JPH1188229A - キャリア周波数オフセットを持つ信号の擬似ランダム雑音検出器 - Google Patents
キャリア周波数オフセットを持つ信号の擬似ランダム雑音検出器Info
- Publication number
- JPH1188229A JPH1188229A JP10203728A JP20372898A JPH1188229A JP H1188229 A JPH1188229 A JP H1188229A JP 10203728 A JP10203728 A JP 10203728A JP 20372898 A JP20372898 A JP 20372898A JP H1188229 A JPH1188229 A JP H1188229A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- detector
- signal
- magnitude
- bin
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
- H04B1/70751—Synchronisation aspects with code phase acquisition using partial detection
- H04B1/70753—Partial phase search
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7087—Carrier synchronisation aspects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
- H04B1/70751—Synchronisation aspects with code phase acquisition using partial detection
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/71—Interference-related aspects the interference being narrowband interference
- H04B1/7102—Interference-related aspects the interference being narrowband interference with transform to frequency domain
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＰＮ信号内の周波数オフセットを短時間で検
出推定する。 【解決手段】 受信ＰＮ信号内のキャリア周波数オフセ
ットの検出のために、受信信号と受信機内ＰＮ符号との
相関をし、得られた逆拡散信号を固定期間にわたり積分
し、二乗包絡線検波器を通す。積分は複数のサブドエル
に分割され、各々ＦＦＴに入力され、複数の周波数ビン
を生成する。サーチを終了するまで次のＰＮ符号位相が
順次テストされる。周波数領域内の各ビンに対して１つ
のフィルタを持つフィルタバンクにデータを通すことに
より、収集されたサンプルの各ビンの大きさが計算さ
れ、その値をしきい値と比較する。受信キャリア周波数
の計算用の周波数オフセットの推定は、一致したＰＮ符
号位相で行われたサーチの繰り返し当たりの最大の大き
さに対するビンインデックスを平均化により行われ、そ
の情報はＡＦＣ回路に与えられて正確な周波数に微細チ
ューニングする。
出推定する。 【解決手段】 受信ＰＮ信号内のキャリア周波数オフセ
ットの検出のために、受信信号と受信機内ＰＮ符号との
相関をし、得られた逆拡散信号を固定期間にわたり積分
し、二乗包絡線検波器を通す。積分は複数のサブドエル
に分割され、各々ＦＦＴに入力され、複数の周波数ビン
を生成する。サーチを終了するまで次のＰＮ符号位相が
順次テストされる。周波数領域内の各ビンに対して１つ
のフィルタを持つフィルタバンクにデータを通すことに
より、収集されたサンプルの各ビンの大きさが計算さ
れ、その値をしきい値と比較する。受信キャリア周波数
の計算用の周波数オフセットの推定は、一致したＰＮ符
号位相で行われたサーチの繰り返し当たりの最大の大き
さに対するビンインデックスを平均化により行われ、そ
の情報はＡＦＣ回路に与えられて正確な周波数に微細チ
ューニングする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は概略的には、オフセ
ットがキャリア周波数に存在している場合に、疑似ラン
ダム雑音（ＰＮ）を用いて直接シーケンス拡散スペクト
ル（ＤＳＳＳ）信号を検出する方法及び装置に関する。
ットがキャリア周波数に存在している場合に、疑似ラン
ダム雑音（ＰＮ）を用いて直接シーケンス拡散スペクト
ル（ＤＳＳＳ）信号を検出する方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）を含
む、直接シーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）信号に
基づく無線通信システムは、システム内の全ての基地局
との通信のための共通キャリア周波数帯域を使用する。
キャリア信号は疑似ランダム雑音（ＰＮ）発生器により
生成された信号により変調されこれは共通周波数帯域か
らの弁別手段を提供する。この第２の信号内に含まれる
ＰＮ拡散符号は、各々がチップ期間を持つバイナリ・チ
ップのシーケンスからなっている。キャリアとＰＮを結
合した信号は、ディジタル化された音声又はデータ信号
からなる第３の信号により変調される。
む、直接シーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）信号に
基づく無線通信システムは、システム内の全ての基地局
との通信のための共通キャリア周波数帯域を使用する。
キャリア信号は疑似ランダム雑音（ＰＮ）発生器により
生成された信号により変調されこれは共通周波数帯域か
らの弁別手段を提供する。この第２の信号内に含まれる
ＰＮ拡散符号は、各々がチップ期間を持つバイナリ・チ
ップのシーケンスからなっている。キャリアとＰＮを結
合した信号は、ディジタル化された音声又はデータ信号
からなる第３の信号により変調される。
【０００３】受信機において、キャリア周波数の復調の
後に、第３の信号を使用のために変換するためには、受
信機内の局部ＰＮ発生器は入力ＰＮシーケンスに同期さ
せられなければならない。ＰＮ符号は、信号の初期捕捉
とデータ転送との両方のために使用される。受信信号か
らＰＮシーケンスを除去し、それをシンボル期間にわた
って積分することにより、逆拡散信号が得られる。受信
信号の逆拡散は、受信機内にＰＮ符号の局部複製を生成
し、ついでその局部ＰＮ符号を、受信信号に含まれてい
る受信波形に重ね合わせられたＰＮ符号に同期させるこ
とにより達成される。入力信号と同期化された局部ＰＮ
符号との乗算即ち再変調により所望の逆拡散が生成され
る。
後に、第３の信号を使用のために変換するためには、受
信機内の局部ＰＮ発生器は入力ＰＮシーケンスに同期さ
せられなければならない。ＰＮ符号は、信号の初期捕捉
とデータ転送との両方のために使用される。受信信号か
らＰＮシーケンスを除去し、それをシンボル期間にわた
って積分することにより、逆拡散信号が得られる。受信
信号の逆拡散は、受信機内にＰＮ符号の局部複製を生成
し、ついでその局部ＰＮ符号を、受信信号に含まれてい
る受信波形に重ね合わせられたＰＮ符号に同期させるこ
とにより達成される。入力信号と同期化された局部ＰＮ
符号との乗算即ち再変調により所望の逆拡散が生成され
る。
【０００４】捕捉フェーズにおいて、拡散信号は互いに
整列させられる。このフェーズの間は受信機はその最も
クリティカルな機能の幾つか、即ちチップ・タイミング
同期の確立と周波数オフセットを修正すること、を達成
しなければならない。同期が達成されると、各受信信号
から抽出されたデータ信号のサンプリングを最適化する
ために、受信機のクロック内の閉ループ・トラッキング
・システムは周波数と位相を連続的に調整されなければ
ならない。
整列させられる。このフェーズの間は受信機はその最も
クリティカルな機能の幾つか、即ちチップ・タイミング
同期の確立と周波数オフセットを修正すること、を達成
しなければならない。同期が達成されると、各受信信号
から抽出されたデータ信号のサンプリングを最適化する
ために、受信機のクロック内の閉ループ・トラッキング
・システムは周波数と位相を連続的に調整されなければ
ならない。
【０００５】局部ＰＮ信号と受信ＰＮ信号とを同期化す
るプロセスは典型的には２つの段階で行われる。最初
は、２つのＰＮ信号の粗い整列が小残留タイミング・オ
フセット内で生成されてＰＮ捕捉を達成する。一旦捕捉
されると、ＰＮ符号はＰＮトラッキングとして知られて
いるプロセスにおいて微細に同期して維持されなければ
ならない。直接シーケンスＣＤＭＡシステムにおいて
は、ＰＮ符号はしばしば非常に長い。フルＰＮ符号の相
関のために要求される受信機ハードウエアの複雑性を最
小化するために、ＰＮ符号の部分的期間にわたる相関、
即ち、「ドエル時間（ｄｗｅｌｌ ｔｉｍｅ）」、が使
用される。
るプロセスは典型的には２つの段階で行われる。最初
は、２つのＰＮ信号の粗い整列が小残留タイミング・オ
フセット内で生成されてＰＮ捕捉を達成する。一旦捕捉
されると、ＰＮ符号はＰＮトラッキングとして知られて
いるプロセスにおいて微細に同期して維持されなければ
ならない。直接シーケンスＣＤＭＡシステムにおいて
は、ＰＮ符号はしばしば非常に長い。フルＰＮ符号の相
関のために要求される受信機ハードウエアの複雑性を最
小化するために、ＰＮ符号の部分的期間にわたる相関、
即ち、「ドエル時間（ｄｗｅｌｌ ｔｉｍｅ）」、が使
用される。
【０００６】捕捉のためのＤＳＳＳ信号の検出は、典型
的には図１に示される形態に類似の受信機を用いて達成
される。図１の受信機は、受信信号とノイズを局部ＰＮ
発生器１０４からのＰＮ符号の局部複製と比較する相関
器１０２と、固定ドエル時間の検出出力を積分してトー
タルの積分電力を得る積分器１０６と、二乗包絡線検波
器１０８と、電力を予め設定されたしきい値と比較する
比較器１１０とからなっている。
的には図１に示される形態に類似の受信機を用いて達成
される。図１の受信機は、受信信号とノイズを局部ＰＮ
発生器１０４からのＰＮ符号の局部複製と比較する相関
器１０２と、固定ドエル時間の検出出力を積分してトー
タルの積分電力を得る積分器１０６と、二乗包絡線検波
器１０８と、電力を予め設定されたしきい値と比較する
比較器１１０とからなっている。
【０００７】電力レベルがしきい値を越えると、ＰＮ信
号の粗い整列が達成されている。捕捉が生じたかどうか
を判定するために使用される最適しきい値レベルは固定
値に関係しているのではなく、信号対雑音比（ＳＮＲ）
の関数である。知られているように、通信チャンネルの
ＳＮＲは時間と、受信機の速度及び位置との関数として
変化する。
号の粗い整列が達成されている。捕捉が生じたかどうか
を判定するために使用される最適しきい値レベルは固定
値に関係しているのではなく、信号対雑音比（ＳＮＲ）
の関数である。知られているように、通信チャンネルの
