JP4339154B2 - スペクトル拡散送信装置およびスペクトル拡散受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、スペクトル拡散を用いた送信装置および受信装置に関するものであり、特に、Ｗａｌｓｈ関数を用いたスペクトル拡散送信装置およびスペクトル拡散受信装置に関するものである。

移動体通信システムや衛星通信システムでは、画像、音声やデータ等のトラヒックを伝送する方式の一つとして、スペクトラム拡散（Spread Spectrum：ＳＳ）方式が注目されている。

ＳＳ通信方式には、直接拡散（ＤＳ）方式や周波数ホッピング（ＦＨ）方式等があり、ＤＳ方式は、情報信号に比べてはるかに広帯域の擬似雑音（ＰＮ）系列を情報信号に直接乗算し、これによって情報信号をスペクトル拡散して通信を行う方式である。

そして、Ｋ（≧２）ビットの送信データに対して、２^K個の互いに直交する符号系列から１つを選択し、選択した符号系列を直接拡散して信号伝送する方式（以下、Ｍ−ａｒｙ／ＳＳ伝送方式）は、スペクトル拡散を実現しつつ、直交する符号系列の１周期の時間でＫビットの情報伝送を行うことができるため、情報伝送速度の高速化に適した伝送方式である。

下記特許文献１には、Ｗａｌｓｈ関数を適用したＭ−ａｒｙ／ＳＳ伝送方式で用いられる送信装置が記載されている。従来の送信装置では、互いに直交する符号系列としてＷａｌｓｈ関数を用いており、受信装置においてデータ復調する際に高速アダマール変換を適用できるため、回路規模や演算量の削減に有効である。

上記従来の送信装置では、まず、２値情報データを発生する。ここでは、２値情報データの発生速度をビットレートと呼び、２値情報データの発生速度の値をＲ_bと表記する。そして、上記２値情報データをＫ（Ｋは２以上の自然数）ビットの並列２値情報データに変換する。ここでは、Ｋビットの並列２値情報データの発生速度をシンボルレートと呼び、シンボルレートの値をＲ_s（＝Ｒ_b／Ｋ）と表記する。そして、シンボルレートＲ_sを持つクロックの周期をシンボル周期Ｔ_s（＝１／Ｒ_s）と表記する。

つぎに、従来の送信装置では、Ｋビットの並列２値情報データに対応し、Ｔ_s毎に、２^K個の中から系列長が２^KビットであるＷａｌｓｈ関数を１周期分出力する。一例として、Ｋ＝２の場合に用いるアダマール行列を、下記（１）式に示す。（１）式では、２値の値を“１”と“−１”としているが、回路動作では２値の値をそれぞれ論理“０”と論理“１”に対応させても等価である。このとき、従来の送信装置では、Ｋビットの並列２値情報データに応じて、２^K行２^K列のアダマール行列の中から所定の行ベクトル（Ｗａｌｓｈ関数）を選択する。

このアダマール行列は、１列目の２^K個の要素は全て値“１”の要素を持ち、２列目以降は各列において“１”と“−１”の値の要素がそれぞれ２^K-1個ずつで構成されるため、アダマール行列での２^2K個の全要素の和は２^Kとなる。このため、２値情報データ値がランダムの場合、Ｗａｌｓｈ関数は１／２^KのＤＣ（直流）成分を有することになる。

つぎに、従来の送信装置では、クロック生成処理により生成されたＲ_s×２^Kのクロック速度を持つクロックの周期で、繰返し周期ＬチップのＰＮ符号を生成する。以下では、クロック生成処理により生成されるクロックの速度をチップレートＲ_c（＝Ｒ_s×２^K）と呼び、チップレートＲ_cを持つクロックの周期をチップ周期Ｔ_c（＝１／Ｒ_c）と呼ぶ。

つぎに、従来の送信装置では、上記で出力したＷａｌｓｈ関数と上記で生成したＰＮ符号との排他的論理和演算を行うことにより、送信ＳＳ信号を生成する。ここでは、上記ＤＣ成分を持つＷａｌｓｈ関数に対してＰＮ符号を乗算することにより、送信ＳＳ信号のＤＣ成分を抑圧している。そして、排他的論理和演算により生成した送信ＳＳ信号と搬送波（キャリア）とを乗算することにより周波数変換を行い、その後、周波数変換後の送信ＳＳ信号の電力を増幅することにより送信信号を生成し、送信アンテナから送信する。

このように、従来の送信装置では、各送信装置で共通の２^K個のＷａｌｓｈ関数と各送信装置固有のＰＮ符号とを用いてスペクトル拡散伝送を行うことにより、データ伝送を実現している。

United States Patent No.5,103,459

しかしながら、上記従来の送信装置においては、上記排他的論理和演算の出力である送信ＳＳ信号が持つＤＣ成分の平均値が、ＰＮ符号系列に依存するため、使用するＰＮ符号系列によっては送信ＳＳ信号に大きいＤＣ成分が残る可能性がある、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、Ｗａｌｓｈ関数を適用したＭ−ａｒｙ／ＳＳ伝送方式において、送信ＳＳ信号のＤＣ成分の平均値を“０”にすることが可能なスペクトル拡散送信装置を得ることを目的とする。

