは図示した系列よりも２
０〜３０ビット以上経過してから発生する。すなわち、
ブランチ信号間に遅延差を与えてインターリーブ処理す
ることは、バースト誤りを単にランダム化するだけでな
く、ランダム化されたビット誤りの位置をダイバーシチ
ブランチ間で重ならない効果をもたらす。ブランチ信号
２０７〜２１０は図１の多数決回路１１６により多数決
判定される。すなわち、ビット誤りが生じているブラン
チと生じていないブランチの多数決が取られ、一致する
ブランチ数の多い方の情報ビットがデータとして判定さ
れる。ブランチ信号２０７〜２１０において、ビット誤
りを同時に生じている系列はブランチ１または２のみで
あり、またこれらは同時にはビット誤りとはなっていな
い。したがって、多数決を取ると系列２１１のようにビ
ット誤りは無くなる。図２の説明では、ビット誤りが多
数決処理により抑圧される様子を示しているが、いずれ
の場合に対しても完全にビット誤りを消去するとは限ら
ない。そこで、誤り訂正復号器１１７は誤り訂正を行
う。
【００３１】本実施例は、マルチオバスフェージングな
どに起因する瞬断によるバースト誤りをインターリーブ
により単にランダム化するだけでなく、遅延差処理によ
りダイバーシチブランチ間でもバースト誤りの影響をラ
ンダム化し、さらに、多数決判定処理により、ランダム
誤りをダイバーシチブランチを利用して抑圧しているこ
とになる。この動作は、時間ダイバーシチであり、多数
決判定は等価的にダイバーシチ合成またはダイバーシチ
切替合成に該当する。したがって、スペクトラム拡散通
信において、同定の複数アンテナまたはアダプティブア
レイなどによる空間ダイバーシチもしくは周波数ダイバ
ーシチを用いなくても、符号化多重によるダイバーシチ
受信が可能となる。
どに起因する瞬断によるバースト誤りをインターリーブ
により単にランダム化するだけでなく、遅延差処理によ
りダイバーシチブランチ間でもバースト誤りの影響をラ
ンダム化し、さらに、多数決判定処理により、ランダム
誤りをダイバーシチブランチを利用して抑圧しているこ
とになる。この動作は、時間ダイバーシチであり、多数
決判定は等価的にダイバーシチ合成またはダイバーシチ
切替合成に該当する。したがって、スペクトラム拡散通
信において、同定の複数アンテナまたはアダプティブア
レイなどによる空間ダイバーシチもしくは周波数ダイバ
ーシチを用いなくても、符号化多重によるダイバーシチ
受信が可能となる。
【００３２】図３は本発明の第２の実施例のスペクトラ
ム拡散ダイバーシチ送受信機の構成図である。
ム拡散ダイバーシチ送受信機の構成図である。
【００３３】送信機（図３（１））は（Ｎ−１）個の遅
延素子３０２1 〜３０２N-1 とＮ個のインターリーブ回
路３０３1 〜３０３N とＮ個の変調器３０４1 〜３０４
N とＮ個のスペクトラム拡散回路３０５1 〜３０５N-1
と合成回路３０６と送信機３０７と送信アンテナ３０８
で構成されている。
延素子３０２1 〜３０２N-1 とＮ個のインターリーブ回
路３０３1 〜３０３N とＮ個の変調器３０４1 〜３０４
N とＮ個のスペクトラム拡散回路３０５1 〜３０５N-1
と合成回路３０６と送信機３０７と送信アンテナ３０８
で構成されている。
【００３４】受信機（図３（２））は受信アンテナ３０
９と受信機３１０と分岐回路３１１とＮ個のスペクトラ
ム逆拡散回路３１２1 〜３１２N とＮ個の変調器３１３
1 〜３１３N とＮ個のデインターリーブ回路３１４1 〜
３１４N とＮ個の遅延素子３１５1 〜３１５N と多数決
判定回路３１６で構成されている。
９と受信機３１０と分岐回路３１１とＮ個のスペクトラ
ム逆拡散回路３１２1 〜３１２N とＮ個の変調器３１３
1 〜３１３N とＮ個のデインターリーブ回路３１４1 〜
３１４N とＮ個の遅延素子３１５1 〜３１５N と多数決
判定回路３１６で構成されている。
【００３５】本実施例の各構成要素は、その参照番号の
１０番代と１番代が同じ図１の実施例の構成要素と対応
している。
１０番代と１番代が同じ図１の実施例の構成要素と対応
している。
【００３６】本実施例は、図１に示す第１の実施例から
誤り訂正符号器１０１と誤り訂正復号器１１７を削除し
たものである。第１の実施例において説明したように、
ダイバーシチ毎の遅延差処理、インターリーブ処理およ
び多数決判定処理はビット誤りを抑圧する効果を有す
る。図２に示す系列２１１ではビット誤りは消去されて
いる。常にこのように完全に消去されるとは限らない
が、ダイバーシチブランチ数Ｎを増加させることで、多
数決判定により、かなりビット誤り率が改善されること
は明白である。したがって、このような場合には、誤り
訂正処理を省いても回線品質が保証される。以上のこと
により本実施例では、誤り訂正符号器および誤り訂正復
号器を削除している。この場合、誤り訂正による付加ビ
ットが不要となり、信号帯域を拡大することなく、ダイ