ＳＮＲは時間と、受信機の速度及び位置との関数として
変化する。
【０００８】簡単な例の捕捉技術は単一ドエル時間で最
尤アプローチを使用する。この技術は受信ＰＮ符号信号
が局部ＰＮ符号のすべての可能な位相位置と相関される
ことを要求する。この相関は並列に行われ、対応する検
波器は受信信号（及びノイズ）の同等の観測（ドエル）
に関係する全てを出力する。正しいＰＮ整列は、検波器
から最大出力を生成する局部ＰＮ符号位相位置にあるも
のとして比較器により決定される。捕捉はその並列動作
により迅速に達成される。しかしながら、ＣＤＭＡ信号
で利用される長い符号と、要求される大きい処理利得の
ためには、並列計算の複雑性は禁止される。他の捕捉技
術がこの分野において知られている。これらの技術のい
くつかの簡単な記述はChung,et al.の米国特許第5,440,
597 号に記載されており、その主題について本発明者の
一人が共同発明者である。米国特許第5,440,597 号の記
載は本明細書に参考として取り込まれている。
尤アプローチを使用する。この技術は受信ＰＮ符号信号
が局部ＰＮ符号のすべての可能な位相位置と相関される
ことを要求する。この相関は並列に行われ、対応する検
波器は受信信号（及びノイズ）の同等の観測（ドエル）
に関係する全てを出力する。正しいＰＮ整列は、検波器
から最大出力を生成する局部ＰＮ符号位相位置にあるも
のとして比較器により決定される。捕捉はその並列動作
により迅速に達成される。しかしながら、ＣＤＭＡ信号
で利用される長い符号と、要求される大きい処理利得の
ためには、並列計算の複雑性は禁止される。他の捕捉技
術がこの分野において知られている。これらの技術のい
くつかの簡単な記述はChung,et al.の米国特許第5,440,
597 号に記載されており、その主題について本発明者の
一人が共同発明者である。米国特許第5,440,597 号の記
載は本明細書に参考として取り込まれている。
【０００９】マルチパス伝搬（レイリーフェージン
グ）、温度による発振器ドリフト、ドップラー効果、又
は他の劣化生成現象、又はそれらの組み合わせによる、
周波数エラーが送信機と受信機との間に存在すると、受
信機／復調器は最初に捕捉が発生し得る前に周波数オフ
セットを決定しなければならない。周波数オフセットの
存在は、受信符号と局部的に発生したＰＮ符号の間の相
対的な符号位相を時間的に変化させる。より重要なこと
は、このオフセットは平均検索速度を達成する。
グ）、温度による発振器ドリフト、ドップラー効果、又
は他の劣化生成現象、又はそれらの組み合わせによる、
周波数エラーが送信機と受信機との間に存在すると、受
信機／復調器は最初に捕捉が発生し得る前に周波数オフ
セットを決定しなければならない。周波数オフセットの
存在は、受信符号と局部的に発生したＰＮ符号の間の相
対的な符号位相を時間的に変化させる。より重要なこと
は、このオフセットは平均検索速度を達成する。
【００１０】加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャン
ネルを通過した信号を検出するとき、検出時間は雑音変
動のみの関数である。雑音変動が大きいほど、相関に要
する時間は長くなり、より長い検出時間となる。周波数
オフセットは又、検出時間を長くするのでＡＷＧＮチャ
ンネル内に周波数オフセットが存在することにより、そ
うでない場合には受け入れ可能な検波器の性能の重大な
劣化を経験し得る。ＡＷＧＮチャンネルからコヒーレン
トに信号を検出する能力は周波数オフセットのために失
われるかも知れない。
ネルを通過した信号を検出するとき、検出時間は雑音変
動のみの関数である。雑音変動が大きいほど、相関に要
する時間は長くなり、より長い検出時間となる。周波数
オフセットは又、検出時間を長くするのでＡＷＧＮチャ
ンネル内に周波数オフセットが存在することにより、そ
うでない場合には受け入れ可能な検波器の性能の重大な
劣化を経験し得る。ＡＷＧＮチャンネルからコヒーレン
トに信号を検出する能力は周波数オフセットのために失
われるかも知れない。
【００１１】周波数オフセット問題を軽減し、長いＰＮ
符号を取り扱う一般のアプローチは、全体の積分時間を
多数のより小さい相関、即ち、サブドエル（Ｓｕｂ−ｄ
ｗｅｌｌｓ）（受信信号の観察期間）にセグメント化し
て、周波数期間から得られる損失を減少させることであ
る。その大きさはサブドエルの各々に対して計算され、
サブドエルのすべての大きさは加算されて全体を積分し
た大きさを得る。このタイプの捕捉システムは、多重ド
エルシリアルＰＮ捕捉システムのタイプである、「非コ
ヒーレント加算法」として知られている。（例えば、本
明細書に参考として取り込まれている、M.K.Simon et a
l のSpread Spectrum Communications Handbook, Revis
ed Edition, 1994, McGraw-Hill, Inc, Part 4, Ch1,
"Pseudo Noise Code Acquisition in Direct-Sequence
Receivers" を参照のこと。)
符号を取り扱う一般のアプローチは、全体の積分時間を
多数のより小さい相関、即ち、サブドエル（Ｓｕｂ−ｄ
ｗｅｌｌｓ）（受信信号の観察期間）にセグメント化し
て、周波数期間から得られる損失を減少させることであ
る。その大きさはサブドエルの各々に対して計算され、
サブドエルのすべての大きさは加算されて全体を積分し
た大きさを得る。このタイプの捕捉システムは、多重ド
エルシリアルＰＮ捕捉システムのタイプである、「非コ
ヒーレント加算法」として知られている。（例えば、本
明細書に参考として取り込まれている、M.K.Simon et a
l のSpread Spectrum Communications Handbook, Revis
ed Edition, 1994, McGraw-Hill, Inc, Part 4, Ch1,
"Pseudo Noise Code Acquisition in Direct-Sequence
Receivers" を参照のこと。)
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】サブドエルはドエル時
間の一部にすぎないので、この方法における結果的な全
体の大きさは大きく減少し、小さい周波数オフセットが
存在している時、又は短い積分時間が可能である時の
み、このアプローチを可能にする。この方法の他の不利
益はコヒーレントな検波が達成できないことである。
間の一部にすぎないので、この方法における結果的な全
体の大きさは大きく減少し、小さい周波数オフセットが
存在している時、又は短い積分時間が可能である時の
み、このアプローチを可能にする。この方法の他の不利
益はコヒーレントな検波が達成できないことである。
【００１３】周波数オフセットを決定する１つの提案さ
れたシステムは、本明細書に参考のために取り込まれて
いる、Langの米国特許第5,556,202 である。このシステ
ムにおいて、分割相関器チャンネルは一対のシフトレジ
スタ・ストリングを含んでおり、各ストリングの対応す
る段は等しい長さである。受信信号は段の間に分配され
る。位相回転器がシフトレジスタ・ストリングの連続す
る段の間に設けられ、受信信号の同相成分（Ｉ）と直角
成分（Ｑ）とを適切なレジスタ・ストリングに分配す
る。各レジスタ・ストリング段は選択されたＰＮシーケ
ンスと関係付けられ、その結果は加算され、予めセット
された相関用しきい値と比較される。位相回転に関して
仮定がなされそれはエラーを導入し得る。さらに、この
システムは、そのようなシステムのある不利益を保持し
ている非コヒーレントな加算方法を依然として使用して
おり、そのようなシステムのある種の不利益を保留す
る。
れたシステムは、本明細書に参考のために取り込まれて
いる、Langの米国特許第5,556,202 である。このシステ
ムにおいて、分割相関器チャンネルは一対のシフトレジ
スタ・ストリングを含んでおり、各ストリングの対応す
る段は等しい長さである。受信信号は段の間に分配され
る。位相回転器がシフトレジスタ・ストリングの連続す
る段の間に設けられ、受信信号の同相成分（Ｉ）と直角
成分（Ｑ）とを適切なレジスタ・ストリングに分配す
る。各レジスタ・ストリング段は選択されたＰＮシーケ
ンスと関係付けられ、その結果は加算され、予めセット
された相関用しきい値と比較される。位相回転に関して
仮定がなされそれはエラーを導入し得る。さらに、この
システムは、そのようなシステムのある不利益を保持し
ている非コヒーレントな加算方法を依然として使用して
おり、そのようなシステムのある種の不利益を保留す
る。
【００１４】非コヒーレント法に依存しないでＰＮ信号
捕捉のための周波数オフセットを迅速に決定するシステ
ムに対する要求が残っている。本発明の目的は、ＰＮ信
号内の周波数オフセットを短検出時間で検出する方法及
びシステムを提供することである。本発明の他の目的
は、セミ・コヒーレント検波器を用いた改良されたＰＮ
信号捕捉のための方法及びシステムを提供することであ
る。
捕捉のための周波数オフセットを迅速に決定するシステ
ムに対する要求が残っている。本発明の目的は、ＰＮ信
号内の周波数オフセットを短検出時間で検出する方法及
びシステムを提供することである。本発明の他の目的
は、セミ・コヒーレント検波器を用いた改良されたＰＮ
信号捕捉のための方法及びシステムを提供することであ
る。
【００１５】本発明のさらに他の目的は、最小の追加処
理で周波数オフセットの推定をする方法及びシステムを
提供することである。
理で周波数オフセットの推定をする方法及びシステムを
提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】一実施例においては、Ｄ
ＳＳＳ信号を用いるネットワーク内での動作のために移
動電話受信機のフロントエンドにおいて、受信ＰＮ変調
信号内のキャリア周波数オフセットの検出は、最初に、
受信信号と受信機内で発生したＰＮ符号の局部複製との
相関により行われる。得られた逆拡散信号は時間の固定
期間、即ち、ドエルにわたって積分され、次いで二乗包
絡線検波器を通る。この積分は複数のサブドエルに分割
され、その値は各々高速フーリエ変換（ＦＦＴ）に入力
として与えられて、複数の周波数ビン（ｂｉｎｓ）を生
成する。各ＦＦＴ周波数ビンの大きさが計算され、最大
値が選択される。最大値及びその対応するビン数は信号
プロセッサのメモリ内にセーブされる。次のＰＮ符号位
相がテストされ、サーチスキームにしたがって、決定ア
ルゴリズムがサーチを終了するまでこのシーケンスを続
ける。一実施例においては、周波数領域内の各ビンに対
して１つのフィルタを持つフィルタバンクを通してデー
タを通過させることにより、収集されたサンプルに対す
る各ビンの大きさが計算され、次いでその値を所定のし
きい値と比較する決定アルゴリズムにより動作する。こ
れに代えて、ビンは、シリアル又はパラレルのいずれか
でサーチされて、所与の積分内の最大値を選択できる。
ＳＳＳ信号を用いるネットワーク内での動作のために移
動電話受信機のフロントエンドにおいて、受信ＰＮ変調
信号内のキャリア周波数オフセットの検出は、最初に、