また、前記スペクトル拡散装置から出力される信号に対して絶対同期検波復調を行い、良好な復調特性を実現可能なスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるスペクトル拡散送信装置は、Ｗａｌｓｈ関数を用いたスペクトル拡散送信装置であって、Ｋ（Ｋは２以上の整数）ビットの並列データ系列を所定のＷａｌｓｈ関数に変換するＷａｌｓｈ符号化手段（後述する実施の形態のＷａｌｓｈ符号化部３に相当）と、Ｗａｌｓｈ関数の直流成分が０となるようにＷａｌｓｈ関数の１周期または複数周期毎に異なる位相量を移相して、送信ＳＳ（Spread Spectrum）信号を生成する移相手段（移相部４に相当）と、を備えることを特徴とする。また、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置は、前記スペクトル拡散送信装置から送られてくる信号を復調するスペクトル拡散受信装置であって、再生シンボルクロックに基づいて、入力信号を、送信側にてシンボル単位で移相された位相量だけ反対方向に移相して、任意のシンボルでキャリア位相を揃える位相補正手段（位相補正部１４に相当）と、再生シンボルクロックに基づいて、位相補正後の信号をＷａｌｓｈ関数の系列長分の並列信号に変換して、並列複素ベースバンドＳＳ信号を生成する直並列変換手段（直並列変換部１５に相当）と、再生シンボルクロックに基づいて、Ｗａｌｓｈ関数の系列長分の並列複素ベースバンドＳＳ信号に対してアダマール変換を行い、Ｗａｌｓｈ関数の系列長分の受信複素相関ベクトルを生成するアダマール変換手段（アダマール変換部１６に相当）と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、スペクトル拡散送信装置側の移送手段が、たとえば、余弦成分と正弦成分の時間累積値が共に０となるような位相量を与えることとした。また、スペクトル拡散受信装置側の位相補正手段が、たとえば、入力信号を前記移相手段で与える位相量だけ反対方向に移相することとした。

この発明によれば、スペクトル拡散送信装置側の移送手段が、たとえば、余弦成分と正弦成分の時間累積値が共に０となるような位相量を与えることとしたので、送信ＳＳ信号のＤＣ成分の平均値を０にすることができる。また、スペクトル拡散受信装置側の位相補正手段が、たとえば、入力信号を前記移相手段が与える位相量だけ反対方向に移相することとしたので、位相量の値に関係なく、受信信号に対して任意のシンボルのキャリア位相を揃えることができ、絶対同期検波により良好なビット誤り率特性を実現することができる。

以下に、本発明にかかるスペクトル拡散送信装置（以後、送信装置と呼ぶ）およびスペクトル拡散受信装置（以後、受信装置と呼ぶ）の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
実施の形態１の送信装置では、Ｗａｌｓｈ符号化部から出力されるＷａｌｓｈ符号化信号に対して、１シンボルまたは複数シンボル毎に適切な位相量を移相することにより、Ｗａｌｓｈ符号化信号の移相後の信号である送信ＳＳ信号のＤＣ成分の平均値を０にする。また、実施の形態１の受信装置では、本実施の形態の送信装置から送信される信号に対して絶対同期検波復調を行い、良好な復調特性を得る。

ここで、実施の形態１の送信装置の動作について説明する。図１は、実施の形態１の送信装置の構成を示す図である。この送信装置は、データ発生部１と、直並列変換部２と、Ｗａｌｓｈ符号化部３と、移相部４と、周波数変換部５と、電力増幅部６と、送信アンテナ７と、を備えている。

まず、データ発生部１では、送信対象となる情報信号（ビットレート：Ｒ_b（ビット／秒）、各情報ビットは＋１，−１）を出力する。直並列変換部２では、情報信号をＫ（Ｋは２以上の整数）ビット単位の並列データ系列に順次変換する。ここで、各並列データのビット長Ｋは、一つのＷａｌｓｈ関数で伝送可能な情報信号のビット数に相当する。また、本実施の形態において、シンボルレートＲ_sは、並列データ系列が出力される速度（＝Ｒ_b／Ｋ）を表すものとする（シンボル周期Ｔ_s＝１／Ｒ_s）。

Ｗａｌｓｈ符号化部３では、Ｋビットの並列データ系列をＷａｌｓｈ関数に順次変換する。Ｗａｌｓｈ符号化部３には、スペクトル拡散通信システム全体で予め定められた全Ｊ個のＷａｌｓｈ関数Ｗ₁〜Ｗ_J（各Ｗａｌｓｈ関数の系列長は２^Kビット）が記憶されている。各Ｗａｌｓｈ関数Ｗ₁〜Ｗ_Jには、上記並列データ系列（全２^K個）がそれぞれ対応付けられており、Ｊ＝２^Kの関係が成立する。また、本実施の形態において、チップレートＲ_cは、Ｗａｌｓｈ系列の各ビットが出力される速度（＝Ｒ_s×２^K）を表すものである（チップ周期Ｔ_c＝１／Ｒ_c）。Ｗａｌｓｈ符号化部３では、出力信号のレート（チップレート）が入力信号のレート（シンボルレート）に対して２^K倍となっている（スペクトル拡散実施）。