バーシチそのものにより回線品質の確保が可能となる。
すなわち限られた周波数資源を考慮すると、周波数有効
利用面でのメリットが大きいといえる。
誤り訂正符号器１０１と誤り訂正復号器１１７を削除し
たものである。第１の実施例において説明したように、
ダイバーシチ毎の遅延差処理、インターリーブ処理およ
び多数決判定処理はビット誤りを抑圧する効果を有す
る。図２に示す系列２１１ではビット誤りは消去されて
いる。常にこのように完全に消去されるとは限らない
が、ダイバーシチブランチ数Ｎを増加させることで、多
数決判定により、かなりビット誤り率が改善されること
は明白である。したがって、このような場合には、誤り
訂正処理を省いても回線品質が保証される。以上のこと
により本実施例では、誤り訂正符号器および誤り訂正復
号器を削除している。この場合、誤り訂正による付加ビ
ットが不要となり、信号帯域を拡大することなく、ダイ
バーシチそのものにより回線品質の確保が可能となる。
すなわち限られた周波数資源を考慮すると、周波数有効
利用面でのメリットが大きいといえる。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、下記の
ような効果がある。
ような効果がある。
【００３８】（１）請求項１の発明は、スペクトラム拡
散通信にて遅延差処理と符号化多重とインターリーブを
利用した時間ダイバーシチを構成しているので、複数ア
ンテナやアダプティブアンテナなどによる空間ダイバー
シチに比べ装置規模が小さくなる効果があり、またパス
ダイバーシチなどマルチパス波に依存した方式に比べ、
常に安定したダイバーシチブランチが確保されるため、
ダイバーシチゲインは常に保証される。
散通信にて遅延差処理と符号化多重とインターリーブを
利用した時間ダイバーシチを構成しているので、複数ア
ンテナやアダプティブアンテナなどによる空間ダイバー
シチに比べ装置規模が小さくなる効果があり、またパス
ダイバーシチなどマルチパス波に依存した方式に比べ、
常に安定したダイバーシチブランチが確保されるため、
ダイバーシチゲインは常に保証される。
【００３９】（２）請求項２の発明は、符号化多重によ
るダイバーシチブランチ数を増加させた場合、多数決処
理によりビット誤り率を改善できるため、従来の時系列
における誤り訂正を不要としたことにより、周波数有効
利用に貢献しながら、回線品質を保持できる。
るダイバーシチブランチ数を増加させた場合、多数決処
理によりビット誤り率を改善できるため、従来の時系列
における誤り訂正を不要としたことにより、周波数有効
利用に貢献しながら、回線品質を保持できる。
【図１】本発明の第１の実施例のスペクトラム拡散ダイ
バーシチ送受信機の構成図である。
バーシチ送受信機の構成図である。
【図２】第１の実施例におけるダイバーシチ合成効果が
得られることを説明する図である。
得られることを説明する図である。
【図３】本発明の第２の実施例のスペクトラム拡散ダイ
バーシチ送受信機の構成図である。
バーシチ送受信機の構成図である。
【図４】スペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機の従来
例の構成図である。
例の構成図である。
【図５】ダイバーシチ送受信の原理図（同図（１））
と、ダイバーシチパス５０２，５０３，５０４，５０５
の受信電界レベルの変動を示す図である。
と、ダイバーシチパス５０２，５０３，５０４，５０５
の受信電界レベルの変動を示す図である。
１０１ 誤り訂正符号器 １０２1 〜１０２N-1 ，３０２1 〜３０２N-1 遅延
素子 １０３1 〜１０３N ，３０３1 〜３０３N インター
リーブ回路 １０４1 〜１０４N ，３０４1 〜３０４N 変調器 １０５1 〜１０５N ，３０５1 〜３０５N スペクト
ラム拡散回路 １０６，３０６ 合成回路 １０７，３０７ 送信機 １０８，３０８ 送信アンテナ １０９，３０９ 受信アンテナ １１０，３１０ 受信機 １１１，３１１ 分岐回路 １１２1 〜１１２N ，３１２1 〜３１２N スペクト
ラム逆拡散回路 １１３1 〜１１３N ，３１３1 〜３１３N 復調器 １１４1 〜１１４N ，３１４1 〜３１４N デインタ
ーリーブ回路 １１５1 〜１１５N ，３１５1 〜３１５N 遅延素子 １１６，３１６ 多数決判定回路 １１７ 誤り訂正復号器 ２０１ 誤り訂正符号化された送信データ系列 ２０２ 送信側インターリーブ処理 ２０３ ブランチ１の送信データ系列 ２０４ ブランチ２の送信データ系列 ２０５ ブランチ３の送信データ系列 ２０６ ブランチ４の送信データ系列 ２０７ ブランチ１のデインターリーブ後の受信デー
タ系列 ２０８ ブランチ２のデインターリーブ後の受信デー
タ系列 ２０９ ブランチ３のデインターリーブ後の受信デー
タ系列 ２１０ ブランチ４のデインターリーブ後の受信デー