受信信号と受信機内で発生したＰＮ符号の局部複製との
相関により行われる。得られた逆拡散信号は時間の固定
期間、即ち、ドエルにわたって積分され、次いで二乗包
絡線検波器を通る。この積分は複数のサブドエルに分割
され、その値は各々高速フーリエ変換（ＦＦＴ）に入力
として与えられて、複数の周波数ビン（ｂｉｎｓ）を生
成する。各ＦＦＴ周波数ビンの大きさが計算され、最大
値が選択される。最大値及びその対応するビン数は信号
プロセッサのメモリ内にセーブされる。次のＰＮ符号位
相がテストされ、サーチスキームにしたがって、決定ア
ルゴリズムがサーチを終了するまでこのシーケンスを続
ける。一実施例においては、周波数領域内の各ビンに対
して１つのフィルタを持つフィルタバンクを通してデー
タを通過させることにより、収集されたサンプルに対す
る各ビンの大きさが計算され、次いでその値を所定のし
きい値と比較する決定アルゴリズムにより動作する。こ
れに代えて、ビンは、シリアル又はパラレルのいずれか
でサーチされて、所与の積分内の最大値を選択できる。
【００１７】一致が宣言され、サーチが終了した後は、
周波数オフセットの推定が、一致が見出されたＰＮ符号
位相で行われたサーチプロセスの多数の繰り返しの繰り
返し当たりの最大の大きさに対するビンインデックスを
平均化することにより達成される。得られた値は受信キ
ャリア周波数を計算するために使用され得る周波数オフ
セットである。その情報は受信機内の自動周波数制御
（ＡＦＣ）回路に与えられて正確な周波数に微細にチュ
ーニングする。周波数推定器の性能はプロセスを平均化
することに使用されるサンプルの数の関数である。
周波数オフセットの推定が、一致が見出されたＰＮ符号
位相で行われたサーチプロセスの多数の繰り返しの繰り
返し当たりの最大の大きさに対するビンインデックスを
平均化することにより達成される。得られた値は受信キ
ャリア周波数を計算するために使用され得る周波数オフ
セットである。その情報は受信機内の自動周波数制御
（ＡＦＣ）回路に与えられて正確な周波数に微細にチュ
ーニングする。周波数推定器の性能はプロセスを平均化
することに使用されるサンプルの数の関数である。
【００１８】
【発明の実施の形態】好ましい実施例の以下の詳細な記
載は、TIA/EIA IS-95 （Mobile Station-Base Station
Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spre
ad SpectrumCellular System)により動作するＣＤＭＡ
移動電話受信機のための発明の方法及び装置の応用を記
載している。本明細書に記載の方法はＰＮ符号変調信号
を利用する他のＤＳＳＳに基づく無線通信システムに同
様にして応用可能である。
載は、TIA/EIA IS-95 （Mobile Station-Base Station
Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spre
ad SpectrumCellular System)により動作するＣＤＭＡ
移動電話受信機のための発明の方法及び装置の応用を記
載している。本明細書に記載の方法はＰＮ符号変調信号
を利用する他のＤＳＳＳに基づく無線通信システムに同
様にして応用可能である。
【００１９】以下の詳細な説明は、この分野で一般に良
く知られている多数の略語を用いる。各略語の最初に定
義が与えられるが、便利のために、以下の表１に略語の
リスト及びそれらのそれぞれの定義を与える。 〔表１〕 表１ Ａ／Ｄ……アナログ・ディジタル（変換器） ＡＦＣ……自動周波数制御 ＡＧＣ……自動利得制御 ＡＳＩＣ……特殊用途向け集積回路（エーシック） ＡＷＧＮ……加法性白色ガウス雑音 ＢＰＦ……バンドパスフィルタ ＣＤＭＡ……符号分割多重アクセス方式 ＤＦＴ……離散的フーリエ変換 ＤＳ……直接シーケンス ＤＳＳＳ……直接シーケンス拡散スペクトル ＦＦＴ……高速フーリエ変換 ＩＦ……中間周波数 ＩＩＲ……無限インパルス応答 ＩＳ……暫定基準 ＬＮＡ……低ノイズ増幅器 ＬＯ……局部発振器 ＬＰＦ…ローパスフィルタ ＭＳ……移動局 ＰＮ……擬似ランダム雑音 ＲＦ……無線周波数 ＳＡＷ……弾性表面波 ＳＮＲ……信号対雑音比 本発明の周波数オフセット検出及び推定方法の実施例の
好ましい実施例の構成のブロックは図２に示されてい
る。伝搬信号はアンテナ２０１で受信され、広帯域フィ
ルタ２０２を通過する。広帯域フィルタ２０２は、ＣＤ
ＭＡシステムのためには、受信機による復調のために考
慮されるべき８６９から８９４ＭＨｚの受信チャンネル
のみを通過させる。広帯域でフィルタされた信号は低ノ
イズ増幅器（ＬＮＡ）２０４に接続され、ミキサ／局部
発振器（ＬＯ）２０６に出力される。ミキサ／局部発振
器（ＬＯ）２０６は受信信号を中間周波数（ＩＦ）信号
に下方変換する。ＩＦ信号はバンドパスフィルタ２０８
でフィルタされ、自動利得制御装置（ＡＧＣ）２１５に
より与えられる制御信号に応じて可変利得増幅器（ＶＧ
Ａ）２０９により増幅される。ＶＧＡ２０９の出力か
ら、ＩＦ信号はミキサ／ＬＯ ２１０，２１１でＩ（同
相）とＱ（直角）成分に位相分離され、それらは次いで
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１２、２１３を通ってア
ナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）２１８に接続され
る。ＬＦＰ２１２、２１３は好ましくは、この分野で知
られているＣＤＭＡ ＳＡＷフィルタである。周波数シ
ンセサイザ２１４は、典型的には周波数基準のための水
晶発振器と、位相検出器とを含み、ミキサ２０７、２１
０、２１１に接続されているＬＯの周波数を調整するた
めの制御電圧を発生する。受信機のこの部分内のコンポ
ーネントはアナログ受信機である。
く知られている多数の略語を用いる。各略語の最初に定
義が与えられるが、便利のために、以下の表１に略語の
リスト及びそれらのそれぞれの定義を与える。 〔表１〕 表１ Ａ／Ｄ……アナログ・ディジタル（変換器） ＡＦＣ……自動周波数制御 ＡＧＣ……自動利得制御 ＡＳＩＣ……特殊用途向け集積回路（エーシック） ＡＷＧＮ……加法性白色ガウス雑音 ＢＰＦ……バンドパスフィルタ ＣＤＭＡ……符号分割多重アクセス方式 ＤＦＴ……離散的フーリエ変換 ＤＳ……直接シーケンス ＤＳＳＳ……直接シーケンス拡散スペクトル ＦＦＴ……高速フーリエ変換 ＩＦ……中間周波数 ＩＩＲ……無限インパルス応答 ＩＳ……暫定基準 ＬＮＡ……低ノイズ増幅器 ＬＯ……局部発振器 ＬＰＦ…ローパスフィルタ ＭＳ……移動局 ＰＮ……擬似ランダム雑音 ＲＦ……無線周波数 ＳＡＷ……弾性表面波 ＳＮＲ……信号対雑音比 本発明の周波数オフセット検出及び推定方法の実施例の
好ましい実施例の構成のブロックは図２に示されてい
る。伝搬信号はアンテナ２０１で受信され、広帯域フィ
ルタ２０２を通過する。広帯域フィルタ２０２は、ＣＤ
ＭＡシステムのためには、受信機による復調のために考
慮されるべき８６９から８９４ＭＨｚの受信チャンネル
のみを通過させる。広帯域でフィルタされた信号は低ノ
イズ増幅器（ＬＮＡ）２０４に接続され、ミキサ／局部
発振器（ＬＯ）２０６に出力される。ミキサ／局部発振
器（ＬＯ）２０６は受信信号を中間周波数（ＩＦ）信号
に下方変換する。ＩＦ信号はバンドパスフィルタ２０８
でフィルタされ、自動利得制御装置（ＡＧＣ）２１５に
より与えられる制御信号に応じて可変利得増幅器（ＶＧ
Ａ）２０９により増幅される。ＶＧＡ２０９の出力か
ら、ＩＦ信号はミキサ／ＬＯ ２１０，２１１でＩ（同
相）とＱ（直角）成分に位相分離され、それらは次いで
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１２、２１３を通ってア
ナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）２１８に接続され
る。ＬＦＰ２１２、２１３は好ましくは、この分野で知
られているＣＤＭＡ ＳＡＷフィルタである。周波数シ
ンセサイザ２１４は、典型的には周波数基準のための水
晶発振器と、位相検出器とを含み、ミキサ２０７、２１
０、２１１に接続されているＬＯの周波数を調整するた
めの制御電圧を発生する。受信機のこの部分内のコンポ
ーネントはアナログ受信機である。
【００２０】ディジタル化されたＩＦ信号はＰＮ変調信
号とノイズを含む。ディジタル受信機において、ディジ
タル化れた信号は、自動利得制御（ＡＧＣ）ブロック２
１５、ＰＮサーチャー２１７、及びディジタル・データ
受信機に接続される。このディジタル・データ受信機は
熊手（ＲＡＫＥ）復調機２１９と、合成器２２０と、チ
ャンネルデコーダブロック２２１とからなる。ＣＤＭＡ
信号の片側帯域幅は０．６１４４ＭＨｚであり、Ａ／Ｄ
２１８からのディジタル信号は１．２２８８ＨＭｚの最
小データ速度でサンプルされてサンプリング理論の要求
を満たす。
号とノイズを含む。ディジタル受信機において、ディジ
タル化れた信号は、自動利得制御（ＡＧＣ）ブロック２
１５、ＰＮサーチャー２１７、及びディジタル・データ
受信機に接続される。このディジタル・データ受信機は
熊手（ＲＡＫＥ）復調機２１９と、合成器２２０と、チ
ャンネルデコーダブロック２２１とからなる。ＣＤＭＡ
信号の片側帯域幅は０．６１４４ＭＨｚであり、Ａ／Ｄ
２１８からのディジタル信号は１．２２８８ＨＭｚの最
小データ速度でサンプルされてサンプリング理論の要求
を満たす。
【００２１】ディジタル・データ受信機において、ＲＡ
ＫＥ復調器２１９は３つの並列フィンガーをもってお
り、その各々は局部ＰＮ発生器を含んでいる。ＲＡＫＥ
復調器２１９のフィンガーからの出力は最大比結合器２
２０で加算されチャンネルデコーダブロック２２１に渡
される。チャンネルデコーダブロック２２１から、デー
タはディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２３９に５０
Ｈｚのフレーム速度で渡される。移動電話機の実現の簡
単化と全体寸法の減少のために、ＡＧＣブロック２１
５、ＰＮサーチャーブロック２１７、ＲＡＫＥ復調器２
１９、結合器２２０及びチャンネルデコーダ２２１と、
様々な要素の間の接続とは好ましくはエーシック（ＡＳ
ＩＣ）に集積される。
ＫＥ復調器２１９は３つの並列フィンガーをもってお
り、その各々は局部ＰＮ発生器を含んでいる。ＲＡＫＥ
復調器２１９のフィンガーからの出力は最大比結合器２
２０で加算されチャンネルデコーダブロック２２１に渡
される。チャンネルデコーダブロック２２１から、デー
タはディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２３９に５０
Ｈｚのフレーム速度で渡される。移動電話機の実現の簡
単化と全体寸法の減少のために、ＡＧＣブロック２１
５、ＰＮサーチャーブロック２１７、ＲＡＫＥ復調器２
１９、結合器２２０及びチャンネルデコーダ２２１と、
様々な要素の間の接続とは好ましくはエーシック（ＡＳ
ＩＣ）に集積される。
【００２２】ＤＳＰ２３０の下方の、サーチャーブロッ
ク２１７は図１のＰＮ捕捉システムに従う形態を用いる
信号を捕捉する。サーチャーブロックはまた、信号サン