たとえば、各並列データ系列のビット長がＫ＝２（Ｊ＝２²＝４）である場合、各Ｗａｌｓｈ関数Ｗ₁〜Ｗ₄は、Ｗ₁＝（１，１，１，１）、Ｗ₂＝（１，−１，１，−１）、Ｗ₃＝（１，１，−１，−１）、Ｗ₄＝（１，−１，−１，１）となり、並列データ系列の各組み合わせは、Ｃ₁：（１，１）、Ｃ₂：（１，−１）、Ｃ₃：（−１，１）、Ｃ₄：（−１，−１）の４通りとなる。なお、各Ｗａｌｓｈ関数Ｗ₁〜Ｗ₄と並列データ系列Ｃ₁〜Ｃ₄との間には、たとえば、Ｃ₁にはＷａｌｓｈ関数Ｗ₁、Ｃ₂にはＷａｌｓｈ関数Ｗ₂、Ｃ₃にはＷａｌｓｈ関数Ｗ₃、Ｃ₄にはＷａｌｓｈ関数Ｗ₄、というような対応付けが行われている。また、並列データ系列の組み合わせＣ₁〜Ｃ_Jと各Ｗａｌｓｈ関数Ｗ₁〜Ｗ_Jとの間の対応関係は、スペクトル拡散通信システムの設計の段階で決定され、送信装置および各受信装置で共通の対応付けが行われる。

移相部４では、Ｗａｌｓｈ符号化部３から出力されるＷａｌｓｈ関数に対して、１シンボル周期または複数シンボル周期で変化する位相量θ_mを移相して送信ＳＳ信号を生成する。ここで、ｍ（整数）は１シンボル周期毎にインクリメントするシンボル番号を表す。すなわち、移相部４では、出力の同相成分Ｉ_pを下記（２）式で、直交成分Ｑ_pを下記（３）式で、算出することによって、実数値Ｉ_wを持つＷａｌｓｈ関数に対して位相量τを移相する。
Ｉ_p＝Ｉ_wｃｏｓ（τ） …（２）
Ｑ_p＝Ｉ_wｓｉｎ（τ） …（３）

また、時刻ｍＴ_s＋ｎＴ_c（ｎ＝０，１，２，…，Ｊ−１）［チップ］に選択されたＷａｌｓｈ関数のビット出力値をＷＬ（ｍ，ｎ）とした場合、１シンボル毎に平均１／２^Kのオフセットを持っているため、下記（４）式のように表記できる。

なお、（４）式において、Ｅ［ＷＬ（ｍ，ｎ）］は、ＷＬ（ｍ，ｎ）の期待値である。さらに、本実施の形態の送信装置において送信ＳＳ信号の同相成分の期待値Ｅ［ＷＬ（ｍ，ｎ）ｃｏｓθ_m］は、ＷＬ（ｍ，ｎ）とｃｏｓθ_mが互いに独立な値を持つため、下記（５）式のように算出できる。

同様に、送信ＳＳ信号の直交成分の期待値Ｅ［ＷＬ（ｍ，ｎ）ｓｉｎθ_m］は、下記（６）式で算出できる。

したがって、移相部４では、上記（５）式と（６）式より、余弦成分と正弦成分の時間累積値が共に０となるような位相量θ_mを与えることにより、すなわち、下記（７）式と（８）式を同時に満たすような位相量θ_mを用いることにより、送信ＳＳ信号のＤＣ成分の平均値を０にすることができる。

周波数変換部５では、送信ＳＳ信号に所定周波数の搬送波を乗算して周波数を変換する。そして、電力増幅部６では、周波数変換後の送信ＳＳ信号を所定の電力値に増幅し、送信アンテナ７から電力増幅後の信号を送出する。

つづいて、実施の形態１の受信装置の動作について説明する。図２は、実施の形態１の受信装置の構成を示す図である。この受信装置は、受信アンテナ１１と、準同期検波部１２と、シンボル同期部１３と、位相補正部１４と、直並列変換部１５と、アダマール変換部１６と、キャリア再生部１７と、最大値検出復調部１８と、並直列変換部１９と、を備えている。

まず、準同期検波部１２では、受信アンテナ１１から受信した信号をベースバンドに周波数変換して受信複素ベースバンドＳＳ信号を出力する。シンボル同期部１３では、受信複素ベースバンドＳＳ信号に基づいて受信複素ベースバンドＳＳ信号に乗算されているＷａｌｓｈ関数Ｗ₁〜Ｗ_Jの符号周期を検出し、その符号周期に同期した再生シンボルクロックを生成する。

位相補正部１４では、再生シンボルクロックに基づいて、受信複素ベースバンドＳＳ信号を、上記移相部４にてシンボル単位で移相された位相量だけ反対方向に移相する。直並列列変換部１５では、再生シンボルクロックに基づいて、シリアル入力の位相補正後の受信複素ベースバンドＳＳ信号を、１チップ周期間隔でサンプリングされた２^K個の並列複素ベースバンドＳＳ信号に変換する。直並列変換部１５において、「１チップ周期間隔でサンプリングされた２^K個のデータ」とは、１シンボル周期分のデータを意味する。