タ系列 ２１１ 多数決判定後のデータ系列
素子 １０３1 〜１０３N ，３０３1 〜３０３N インター
リーブ回路 １０４1 〜１０４N ，３０４1 〜３０４N 変調器 １０５1 〜１０５N ，３０５1 〜３０５N スペクト
ラム拡散回路 １０６，３０６ 合成回路 １０７，３０７ 送信機 １０８，３０８ 送信アンテナ １０９，３０９ 受信アンテナ １１０，３１０ 受信機 １１１，３１１ 分岐回路 １１２1 〜１１２N ，３１２1 〜３１２N スペクト
ラム逆拡散回路 １１３1 〜１１３N ，３１３1 〜３１３N 復調器 １１４1 〜１１４N ，３１４1 〜３１４N デインタ
ーリーブ回路 １１５1 〜１１５N ，３１５1 〜３１５N 遅延素子 １１６，３１６ 多数決判定回路 １１７ 誤り訂正復号器 ２０１ 誤り訂正符号化された送信データ系列 ２０２ 送信側インターリーブ処理 ２０３ ブランチ１の送信データ系列 ２０４ ブランチ２の送信データ系列 ２０５ ブランチ３の送信データ系列 ２０６ ブランチ４の送信データ系列 ２０７ ブランチ１のデインターリーブ後の受信デー
タ系列 ２０８ ブランチ２のデインターリーブ後の受信デー
タ系列 ２０９ ブランチ３のデインターリーブ後の受信デー
タ系列 ２１０ ブランチ４のデインターリーブ後の受信デー
タ系列 ２１１ 多数決判定後のデータ系列
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 7/02 - 7/08 H04L 1/02 - 1/06 H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06
Claims (2)
- 【請求項１】 送信データに対して誤り訂正符号化を行
う誤り訂正符号化手段と、該手段の出力を複数ブランチ
に分岐した各ブランチ信号にそれぞれ異なる遅延時間を
与える遅延手段と、該手段の各ブランチ出力に対しイン
ターリーブを行うインターリーブ手段と、該手段による
各ブランチ出力に対しそれぞれ個別に変調を行う変調手
段と、該手段の各ブランチ出力に対しそれぞれ異なる拡
散符号によりスペクトラム拡散を行うスペクトラム拡散
手段と、該出力による出力を合成して符号化多重する合
成手段と、該符号化多重信号を送信する送信手段を有す
る送信機と、 前記符号化多重信号を受信する受信手段と、該受信信号
を分岐させる分岐手段と、各ブランチ信号に対して前記
送信側の複数の拡散符号によりスペクトラム逆拡散を行
うスペクトラム逆拡散手段と、該手段により符号化分離
された複数ブランチの受信信号に対しそれぞれ個別に復
調を行う復調手段と、該復調された複数のブランチ受信
信号に対し、前記送信側インターリーブと逆のデインタ
ーリーブを行うデインターリーブ手段と、送信機の遅延
手段で与えられたブランチ信号間の遅延差を吸収すべ
く、前記インターリーブ手段による各ブランチ出力にそ
れぞれ異なる遅延時間を与えて遅延調整を行う遅延手段
と、該手段による各ブランチ信号に対し多数決判定を行
う多数決判定手段と、該手段による判定データに対し誤
り訂正復号化を行う誤り訂正復号化手段とを有する受信
機を含むスペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機。 - 【請求項２】 送信データを複数ブランチに分岐した各
ブランチ信号にそれぞれ異なる遅延時間を与える遅延手
段と、該手段の各ブランチ出力に対しインターリーブを
行うインターリーブ手段と、該手段による各ブランチ出
力に対しそれぞれ個別に変調を行う変調手段と、該手段
の各ブランチ出力に対しそれぞれ異なる拡散符号により
スペクトラム拡散を行うスペクトラム拡散手段と、該出
力による出力を合成して符号化多重する合成手段と、該
符号化多重信号を送信する送信手段を有する送信機と、 前記符号化多重信号を受信する受信手段と、該受信信号
を分岐させる分岐手段と、前記送信側の複数の拡散符号
によりスペクトラム逆拡散を行うスペクトラム逆拡散手
段と、該手段により符号化分離された複数ブランチの受
信信号に対しそれぞれ個別に復調を行う復調手段と、該
復調された複数のブランチ受信信号に対し、前記送信側
インターリーブと逆のデインターリーブを行うデインタ
ーリーブ手段と、送信機の遅延手段で与えられたブラン
チ信号間の遅延差を吸収すべく、前記デインターリーブ
手段による各ブランチ出力にそれぞれ異なる遅延時間を
与えて遅延調整を行う遅延手段と、該手段による各ブラ
ンチ信号に対し多数決判定を行う多数決判定手段とを有
する受信機を含むスペクトラム拡散ダイバーシチ送受信
機。
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|---|---|---|---|
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