プルが格納されるＲＡＭを含む。周波数オフセットの検
出及び推定のための興味ある動作はサーチャーブロック
２１７とＤＳＰ２３０の範囲内で生じる。図３におい
て、受信され、Ａ／Ｄ２１８からサーチャーブロック２
１７に向かうダウンコンバートされた信号で開始して、
受信信号サンプルは局部ＰＮ発生器からの信号を用いて
相関させられ（ステップＳ３０１）、その結果の相関さ
せられた信号はＮｓ個のサブドエルに分割され、各サブ
ドエルはサブドエル時間（Ｔｓ）にわたって積分され
（ステップＳ３０２）、二乗包絡線検波器を通過する
（ステップＳ３０３）。Ｎｓ個の複素相関値は式（１）
にしたがって計算される。
ク２１７は図１のＰＮ捕捉システムに従う形態を用いる
信号を捕捉する。サーチャーブロックはまた、信号サン
プルが格納されるＲＡＭを含む。周波数オフセットの検
出及び推定のための興味ある動作はサーチャーブロック
２１７とＤＳＰ２３０の範囲内で生じる。図３におい
て、受信され、Ａ／Ｄ２１８からサーチャーブロック２
１７に向かうダウンコンバートされた信号で開始して、
受信信号サンプルは局部ＰＮ発生器からの信号を用いて
相関させられ（ステップＳ３０１）、その結果の相関さ
せられた信号はＮｓ個のサブドエルに分割され、各サブ
ドエルはサブドエル時間（Ｔｓ）にわたって積分され
（ステップＳ３０２）、二乗包絡線検波器を通過する
（ステップＳ３０３）。Ｎｓ個の複素相関値は式（１）
にしたがって計算される。
【００２３】
【数１】
【００２４】ただし、ｎは相対的ＰＮ符号位相位置、ｐ
はサブドエル相関インデックス、Ｎc はサブドエル相関
内のチップ数、ｔo はある実数値の初期時間オフセッ
ト、そしてＲn ，ｒ，及びａ* はすべて複素数である。
はサブドエル相関インデックス、Ｎc はサブドエル相関
内のチップ数、ｔo はある実数値の初期時間オフセッ
ト、そしてＲn ，ｒ，及びａ* はすべて複素数である。
【００２５】ステップＳ３０４において、相関ベクトル
ＲK の長さは評価されてそれが２のべき乗かどうか、即
ち、ベクトル長Ｌ＝２n かどうかが判定される。（例え
ば、Ｌは４、８、１６、．．．、６４、その他であり得
る。）Ｌ≠２n であれば、式（２）示されるように、最
終的なベクトル長Ｌが２のべき乗となるように、ゼロが
追加されなければならない、即ち、ゼロを詰めなければ
ならない（ステップ（３０５）。
ＲK の長さは評価されてそれが２のべき乗かどうか、即
ち、ベクトル長Ｌ＝２n かどうかが判定される。（例え
ば、Ｌは４、８、１６、．．．、６４、その他であり得
る。）Ｌ≠２n であれば、式（２）示されるように、最
終的なベクトル長Ｌが２のべき乗となるように、ゼロが
追加されなければならない、即ち、ゼロを詰めなければ
ならない（ステップ（３０５）。
【００２６】
【数２】
【００２７】記載の目的のために、Ｌ個のサブドエル値
が利用可能でありしたがってゼロの詰め込みは必要では
ない、即ち、Ｎs ＝Ｌであると仮定する。Ｌ個のサブド
エル積分値はＤＳＰ２３０に転送され、そこでＬ点ＤＦ
Ｔ（離散的フーリエ変換）がＦＥＴアルゴリズムを用い
て計算されてＬ個の離散的なサンプル（ビン）がその周
波数スペクトル内で与えられる。
が利用可能でありしたがってゼロの詰め込みは必要では
ない、即ち、Ｎs ＝Ｌであると仮定する。Ｌ個のサブド
エル積分値はＤＳＰ２３０に転送され、そこでＬ点ＤＦ
Ｔ（離散的フーリエ変換）がＦＥＴアルゴリズムを用い
て計算されてＬ個の離散的なサンプル（ビン）がその周
波数スペクトル内で与えられる。
【００２８】
【数３】
【００２９】ただし、Ｔs はサブドエルサンプリング速
度で、ｗは対応するウインドウ関数で、それは矩形であ
る。Ｌは８又は１６と小さくてもよいが、知られている
ように、ＦＥＴが大きい程、性能は良くなる。ビンの中
心はｘ（ｆs ／Ｎ）に配置される。ただし、ｘは整数
（−Ｌ／２≧ｘ≧Ｌ／２）である。上記の仮定のよう
に、Ｌが２のべき乗でゼロの詰め込みは使用されていな
いとすると、式（３）は以下のようになる。
度で、ｗは対応するウインドウ関数で、それは矩形であ
る。Ｌは８又は１６と小さくてもよいが、知られている
ように、ＦＥＴが大きい程、性能は良くなる。ビンの中
心はｘ（ｆs ／Ｎ）に配置される。ただし、ｘは整数
（−Ｌ／２≧ｘ≧Ｌ／２）である。上記の仮定のよう
に、Ｌが２のべき乗でゼロの詰め込みは使用されていな
いとすると、式（３）は以下のようになる。
【００３０】
【数４】
【００３１】ステップＳ３０７において、Ｌ個のビンの
各々の大きさは次のように計算される。
各々の大きさは次のように計算される。
【００３２】
【数５】
【００３３】そして、式（６）にしたがって処理されて
最大の大きさを決定する（ステップＳ３０８）。
最大の大きさを決定する（ステップＳ３０８）。
【００３４】
【数６】
【００３５】無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ、
又は有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）は共にこの
分野で知られており、この目的のために使用できる。
（例えば、Marven and EversのA simple Approach to D
igital Signal Processing, 1996, Wiley Interscienc
e, New Yorkを参照のこと。) ステップ３０９で、最大値Ｚは検出しきい値と比較され
る。
又は有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）は共にこの
分野で知られており、この目的のために使用できる。
（例えば、Marven and EversのA simple Approach to D
igital Signal Processing, 1996, Wiley Interscienc
e, New Yorkを参照のこと。) ステップ３０９で、最大値Ｚは検出しきい値と比較され
る。
【００３６】
【数７】
【００３７】ここでｔは（サーチアルゴリズムに基づ
く）最適しきい値、Ｈ1 はＰＮ符号が同期したときに真
であり、Ｈ2 はＰＮ符号が整列していないときに真であ
る。最適しきい値を決定する多くのアプローチが先行技
術において知られている。これらのアプローチの任意の
ものをこのテストのために変形してもよい。最大値Ｚが
しきい値基準を満たさない場合は、サーチアルゴリズム
はキャリア周波数のオフセットを宣言し（ステップＳ３
１２）、新たなＰＮ位相符号が選択され（ステップＳ３
１３）、そしてステップＳ３０１から３０９までのプロ
セスは繰り返される。
く）最適しきい値、Ｈ1 はＰＮ符号が同期したときに真
であり、Ｈ2 はＰＮ符号が整列していないときに真であ
る。最適しきい値を決定する多くのアプローチが先行技
術において知られている。これらのアプローチの任意の
ものをこのテストのために変形してもよい。最大値Ｚが
しきい値基準を満たさない場合は、サーチアルゴリズム
はキャリア周波数のオフセットを宣言し（ステップＳ３
１２）、新たなＰＮ位相符号が選択され（ステップＳ３
１３）、そしてステップＳ３０１から３０９までのプロ
セスは繰り返される。
【００３８】ＦＥＴが離散的な周波数で信号エネルギー
を既に蓄積しているので、処理を続行して周波数オフセ
ットの推定をすることは可能である。周波数解像度はＦ
ＥＴサイズ及びそのサンプリング周波数の関数である。
多数の相関は平均化され得る。即ち、正しいＰＮオフセ
ット周波数をＮ回テストすると、受信信号の大きさ及び
周波数をＮ回推定することになる。適格な周波数ピンは
平均化されて、よりよい周波数解像度を与える。
を既に蓄積しているので、処理を続行して周波数オフセ
ットの推定をすることは可能である。周波数解像度はＦ
ＥＴサイズ及びそのサンプリング周波数の関数である。
多数の相関は平均化され得る。即ち、正しいＰＮオフセ
ット周波数をＮ回テストすると、受信信号の大きさ及び
周波数をＮ回推定することになる。適格な周波数ピンは
平均化されて、よりよい周波数解像度を与える。
【００３９】図４は相対的な周波数オフセットを決定す
るシーケンスを提供し、これは周波数オフセットの存在
が検出された図３のシーケンスの続きである。ＦＥＴ出
力ベクトルの最大成分の決定及びサーチの終了に続いて
（ステップ３１１）、正しいオフセットは追加的にＮ回
相関させられ、ここで集合的にステップ４０１で示すよ
うに、各回でステップＳ３０１から３０９にしたがって
大きさを計算し、最大周波数成分を見付けて比較する。
ステップ３０９でしきい値を越えたＬp 個のビンの大き
さ、適格な（ｑｎａｌｉｆｙｉｎｇ）ビン、及びそれら
の対応するインデックスはＤＳＰのメモリから検索され
る（ステップ４０２）。適格なビンのインデックスは平
均化される（ステップ４０３）。
るシーケンスを提供し、これは周波数オフセットの存在
が検出された図３のシーケンスの続きである。ＦＥＴ出
力ベクトルの最大成分の決定及びサーチの終了に続いて
（ステップ３１１）、正しいオフセットは追加的にＮ回
相関させられ、ここで集合的にステップ４０１で示すよ
うに、各回でステップＳ３０１から３０９にしたがって
大きさを計算し、最大周波数成分を見付けて比較する。
ステップ３０９でしきい値を越えたＬp 個のビンの大き
さ、適格な（ｑｎａｌｉｆｙｉｎｇ）ビン、及びそれら
の対応するインデックスはＤＳＰのメモリから検索され
る（ステップ４０２）。適格なビンのインデックスは平
均化される（ステップ４０３）。
【００４０】
【数８】
【００４１】ただしＩ（ｎ）は適格なビンのインデック
スベクトルであり、ＬP は適格なビンの数である。正又
は負の相対的周波数オフセットが決定され、その周波数
は以下のように計算される（ステップ４０４）。
スベクトルであり、ＬP は適格なビンの数である。正又
は負の相対的周波数オフセットが決定され、その周波数
は以下のように計算される（ステップ４０４）。
【００４２】
【数９】
【００４３】
【数１０】
【００４４】ただし、ｔc はＰＮチップ期間である。Ｌ
／２はあいまいさの境界を表しているので、周波数オフ
セトがＬ／２に近づくと、周波数を計算するために追加
の論理が必要になる。周波数推定器の精度はサンプルＬ
p の関数であり、より多いサンプル数で増大する。計算
された周波数は周波数シンセサイザ２１４（図２に示さ
れている）又はＡＦＣ回路又は他の周波数補償手段に与
えられて局部発振器の周波数をキャリア周波数に一致さ
せるように調整する（ステップ４０５）。
／２はあいまいさの境界を表しているので、周波数オフ
セトがＬ／２に近づくと、周波数を計算するために追加
の論理が必要になる。周波数推定器の精度はサンプルＬ
p の関数であり、より多いサンプル数で増大する。計算
された周波数は周波数シンセサイザ２１４（図２に示さ
れている）又はＡＦＣ回路又は他の周波数補償手段に与
えられて局部発振器の周波数をキャリア周波数に一致さ
せるように調整する（ステップ４０５）。
【００４５】キャリア周波数オフセトを検出し推定する
本発明のシステム及び方法は「セミ・コヒーレント」法
を使用する。これは、完全にコヒーレントではないが、
先行技術の非コヒーレントな方法よりもより高い精度を
もたらす。ＦＥＴの離散的な性質と、実現それ自体が離