アダマール変換部１６では、１シンボル周期毎に２^K行２^K列のアダマール行列と、２^Kビットの並列複素ベースバンドＳＳ信号を各要素として保持している列ベクトルと、を乗算し、２^K個の複素数要素を持つ受信複素相関ベクトルを算出する。キャリア再生部１７では、上記受信複素相関ベクトルの全２^K個の要素の中から絶対値が最大値となる複素数要素を用いて、キャリア位相推定を行い、受信複素相関ベクトルの全２^K個の複素数要素に対してキャリア位相推定結果だけそれぞれ位相補正して、キャリア再生出力複素ベクトルを生成する。

最大値検出復調部１８では、キャリア再生出力複素ベクトルの全２^K個の複素数要素の中から実数成分が最大となる要素を検出し、その最大値を持つ複素数要素を算出する際に用いたアダマール行列の行番号に対応するＫビットの並列復調データを出力する。受信装置で用いるアダマール行列の行番号と送信装置で用いるＷａｌｓｈ関数Ｗ₁〜Ｗ_Jとの間の対応関係は、スペクトル拡散通信システムの設計の段階で決定され、送信装置および受信装置で共通の対応付けが行われる。

並直列変換部１９では、シンボルレートＲ_sでＫビットずつ出力される並列復調データから、ビットレートＲ_bでシリアル出力される２値復調データに、並直列変換を行う。

以上のように、本実施の形態の送信装置では、移送部４が（７）式と（８）式を同時に満たす位相量θ_mを適用することとした。これにより、送信ＳＳ信号のＤＣ成分の平均値を０にすることができる。

また、本実施の形態の受信装置では、上記移相部４で与える位相量θ_mが既知の場合、位相補正部１４でθ_mに相当する位相量だけ反対方向に移相することとした。これにより、θ_mの値に関係なく、受信信号に対して任意のシンボルのキャリア位相を揃えることができるため、絶対同期検波を行うことができ、良好なビット誤り率特性を実現することができる。

なお、本実施の形態の送信装置においては、たとえば、上記移相部４で与える位相量の系列をθ_m＝θ_m-1 ＋２π／α（αは、１より大きい有理数であり、スペクトル拡散通信システムで固定の値）のように、１シンボル毎に決まった位相量Δθ(＝２π／α)だけ移相させた場合であっても、（７）式と（８）式を満たすため、送信ＳＳ信号のＤＣ成分の平均値を０にすることができる。

また、本実施の形態の受信装置では、Δθだけを考慮して位相補正部１４で位相補正を行えば、任意シンボルで受信信号のキャリア位相を揃えることができるため、θ_mが受信装置で既知でない場合であっても絶対同期検波を行うことができ、良好なビット誤り率特性を実現することが可能である。

また、本実施の形態では、２値データとして“＋１”と“−１”を用いてきたが、これらに対応するような２値データを用いてもよい。たとえば、“＋１”と“−１”の代わりに、それぞれ“０”と“１”を対応させて用いてもよい。

また、本実施の形態の受信装置では、位相補正部１４での位相補正処理の後に直並列変換部１５で直並列変換処理を行っているが、この処理の順序を入れ換えても等価である。すなわち、直並列変換部１５で直並列変換処理を行った後に位相補正部１４で位相補正処理を行ってもよい。

実施の形態２．
上述の実施の形態１では、送信装置のＷａｌｓｈ符号化部３にてＷａｌｓｈ関数を生成する際にスペクトル拡散を行ったが、実施の形態２の送信装置では、Ｗａｌｓｈ符号化部３より出力されるＷａｌｓｈ関数に対してさらに所望の拡散利得を得るために送信装置固有のＰＮ符号を用いて拡散変調処理を行う。また、実施の形態２の受信装置では、本実施の形態の送信装置で使用した送信装置固有のＰＮ符号を用いて逆拡散処理を行うことにより、受信信号から所望の信号のみを抽出して復調する。これらの拡散変調処理と逆拡散処理により、本実施の形態の送信装置と受信装置では、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）を可能にする。なお、本実施の形態では、前述の実施の形態１とは異なる処理についてのみ説明する。

ここで、実施の形態２の送信装置の動作について説明する。図３は、実施の形態２の送信装置の構成を示す図である。この送信装置は、クロック生成部２１と、ＰＮ符号生成部２２と、拡散変調部２３と、を備えており、前述の実施の形態１の送信装置に拡散変調処理を追加したものである。なお、その他の構成については実施の形態１と同様であるため、同様の構成については同一の符号を付してその説明を省略する。

ＰＮ符号生成部２２では、符号の繰り返し周期Ｌ（≧２^K）チップでクロック生成部２１から出力されるクロック速度Ｒ_c´（＝Ｌ×Ｒ_s、単位：チップ／秒、実施の形態２ではこれを「チップレート」と呼ぶ）のＰＮ符号を出力する。なお、ＰＮ符号は、“１”と“−１”の２値の値を持つものとする。また、本実施の形態では、チップの発生周期Ｔ_c´（＝１／Ｒ_c´）を「チップ周期」と呼び、実施の形態１で「チップレート」と呼んでいたＲ_cのレートを「一次変調レート」と呼ぶ。また、ＰＮ符号の繰り返し周期Ｌチップは、Ｗａｌｓｈ符号化部３から出力されるＷａｌｓｈ関数の系列長Ｊ（＝２^K）ビットのＦ（＝Ｌ／Ｊ＝Ｌ／２^K、１以上の整数値）倍とし、送信装置毎に固有のＰＮ符号が予め割り当てられているものとする。

拡散変調部２３では、移相部４から出力されるＷａｌｓｈ関数に対して、送信装置固有のＰＮ符号を乗算して、Ｗａｌｓｈ関数の一次変調レートＲ_cからチップレートＲ_c´にスペクトル拡散を行うことにより送信２次ＳＳ信号を生成する。なお、Ｗａｌｓｈ関数の１周期とＰＮ符号の繰り返し周期は共にＴ_sである。

時刻ｍＴ_s＋ｎＴ_c＋ｐＴ_c´［チップ］における上記送信２次ＳＳ信号の同相成分をＳＩ（ｍ，ｎ，ｐ）とし、直交成分をＳＱ（ｍ，ｎ，ｐ）とし、ｍシンボル目に選択されたＷａｌｓｈ関数のｎビット目の出力値をＷＬ（ｍ，ｎ）とし、ｍシンボル目に移相する位相量をθ_mとし、（ｎＦ＋ｐ）番目のＰＮ符号をｃ（ｎ，ｐ）とすると、位相量θ_mは、ＷＬ（ｍ，ｎ）とｃ（ｎ，ｐ）の両方に対して独立な値を持つため、ＳＩ（ｍ，ｎ，ｐ）とＳＱ（ｍ，ｎ，ｐ）の期待値Ｅ［ＳＩ（ｍ，ｎ，ｐ）］とＥ［ＳＱ（ｍ，ｎ，ｐ）］は、それぞれ下記（９）式と下記（１０）式より求まる。

よって、実施の形態１と同様に、移相部４が（７）式と（８）式を同時に満たすような位相量θ_mを適用することにより、拡散変調部２３から出力される信号のＤＣ成分の平均値を０にすることができる。

つづいて、実施の形態２の受信装置の動作について説明する。図４は、実施の形態２の受信装置の構成を示す図である。この受信装置は、部分相関演算部３１を備えており、前述の実施の形態１の受信装置に逆拡散処理を追加したものである。なお、その他の構成については実施の形態１と同様であるため、同様の構成については同一の符号を付してその説明を省略する。

部分相関演算部３１では、再生シンボルクロックを基準にして、本実施の形態の送信装置のＰＮ符号生成部２２で生成されるＰＮ符号と同じ符号を生成し、Ｗａｌｓｈ関数の１ビット（＝Ｆチップ）単位で、準同期検波部１２の出力信号と上記ＰＮ符号との部分相関を演算する。

本実施の形態の受信装置における位相補正部１４では、再生シンボルクロックに基づいて、部分相関演算部３１から出力される信号を、移相部４にてシンボル単位で移相された位相量だけ反対方向に移相する。

以上のように、本実施の形態の送信装置では、上記拡散変調部２３を追加し、さらに、実施の形態１と同様に、移相部４が（７）式と（８）式を同時に満たす位相量θ_mを適用することとした。これにより、拡散変調部２３から出力される送信２次ＳＳ信号のＤＣ成分の平均値を０にしながら、所望の拡散利得を得ることができる。また、本実施の形態の受信装置では、上記部分相関演算部３１を追加することにより、さらに良好なビット誤り率特性を実現することができる。すなわち、本実施の形態の送信装置と受信装置からなるスペクトル拡散通信システムにおいては、上述の拡散変調処理と逆拡散処理により、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）を実現する。

なお、本実施の形態の送信装置においては、たとえば、上記移相部４で与える位相量の系列をθ_m＝θ_m-1 ＋２π／α（αは、１より大きい有理数であり、スペクトル拡散通信システムで固定の値）のように、１シンボル毎に決まった位相量Δθ(＝２π／α)だけ移相させた場合であっても、（７）式と（８）式を満たすため、拡散変調部２３から出力される信号のＤＣ成分の平均値を０にすることができる。

また、本実施の形態の受信装置では、Δθだけを考慮して位相補正部１４で位相補正を行えば、任意シンボルで受信信号のキャリア位相を揃えることができるため、θ_mが受信装置で既知でない場合であっても絶対同期検波を行うことができ、良好なビット誤り率特性を実現することが可能である。

また、本実施の形態では、２値データとして“＋１”と“−１”を用いてきたが、これらに対応するような２値データを用いてもよい。たとえば、“＋１”と“−１”の代わりに、それぞれ“０”と“１”を対応させて用いてもよい。

また、本実施の形態の送信装置では、移相部４における移相処理の後に拡散変調部２３にて拡散変調処理を行っているが、この処理の順序を入れ換えても等価である。すなわち、拡散変調部２３にて拡散変調処理を行った後に移相部４にて移相処理を行ってもよい。