散的であるという事実とにより、コヒーレントな相関が
ビン中心でのみ達成される。ＦＥＴプロセスのスカラッ
ピング効果のために何らかの追加の損失が生じる。この
損失はビン中心の間の中間点で３．９６ｄＢ程度の大き
さとなり得る。ゼロ挿入を用いることによりＦＥＴ長が
長くなるほど、すべての周波数にわたる性能はよくな
る。しかし、これは複雑性と処理時間を増大させるとい
う犠牲のうえに実現される。
本発明のシステム及び方法は「セミ・コヒーレント」法
を使用する。これは、完全にコヒーレントではないが、
先行技術の非コヒーレントな方法よりもより高い精度を
もたらす。ＦＥＴの離散的な性質と、実現それ自体が離
散的であるという事実とにより、コヒーレントな相関が
ビン中心でのみ達成される。ＦＥＴプロセスのスカラッ
ピング効果のために何らかの追加の損失が生じる。この
損失はビン中心の間の中間点で３．９６ｄＢ程度の大き
さとなり得る。ゼロ挿入を用いることによりＦＥＴ長が
長くなるほど、すべての周波数にわたる性能はよくな
る。しかし、これは複雑性と処理時間を増大させるとい
う犠牲のうえに実現される。
【００４６】キャリア周波数オフセットの検出と推定の
方法を実現する装置は、移動電話機の機構内に既に存在
しているハードウエア・コンポーネントにより実現され
ることができ、その実現は最低コストで達成可能であ
る。中程度の長さのＦＥＴ（８又は１６ポイント）によ
れば、実質的な周波数オフセット（＞６ｋＨｚ）が存在
していても、ＩＳ−９５に基づくＣＤＭＡシステムに典
型的に見出される信号を検出するための検出性能は非常
に改善される。これらの改善は、同一の検出器が周波数
オフセットを推定するために使用できるという追加の利
益を伴って、先行技術の非コヒーレントな加算捕捉技術
のために使用される同一のサブドエルとトータル積分長
とを用いて達成される。本発明の精神又は範囲から逸脱
することなく本発明のシステム内で様々な変形及び変更
がなされ得るということは当業者に明らかである。した
がって、本発明は、特許請求の範囲及びそれと同等のも
のの範囲内に入る本発明の変形及び変更をカバーするこ
とを意図している。
方法を実現する装置は、移動電話機の機構内に既に存在
しているハードウエア・コンポーネントにより実現され
ることができ、その実現は最低コストで達成可能であ
る。中程度の長さのＦＥＴ（８又は１６ポイント）によ
れば、実質的な周波数オフセット（＞６ｋＨｚ）が存在
していても、ＩＳ−９５に基づくＣＤＭＡシステムに典
型的に見出される信号を検出するための検出性能は非常
に改善される。これらの改善は、同一の検出器が周波数
オフセットを推定するために使用できるという追加の利
益を伴って、先行技術の非コヒーレントな加算捕捉技術
のために使用される同一のサブドエルとトータル積分長
とを用いて達成される。本発明の精神又は範囲から逸脱
することなく本発明のシステム内で様々な変形及び変更
がなされ得るということは当業者に明らかである。した
がって、本発明は、特許請求の範囲及びそれと同等のも
のの範囲内に入る本発明の変形及び変更をカバーするこ
とを意図している。
【図１】先行技術のＰＮ捕捉システムのブロック図であ
る。
る。
【図２】他の受信機機能と本発明によるセルラー電話受
信機のフロントエンドのブロック図である。
信機のフロントエンドのブロック図である。
【図３】周波数オフセットの検出のプロセスを示すフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図４】周波数オフセットの推定のプロセスを示す図で
ある。
ある。
２１０…アンテナ ２０４…低雑音増幅器 ２０６…ミキサ／局部発振器 ２０８…バンドパスフィルタ ２０９…可変利得増幅器 ２１０…ミキサ／局部発振器 ２１１…ミキサ／局部発振器 ２１２…ローパスフィルタ ２１３…ローパスフィルタ ２１４…周波数シンセサイザ ２１５…自動利得制御ブロック ２１７…ＰＮサーチャー ２１８…Ａ／Ｄ変換器 ２１９…ＲＡＫＥ 復調器 ２２０…結合器 ２２１…デコーダ ２３０…ディジタル信号プロセッサ
Claims (26)
- 【請求項１】 疑似ランダム雑音符号により変調された
信号内のキャリア周波数オフセットを検出する検出器で
あって、該検出器は、 前記信号を受信し、該受信信号をディジタル信号に変換
する変換器を有する受信機と、 周波数マッチング手段を持つ疑似ランダム雑音符号発生
器を含む、前記ディジタル信号を検出する相関手段とを
備え、前記疑似ランダム雑音符号発生器は前記ディジタ
ル信号との相互関係のための局部ＰＮ符号内の位相位置
のシーケンスを発生し、該シーケンスの位相位置は前記
受信信号を変調するために使用される疑似ランダム雑音
に対応しており、 前記検出器はさらに、 前記位相位置のシーケンスから選択された位相位置と相
関する前記検出信号を受信し、所定長のサンプルをそこ
から抽出し、該サンプルに離散的フーリエ変換を施して
複数の周波数値を生成するディジタル信号プロセッサを
備え、各周波数値は識別用インデックスと大きさとを有
し、前記ディジタル信号プロセッサはさらに前記複数の
周波数値の最大値を識別し、該最大値をしきい値と比較
するものであり、前記ディジタル信号プロセッサは前記
最大値とその対応する識別用インデックスとを格納する
ためのメモリとを含んでおり、 前記最大値がしきい値を越えると、前記変調疑似ランダ
ム雑音符号と前記選択された位相位置との間の同期が達
成され、前記最大値がしきい値より小さいと、搬送波周
波数のオフセットが存在し、前記疑似ランダム雑音発生
器は前記シーケンスから新たな位相位置を選択し、前記
ディジタル信号プロセッサは前記新たな位相位置に対応
するサンプルの各周波数値の識別用インデックスと大き
さとを決定し、メモリ内に前記最大値と対応する識別用
インデックスとを格納し、このプロセスを同期が達成さ
れるまで繰り返す、キャリア周波数オフセットを持つ信
号の擬似ランダム雑音検出器。 - 【請求項２】 前記複数の周波数値は離散的フーリエ変
換のＬ個のビンを備え、前記識別用インデックスはビン
数である、請求項１に記載の検出器。 - 【請求項３】 前記Ｌ個のビンの各々は各ビンに対応す
る１個のフィルタを持つフィルタのバンクによりフィル
タリングされる、請求項２に記載の検出器。 - 【請求項４】 前記相関手段は複合相関器であり、検出
された信号から抽出されたサンプルは複数のサブドエル
の相関ベクトルを備えている、請求項２に記載の検出
器。 - 【請求項５】 前記複数のサブドエルは前記離散的フー
リエ変換のＬ個のビンより少なく、前記相関ベクトルは
ゼロが詰め込まれてＬのベクトル長を与える、請求項４
に記載の検出器。 - 【請求項６】 Ｌは２のべき乗である、請求項５に記載
の検出器。 - 【請求項７】 Ｌは８である、請求項５に記載の検出
器。 - 【請求項８】 Ｌは１６である、請求項５に記載の検出
器。 - 【請求項９】 前記ディジタル信号プロセッサは高速フ
ーリエ変換を用いて離散的フーリエ変換を計算する、請
求項１に記載の検出器。 - 【請求項１０】 前記ディジタル信号プロセッサはさら
に、複数のサンプルから得られた識別用インデックスを
平均化して周波数オフセットを決定する、請求項１に記
載の検出器。 - 【請求項１１】 前記ディジタル信号プロセッサはフィ
ルタのバンドを含み、１つのフィルタは前記最大値を決
定するための各周波数値に対応している、請求項１に記
載の検出器。 - 【請求項１２】 ＰＮ変調を有する直接シーケンス拡散
スペクトル内のキャリア周波数オフセットの検出方法で
あって、 前記ＰＮ変調信号を受信し、 該受信した信号から、所定のサンプリング間隔で、複数
のサンプルを抽出し、 局所的に生成されたＰＮ符号のＰＮ符号位相位置との相
関により、前記受信した信号を逆拡散し、 前記逆拡散した信号を複数のサブドエル間隔にわたって
積分し、 前記複数のサブドエルの各々に対して離散的フーリエ変
換を施し、それから、各周波数ビンがビンインデックス
と大きさとを有する、複数の周波数ビンを生成し、 前記複数の周波数ビンの各々の大きさを比較して、最大
値とその最大値を持つ周波数ビンのビンインデックスを
識別し、 最大値をしきい値基準と比較して、前記最大値がしきい
値基準を満たすと同期を宣言し、前記最大値が前記しき
い値基準に合致しない場合は周波数オフセットを宣言
し、同期が達成されるまで、新たに選択されたＰＮ符号
位相位置に対して、前記逆拡散、積分、離散的フーリエ
変換、及び比較を繰り返す、ＰＮ変調を有する直接シー
ケンス拡散スペクトル内のキャリア周波数オフセットの
検出方法。 - 【請求項１３】 前記離散的フーリエ変換を行うステッ
プは高速フーリエ変換を計算することを含む、請求項１
２に記載の方法。 - 【請求項１４】 前記複数のサブドエル間隔の大きさは
２のべき乗かどうかを判定するステップを含み、２のべ
き乗でない場合は、相関ベクトルにゼロを詰め込んでサ
ブドエル間隔の値が２のべき乗であるベクトル長を持つ
ようにする、請求項１２に記載の方法。 - 【請求項１５】 前記ベクトル長は複数の周波数ビンの
大きさに等しい、請求項１４に記載の方法。 - 【請求項１６】 前記複数の周波数ビンの大きさは８で
ある、請求項１５に記載の方法。 - 【請求項１７】 前記複数の周波数ビンの大きさは１６
である、請求項１５に記載の方法。 - 【請求項１８】 各周波数ビンの大きさを比較するステ
ップはフィルタのバンクを通して大きさをフィルタリン
グすることを含む、請求項１２に記載の方法。 - 【請求項１９】 最大値とその対応するビンインデック
スをメモリに格納することを含む、請求項１２に記載の
方法。 - 【請求項２０】 同期引込みした後の周波数オフセット
を推定するステップは、 複数のサンプルを抽出し、受信信号を逆拡散し、逆拡散
された信号を積分し、同期が得られたＰＮ符号位相位置
を用いて離散的フーリエ変換を複数回実行する、という
ステップを繰り返し、 各繰り返しの最大値に対応するビンインデックスをメモ
リ内に格納し、そして複数の繰り返しについての平均ビ
ンインデックスを計算する、というステップを備える、
請求項１２に記載の方法。 - 【請求項２１】 ＰＮ検出器とディジタル信号プロセッ
サとを有する移動電話受信機において、ＰＮ符号変調信
号内のキャリア周波数オフセットを検出し推定する方法
であって、 （a) アナログ受信信号を受信し、 （b) 該アナログ受信信号をディジタル信号に変換し、 （c) 所定のサンプリング間隔で該ディジタル信号から
ドエルサンプルを抽出し、 (d) 前記ＰＮ検出器内で、選択されたＰＮ符号位相位
置でドエルサンプルを相関させ、該ドエルサンプルを逆
拡散し且つ積分し、 （e) 前記ディジタル信号プロセッサ内で、複数のサブ
ドエル値の各々に対して高速フーリエ変換を施して各周
波数値が大きさとビンインデックスとを持つ複数の周波
数値を生成し、 (f) 前記複数の周波数値内で最大の大きさと対応する
ビンインデックスとを決定し、 （g) 該最大の大きさをしきい値基準と比較し、 （h) 該最大の大きさが前記しきい値基準を満たすと、
同期を宣言し、 （i) 前記最大の大きさが前記しきい値基準を満たさな
い場合は、周波数オフセットを宣言して、ＰＮ検出器内
で、異なる選択ＰＮ符号位置を選択し前記複数の周波数