また、本実施の形態の受信装置では、部分相関演算→位相補正→直並列変換の順で処理を行っているが、この処理の順序を入れ換えても等価である。すなわち、位相補正→部分相関演算→直並列変換、または、部分相関演算→直並列変換→位相補正の順で処理を行ってもよい。

また、本実施の形態においては、説明の簡単化のため、ＰＮ符号の繰り返し周期ＬをＷａｌｓｈ符号化部３から出力されるＷａｌｓｈ関数の系列長Ｊの整数倍としたが、Ｗａｌｓｈ関数の１周期の時間とＰＮ符号の繰り返し周期の時間が一致していればよい。

実施の形態３．
上述の実施の形態２において、拡散変調部２３と部分相関演算部３１を適用することにより所望の拡散利得が得られることを示したが、実施の形態３では、時間オフセット多重化を行うことにより、実施の形態２のＮ（Ｎは多重数であり、２以上の整数値）倍の速度で情報伝送を行うことが可能な送信装置と受信装置について説明する。なお、本実施の形態では、前述の実施の形態１または実施の形態２とは異なる処理についてのみ説明する。

ここで、実施の形態３の送信装置の動作について説明する。図５は、実施の形態３の送信装置の構成を示す図である。この送信装置は、直並列変換部４１と、実施の形態１および実施の形態２のＷａｌｓｈ符号化部３と同一のＷａｌｓｈ符号化部３−１〜３−Ｎと、実施の形態１および実施の形態２の移相部４と同一の移相部４−１〜４−Ｎと、実施の形態２の拡散変調部２３と同一の拡散変調部２３−１〜２３−Ｎと、遅延部４２−１〜４２−Ｎと、多重部４３と、を備えており、前述の実施の形態２の送信装置に時間オフセット多重化処理を追加したものである。なお、その他の構成については実施の形態１と同様であるため、同様の構成については同一の符号を付してその説明を省略する。

直並列変換部４１では、データ発生部１からＲ_b´（＝Ｎ×Ｋ×Ｒ_s＝Ｎ×Ｒ_b，単位は「ビット／秒」）の速度でシリアルに出力される情報信号に対して直並列変換を行い、速度Ｒ_sで、Ｎ個のＷａｌｓｈ符号化部３−１〜３−Ｎに対して、それぞれＫビットずつの並列情報信号を供給する。

遅延部４２−１〜４２−Ｎには、前述の実施の形態２と同じチップ周期Ｔ_c´を単位とする遅延時間τ₁Ｔ_c´〜 τ_NＴ_c´が予め設定されている。なお、τ₁〜τ_Nは、それぞれ０≦τ₁＜τ₂＜…＜τ_N＜Ｌを満たす整数であり、送信装置の設計時もしくは通信開始時に適切な値が設定される。以下では、当該τ₁〜τ_Nを「遅延係数」と呼ぶ。したがって、遅延部４２−１〜４２−Ｎでは、それぞれ対応する拡散変調部２３−１〜２３−Ｎから出力される送信２次ＳＳ信号に上記所定の遅延時間τ₁Ｔ_c´〜 τ_NＴ_c´を付加し、各ＳＳ信号相互間で異なる時間オフセットを与える。

多重部４３では、全Ｎ個の遅延付加後のＳＳ信号を加算し、送信多重２次ＳＳ信号を生成する。

このように、本実施の形態の送信装置は、拡散変調部２３−１〜２３−Ｎから出力される各信号が遅延されている点を除いて、実施の形態２における拡散変調部２３から出力される信号と同一であるため、移相部４−１〜４−Ｎで与える位相量が各々（７）式と（８）式を同時に満たせば、拡散変調部２３−１〜２３−Ｎから出力される各信号のＤＣ成分の平均値は０になる。そして、送信多重２次ＳＳ信号は、拡散変調部２３−１〜２３−Ｎから出力される各信号の加算を行っているだけなので、移相部４−１〜４−Ｎで与える位相量が各々（７）式と（８）式を同時に満たせば、送信多重２次ＳＳ信号のＤＣ成分の平均値も０になる。また、本実施の形態の送信装置は、時間オフセット多重化を用いてＮ個の送信２次ＳＳ信号を多重して伝送することにより、実施の形態２のスペクトル拡散送信装置と比べてＮ倍の情報送信を行う。

つづいて、実施の形態３の受信装置の動作について説明する。図６は、実施の形態３の受信装置の構成を示す図である。この受信装置は、遅延補正部５１−１〜５１−Ｎと、実施の形態２の部分相関演算部３１と同一の部分相関演算部３１−１〜３１−Ｎと、実施の形態１および実施の形態２の位相補正部１４と同一の位相補正部１４−１〜１４−Ｎと、実施の形態１および実施の形態２の直並列変換部１５と同一の位相変換部１５−１〜１５−Ｎと、実施の形態１および実施の形態２のアダマール変換部１６と同一のアダマール変換部１６−１〜１６−Ｎと、実施の形態１および実施の形態２のキャリア再生部１７と同一のキャリア再生部１７−１〜１７−Ｎと、実施の形態１および実施の形態２の最大値検出復調部１８と同一の最大値検出復調部１８−１〜１８−Ｎと、並直列変換部５２と、を備えており、前述の実施の形態２の受信装置に多重分離処理を追加したものである。なお、その他の構成については実施の形態１と同様であるため、同様の構成については同一の符号を付してその説明を省略する。