値内についての前記最大の大きさが前記しきい値基準を
満たすまで、ステップ(d) から(g) を繰り返し、 （j) 同期引込みされた選択されたＰＮ符号位相位置に
おいて複数の積分に対してステップ（d)から(g) を繰り
返し、そして （k) 各反復の前記最大の大きさに対応するビンインデ
ックスを複数の反復について平均化する、というステッ
プを備えるＰＮ符号変調信号内のキャリア周波数オフセ
ットを検出し推定する方法。 - 【請求項２２】 複数のサブドエルの量は２のべき乗か
どうかを判定し、２のべき乗でない場合は、相関ベクト
ルにゼロを詰め込んで２のべき乗のベクトル長を持つよ
うにする、請求項２１に記載の方法。 - 【請求項２３】 前記ベクトル長は複数の周波数ビンの
量に等しい請求項２２に記載の方法。 - 【請求項２４】 前記複数の周波数ビンの量は８であ
る、請求項２３に記載の方法。 - 【請求項２５】 前記複数の周波数ビンの量は１６であ
る、請求項２３に記載の方法。 - 【請求項２６】 前記最大の大きさとそれに対応するビ
ンインデックスをメモリ内に格納するステップをさらに
備える、請求項２１に記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/895,698 US6005889A (en) | 1997-07-17 | 1997-07-17 | Pseudo-random noise detector for signals having a carrier frequency offset |
| US08/895698 | 1997-07-17 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1188229A true JPH1188229A (ja) | 1999-03-30 |
| JP3819596B2 JP3819596B2 (ja) | 2006-09-13 |
Family
ID=25404923
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20372898A Expired - Fee Related JP3819596B2 (ja) | 1997-07-17 | 1998-07-17 | キャリア周波数オフセットを持つ信号の擬似ランダム雑音検出器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6005889A (ja) |
| EP (1) | EP0892528B1 (ja) |
| JP (1) | JP3819596B2 (ja) |
| BR (1) | BR9802478A (ja) |
| DE (1) | DE69823103D1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7120192B2 (en) | 2000-02-16 | 2006-10-10 | Nec Corporation | Spectrum spread communication synchronization establishing apparatus using frequency offset and receiver with the same |
| US7139307B2 (en) | 2000-08-30 | 2006-11-21 | Matsushita Electric Industrial, Co., Ltd. | Radio receiver |
Families Citing this family (61)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2798241B1 (fr) | 1999-09-02 | 2001-11-16 | Matra Nortel Communications | Procede et dispositif de synchronisation d'un recepteur de communication |
| GB9724048D0 (en) | 1997-11-14 | 1998-01-14 | Univ Edinburgh | Communications terminal and operating method |
| US6363049B1 (en) * | 1998-03-25 | 2002-03-26 | Sony Corporation | Adaptive acquisition system for CDMA and spread spectrum systems compensating for frequency offset and noise |
| GB9807671D0 (en) * | 1998-04-14 | 1998-06-10 | Philips Consumer Communication | Communication system |
| US6266361B1 (en) * | 1998-07-21 | 2001-07-24 | Chung-Shan Institute Of Science And Technology | Method and architecture for correcting carrier frequency offset and spreading code timing offset in a direct sequence spread spectrum communication system |
| CA2282800C (en) * | 1998-11-09 | 2007-07-31 | Lucent Technologies Inc. | A coherent combining/noncoherent detection (ccnd) method and apparatus for detecting a pilot signal in a wireless communication system |
| US6301311B1 (en) * | 1999-02-10 | 2001-10-09 | Anritsu Company | Non-coherent, non-data-aided pseudo-noise synchronization and carrier synchronization for QPSK or OQPSK modulated CDMA system |
| US6683923B1 (en) * | 1999-04-16 | 2004-01-27 | Bd Systems, Inc. | Method and apparatus for detecting and tracking coded signals in a noisy background environment |
| KR100640337B1 (ko) * | 1999-04-24 | 2006-10-31 | 삼성전자주식회사 | 부호분할 다중접속 방식을 사용하는 이동통신 시스템의 역확산장치 |
| EP1073224A3 (en) * | 1999-05-07 | 2002-08-14 | Sony International (Europe) GmbH | Strategy for switching to Alternative Frequencies (AF) for Digital Radio Mondiale (DRM) |
| US7085246B1 (en) * | 1999-05-19 | 2006-08-01 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for acquisition of a spread-spectrum signal |
| DE19933542A1 (de) | 1999-07-16 | 2001-01-25 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Synchronisation von Mobilfunkempfängern in einem Mobilfunksystem |
| EP1093237A3 (en) * | 1999-10-05 | 2002-10-23 | Texas Instruments Incorporated | Improvements in or relating to wireless communication systems |
| US6996162B1 (en) | 1999-10-05 | 2006-02-07 | Texas Instruments Incorporated | Correlation using only selected chip position samples in a wireless communication system |
| FI19992653A (fi) * | 1999-12-09 | 2001-06-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä vastaanottimen tahdistamiseksi ja vastaanotin |
| JP2001177436A (ja) | 1999-12-15 | 2001-06-29 | Nec Corp | 移動通信システムにおけるａｆｃ制御装置及びその方法並びにそれを使用した移動通信機 |
| KR100327901B1 (ko) * | 1999-12-27 | 2002-03-09 | 오길록 | 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법 |
| DE10001854A1 (de) | 2000-01-18 | 2001-08-02 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung der Trägerfrequenz von Basisstationen im mobilen Empfänger eines mit W-CDMA arbeitenden zellularen Mobilfunksystems |
| GB2359456B (en) * | 2000-02-19 | 2003-09-17 | Nec Technologies | Method for frequency offset estimation in a direct sequence spread spectrum communications receiver |
| KR100361030B1 (ko) * | 2000-03-03 | 2002-11-18 | 한국과학기술원 | 주파수 선택적 페이딩 채널에서 ｐｓｋ 신호를 위한데이터 도움 반송파 주파수 오차 추정 방법 |
| FI20000819A (fi) * | 2000-04-06 | 2002-01-25 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä vastaanottimessa ja vastaanotin |
| JP3407711B2 (ja) * | 2000-04-27 | 2003-05-19 | 日本電気株式会社 | Ｄｓ−ｃｄｍａ方式の受信機におけるパスサーチ回路 |
| US6466958B1 (en) | 2000-09-12 | 2002-10-15 | Interstate Electronics Corporation, A Division Of L3 Communications Corporation | Parallel frequency searching in an acquisition correlator |
| US6452961B1 (en) * | 2000-09-12 | 2002-09-17 | Interstate Electronics Corporation | Massively paralleled sequential test algorithm |
| US6771688B1 (en) * | 2000-09-19 | 2004-08-03 | Lucent Technologies Inc. | Segmented architecture for multiple sequence detection and identification in fading channels |
| US6700922B2 (en) * | 2001-04-09 | 2004-03-02 | Raghu Challa | System and method for acquiring a received signal in a spread spectrum device |
| US6580746B2 (en) * | 2001-04-09 | 2003-06-17 | Qualcomm Incorporated | System and method for acquiring a received signal in a spread spectrum device |
| CN1461537A (zh) | 2001-04-19 | 2003-12-10 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 用于同步通信系统中的接收机和发射机的设备 |
| US6728203B2 (en) * | 2001-05-18 | 2004-04-27 | Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson | Systems and methods for selecting a cell in a communications network |
| US7164736B2 (en) | 2001-06-22 | 2007-01-16 | Sirf Technology, Inc. | Synthesizing coherent correlation sums at one or multiple carrier frequencies using correlation sums calculated at a course set of frequencies |
| JP4899271B2 (ja) * | 2001-08-10 | 2012-03-21 | 富士通セミコンダクター株式会社 | アナログ制御方法、アナログ制御装置、ａｇｃ、及びａｇｃの制御方法 |
| US7466800B1 (en) | 2001-09-06 | 2008-12-16 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Method and system of voice activated dialing using an intelligent peripheral in an advance intelligent network |
| US6813348B1 (en) | 2001-09-06 | 2004-11-02 | Bellsouth Intellectual Property Corporation | Method and system of call origination using a service circuit node in an advanced intelligent network |
| GB0130804D0 (en) * | 2001-12-22 | 2002-02-06 | Koninkl Philips Electronics Nv | Method and apparatus for signal receipt and acquisition |
| US7039134B1 (en) * | 2002-01-22 | 2006-05-02 | Comsys Communication & Signal Processing Ltd. | Reduced complexity correlator for use in a code division multiple access spread spectrum receiver |
| US6661371B2 (en) * | 2002-04-30 | 2003-12-09 | Motorola, Inc. | Oscillator frequency correction in GPS signal acquisition |
| US7050485B2 (en) | 2002-05-07 | 2006-05-23 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Iterative CDMA phase and frequency acquisition |
| US7224715B1 (en) | 2003-05-30 | 2007-05-29 | Hellosoft, Inc. | Method and system for maximum likelihood clock and carrier recovery in a direct sequence spread spectrum communication system |
| KR20050012479A (ko) * | 2003-07-25 | 2005-02-02 | 유티스타콤코리아 유한회사 | Ａｗｇｎ과 ｓａｗ 필터를 이용한 ｃｏｍａ 파형 발생기 |
| US7313164B1 (en) | 2003-09-30 | 2007-12-25 | Wilson Michael L | Method and system for switching and detecting PN codes for fast acquisition of burst signal |
| US7710856B2 (en) * | 2004-02-13 | 2010-05-04 | Texas Instruments Incorporated | Methods and systems for implementing a pseudo-noise signaling mechanism in wireless communication |
| US20050195888A1 (en) * | 2004-03-05 | 2005-09-08 | Wen-Sheng Hou | Carrier frequency offset estimation in preambled systems |
| CN100452789C (zh) * | 2005-04-30 | 2009-01-14 | 北京航空航天大学 | 短程无线网络数据发送方法 |
| CN100361424C (zh) * | 2005-05-13 | 2008-01-09 | 北京航空航天大学 | 短程无线网络中的数据传输方法 |
| EP1753134B1 (en) | 2005-08-12 | 2008-05-28 | STMicroelectronics Belgium N.V. | Enhanced data rate receiver with an ADC clock rate being a fractional multiple of the receiving symbol rate |
| EP1753193B1 (en) | 2005-08-12 | 2009-12-09 | STMicroelectronics Belgium N.V. | Receiver with clock drift compensation |
| EP1753133A1 (en) | 2005-08-12 | 2007-02-14 | STMicroelectronics Belgium N.V. | Receiver with improved sample granularity |
| DE602005010574D1 (de) * | 2005-08-12 | 2008-12-04 | St Microelectronics Belgium Nv | Empfänger mit zweistufiger Kompensation der Frequenzverschiebung für ein M-stufiges phasenmoduliertes Signal |
| US20070248194A1 (en) * | 2006-04-19 | 2007-10-25 | Wei Lu | Method of detecting a predetermined sequence in an RF signal using a combination of correlation and FFT |
| US7873125B2 (en) * | 2006-11-30 | 2011-01-18 | Broadcom Corporation | Method and system for sliding window phase estimator for WCDMA automatic frequency correction |
| US7899110B1 (en) * | 2006-12-27 | 2011-03-01 | Marvell International Ltd. | Bit sync for receiver with multiple antennas |
| KR20080077845A (ko) * | 2007-02-21 | 2008-08-26 | 엘지전자 주식회사 | 신호 수신 장치 및 신호 수신 방법 |
| US20090041096A1 (en) * | 2007-08-02 | 2009-02-12 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Efficient synchronization of a spread spectrum signal in the presence of delay and frequency uncertainty |
| US8457554B2 (en) * | 2007-11-13 | 2013-06-04 | Broadcom Corporation | Method and system for a continuing scan in a bluetooth wireless system |