準同期検波部１２では、準同期検波した信号を遅延補正部５１−１〜５１−Ｎとシンボル同期部１３の全（Ｎ＋１）個に分岐して出力する。

遅延補正部５１−１〜５１−Ｎには、上述の送信装置の遅延部４２−１〜４２−Ｎで付加された遅延時間τ₁Ｔ_c´〜 τ_NＴ_c´を揃えるための遅延補正時間（β−τ₁）Ｔ_c´〜 （β−τ_N）Ｔ_c´が予め設定されている。なお、βはτ_N以上の整数値である。したがって、遅延補正部５１−１〜５１−Ｎでは、準同期検波部１２から出力される信号に対して、それぞれ異なる遅延補正時間（β−τ₁）Ｔ_c´〜（β−τ_N）Ｔ_c´を付加して、多重された送信２次ＳＳ信号の各々のシンボル開始タイミングを揃える。

この遅延補正部５１−１〜５１−Ｎの動作により、上述の送信装置におけるシンボル開始タイミングを揃えることができるため、このタイミングに併せて逆拡散を行うことにより、時間オフセット多重された信号の中から各送信２次ＳＳ信号を分離して復調することができる。

並直列変換部５２では、シンボルレートＲ_sで（Ｎ×Ｋ）ビットずつ出力される並列復調データから、ビットレートＲ_b´でシリアル出力される２値復調データに、並直列変換を行う。

上記のように、本実施の形態の送信装置および受信装置で構成されたスペクトル拡散通信システムにおいては、移相部４−１〜４−Ｎが（７）式と（８）式を同時に満たす位相量を適用して、多重部４３から出力される送信多重２次ＳＳ信号のＤＣ成分の平均値を０にしながら、実施の形態２のスペクトル拡散通信システムと比較してＮ倍の情報送信を実現する。

なお、本実施の形態の送信装置においては、たとえば、上記移相部４−１〜４−Ｎで与える位相量の系列をそれぞれθ_m＝θ_m-1 ＋２π／α（αは、１より大きい有理数であり、スペクトル拡散通信システムで固定の値）のように、１シンボル毎に決まった位相量Δθ(＝２π／α)だけ移相させた場合であっても、（７）式と（８）式を満たすため、多重部４３から出力される信号のＤＣ成分の平均値を０にすることができる。

また、本実施の形態の受信装置では、Δθだけ考慮して位相補正部１４−１〜１４−Ｎで位相補正を行えば、受信信号の任意シンボルでのキャリア位相を揃えることができるため、θ_mが既知でない場合であっても絶対同期検波を行うことができ、良好なビット誤り率特性を実現することが可能である。

また、本実施の形態の送信装置では、移相部４−１〜４−Ｎにおける移相処理の後に拡散変調部２３−１〜２３−Ｎにて拡散変調処理を行っているが、この処理の順序を入れ換えても等価である。すなわち、拡散変調部２３−１〜２３−Ｎで拡散変調処理を行った後に移相部４−１〜４−Ｎで移相処理を行ってもよい。

また、本実施の形態の受信装置では、部分相関演算→位相補正→直並列変換の順で処理を行っているが、この処理の順序を入れ換えても等価である。すなわち、位相補正→部分相関演算→直並列変換、または、部分相関演算→直並列変換→位相補正の順で処理を行ってもよい。

以上のように、本発明にかかるスペクトル拡散送信装置およびスペクトル拡散受信装置は、画像、音声やデータ等の情報をスペクトル拡散して伝送するシステムに有用であり、特に、Ｗａｌｓｈ関数を用いたスペクトル拡散通信システムに適している。

実施の形態１の送信装置の構成を示す図である。 実施の形態１の受信装置の構成を示す図である。 実施の形態２の送信装置の構成を示す図である。 実施の形態２の受信装置の構成を示す図である。 実施の形態３の送信装置の構成を示す図である。 実施の形態３の受信装置の構成を示す図である。

符号の説明

１ データ発生部
２ 直並列変換部
３，３−１〜３−Ｎ Ｗａｌｓｈ符号化部
４，４−１〜４−Ｎ 移相部
５ 周波数変換部
６ 電力増幅部
７ 送信アンテナ
１１ 受信アンテナ
１２ 準同期検波部
１３ シンボル同期部
１４，１４−１〜１４−Ｎ 位相補正部
１５，１５−１〜１５−Ｎ 直並列変換部
１６，１６−１〜１６−Ｎ アダマール変換部
１７，１７−１〜１７−Ｎ キャリア再生部
１８，１８−１〜１８−Ｎ 最大値検出復調部
１９ 並直列変換部
２１ クロック生成部
２２ ＰＮ符号生成部
２３，２３−１〜２３−Ｎ 拡散変調部
３１，３１−１〜３１−Ｎ 部分相関演算部
４１ 直並列変換部
４２−１〜４２−Ｎ 遅延部
４３ 多重部
５１−１〜５１−Ｎ 遅延補正部
５２ 並直列変換部

Claims (6)

1. Ｗａｌｓｈ関数を用いたスペクトル拡散送信装置において、
   Ｋ（Ｋは２以上の整数）ビットの並列データ系列を所定のＷａｌｓｈ関数に変換するＷａｌｓｈ符号化手段と、
   Ｗａｌｓｈ関数の直流成分が０となるようにＷａｌｓｈ関数の１周期または複数周期毎に異なる位相量を移相して、送信ＳＳ（Spread Spectrum）信号を生成する移相手段と、
   を備え、
   前記移相手段は、前記位相量として、余弦成分と正弦成分の時間累積値が共に０となるような位相量を与えることを特徴とするスペクトル拡散送信装置。
2. さらに、前記移相手段から出力される送信ＳＳ信号に対して、各ユーザ固有のＰＮ符号を用いて所望の拡散利得でスペクトル拡散変調を行うことによって、送信２次ＳＳ信号を生成する拡散変調手段、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散送信装置。
3. Ｗａｌｓｈ関数を用いたスペクトル拡散送信装置において、
   所定の速度で入力される直列データ系列をそれぞれＫ（Ｋは２以上の整数）ビットずつのＮ（Ｎは２以上の整数）個の並列データ系列に変換する直並列変換手段と、
   対応するＫビットの並列データ系列を所定のＷａｌｓｈ関数に変換するＮ個のＷａｌｓｈ符号化手段と、
   Ｗａｌｓｈ関数の直流成分が０となるようにＷａｌｓｈ関数の１周期または複数周期毎に異なる位相量を移相して、送信ＳＳ（Spread Spectrum）信号を生成するＮ個の移相手段と、
   前記各移相手段から出力される送信ＳＳ信号に対して、各ユーザ固有のＰＮ符号を用いて所望の拡散利得でスペクトル拡散変調を行うことによって、送信２次ＳＳ信号を生成するＮ個の拡散変調手段と、
   前記各拡散変調手段から出力される送信２次ＳＳ信号に対してそれぞれ異なる遅延時間を付加する遅延手段と、
   前記各遅延手段から出力される遅延付加後の送信２次ＳＳ信号をすべて加算して、送信多重２次ＳＳ信号を生成する多重手段と、
   を備え、
   前記移相手段は、前記位相量として、余弦成分と正弦成分の時間累積値が共に０となるような位相量を与えることを特徴とするスペクトル拡散送信装置。
4. Ｗａｌｓｈ関数を用いたスペクトル拡散送信装置から送られてくる信号を復調するスペクトル拡散受信装置において、
   再生シンボルクロックに基づいて、入力信号を、送信側にてシンボル単位で移相された位相量だけ反対方向に移相して、任意のシンボルでキャリア位相を揃える位相補正手段と、
   再生シンボルクロックに基づいて、位相補正後の信号をＷａｌｓｈ関数の系列長分の並列信号に変換して、並列複素ベースバンドＳＳ信号を生成する直並列変換手段と、
   再生シンボルクロックに基づいて、Ｗａｌｓｈ関数の系列長分の並列複素ベースバンドＳＳ信号に対してアダマール変換を行い、Ｗａｌｓｈ関数の系列長分の受信複素相関ベクトルを生成するアダマール変換手段と、
   を備えることを特徴とするスペクトル拡散受信装置。
5. さらに、再生シンボルクロックに基づいて、入力信号とユーザ固有のＰＮ符号との部分相関演算をＷａｌｓｈ関数の１ビット単位で行う部分相関演算手段、
   を備え、
   前記位相補正手段は、部分相関演算後の入力信号を、送信側にてシンボル単位で移相された位相量だけ反対方向に移相することを特徴とする請求項４に記載のスペクトル拡散受信装置。
6. Ｗａｌｓｈ関数を用いたスペクトル拡散送信装置から送られてくる信号を復調するスペクトル拡散受信装置において、
   送信側にてそれぞれ異なる遅延時間を付加され多重化された信号を入力とした場合に、全Ｎ個に分岐された各入力信号に対して、全Ｎ個のシンボル開始タイミングを揃えるように、それぞれ異なる遅延時間を付加するＮ個の遅延補正手段と、
   再生シンボルクロックに基づいて、対応する遅延時間付加後の入力信号とユーザ固有のＰＮ符号との部分相関演算をＷａｌｓｈ関数の１ビット単位で行うＮ個の部分相関演算手段と、
   再生シンボルクロックに基づいて、対応する部分相関演算後の入力信号を、送信側にてシンボル単位で移相された位相量だけ反対方向に移相して、任意のシンボルでキャリア位相を揃えるＮ個の位相補正手段と、
   再生シンボルクロックに基づいて、対応する位相補正後の信号をＷａｌｓｈ関数の系列長分の並列信号に変換して、並列複素ベースバンドＳＳ信号を生成するＮ個の直並列変換手段と、
   再生シンボルクロックに基づいて、対応する並列複素ベースバンドＳＳ信号に対してアダマール変換を行い、Ｗａｌｓｈ関数の系列長分の受信複素相関ベクトルを生成するＮ個のアダマール変換手段と、
   を備えることを特徴とするスペクトル拡散受信装置。

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