| US7982861B2 (en) * | 2008-07-31 | 2011-07-19 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Time delay and distance measurement |
| EP2333971B1 (en) * | 2009-12-08 | 2017-03-01 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | Method and device for identifying at least one communication channel with an incident signal |
| CN102523028B (zh) * | 2011-12-09 | 2015-01-21 | 武汉虹信通信技术有限责任公司 | 一种本地频率参考源传送到远端的方法 |
| US8976842B1 (en) * | 2012-11-02 | 2015-03-10 | Comtech Ef Data Corp. | PN code sync detection and carrier frequency offset estimation for the direct sequence spread spectrum receiver |
| US9231648B2 (en) | 2014-05-21 | 2016-01-05 | Texas Instruments Incorporated | Methods and apparatus for frequency offset estimation and correction prior to preamble detection of direct sequence spread spectrum (DSSS) signals |
| US10541845B2 (en) * | 2017-09-25 | 2020-01-21 | Kenneth Stuart | Pseudo random multi-carrier method and system |
| CN111766464B (zh) * | 2020-06-17 | 2023-09-05 | 积成电子股份有限公司 | 一种变电站继电保护装置定值符合性自动测试方法及系统 |
Family Cites Families (41)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4045796A (en) * | 1974-11-18 | 1977-08-30 | Motorola, Inc. | Correlation system for pseudo-random noise signals |
| US4122393A (en) * | 1977-05-11 | 1978-10-24 | Ncr Corporation | Spread spectrum detector |
| US4485477A (en) * | 1982-07-19 | 1984-11-27 | Rca Corporation | Fast frequency/code search |
| US4460992A (en) * | 1982-11-04 | 1984-07-17 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Orthogonal CDMA system utilizing direct sequence pseudo noise codes |
| US4649549A (en) * | 1983-08-30 | 1987-03-10 | Sophisticated Signals And Circuits | Apparatus for synchronizing linear PN sequences |
| US4707839A (en) * | 1983-09-26 | 1987-11-17 | Harris Corporation | Spread spectrum correlator for recovering CCSK data from a PN spread MSK waveform |
| US4567588A (en) * | 1984-03-23 | 1986-01-28 | Sangamo Weston, Inc. | Synchronization system for use in direct sequence spread spectrum signal receiver |
| US4630283A (en) * | 1985-07-17 | 1986-12-16 | Rca Corporation | Fast acquisition burst mode spread spectrum communications system with pilot carrier |
| US4701934A (en) * | 1985-09-03 | 1987-10-20 | Motorola, Inc. | Method of doppler searching in a digital GPS receiver |
| US4785463A (en) * | 1985-09-03 | 1988-11-15 | Motorola, Inc. | Digital global positioning system receiver |
| FR2629931B1 (fr) * | 1988-04-08 | 1991-01-25 | Lmt Radio Professionelle | Correlateur numerique asynchrone et demodulateurs comportant un tel correlateur |
| US5146471A (en) * | 1989-03-23 | 1992-09-08 | Echelon Systems Corporation | Correlator for spread spectrum communications systems |
| KR900019417A (ko) * | 1989-05-17 | 1990-12-24 | 이우에 사또시 | 스펙트럼 확산 신호 복조회로 |
| US5016255A (en) * | 1989-08-07 | 1991-05-14 | Omnipoint Data Company, Incorporated | Asymmetric spread spectrum correlator |
| US5022047A (en) * | 1989-08-07 | 1991-06-04 | Omnipoint Data Corporation | Spread spectrum correlator |
| US5499265A (en) * | 1989-08-07 | 1996-03-12 | Omnipoint Data Company, Incorporated | Spread spectrum correlator |
| US5166952A (en) * | 1990-05-24 | 1992-11-24 | Cylink Corporation | Method and apparatus for the reception and demodulation of spread spectrum radio signals |
| US5253268A (en) * | 1990-05-24 | 1993-10-12 | Cylink Corporation | Method and apparatus for the correlation of sample bits of spread spectrum radio signals |
| US5103459B1 (en) * | 1990-06-25 | 1999-07-06 | Qualcomm Inc | System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system |
| US5218619A (en) * | 1990-12-17 | 1993-06-08 | Ericsson Ge Mobile Communications Holding, Inc. | CDMA subtractive demodulation |
| US5280538A (en) * | 1991-02-22 | 1994-01-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Spread spectrum demodulator |
| US5347284A (en) * | 1991-02-28 | 1994-09-13 | Texas Instruments Incorporated | System and method for a digital navigation satellite receiver |
| US5179570A (en) * | 1991-07-19 | 1993-01-12 | Imran Mir A | Direct sequence spread spectrum communication system with self-synchronizing correlator and method |
| DE69233096T2 (de) * | 1991-07-30 | 2003-12-11 | Nec Corp | Einzelwortdetektorschaltung zur Verwendung in einem kohärenten Demodulator |
| US5243622A (en) * | 1991-08-02 | 1993-09-07 | General Dynamics Corporation, Electronics Division | Direct-sequence spread-spectrum communication system with asynchronous despreading |
| US5255290A (en) * | 1992-08-21 | 1993-10-19 | Teknekron Communications System, Inc. | Method and apparatus for combined frequency offset and timing offset estimation |
| US5590160A (en) * | 1992-12-30 | 1996-12-31 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Symbol and frame synchronization in both a TDMA system and a CDMA |
| US5303257A (en) * | 1992-12-31 | 1994-04-12 | Gte Government Systems Corporation | Carrier frequency correction for a DSSS communication system |
| US5353302A (en) * | 1993-02-03 | 1994-10-04 | At&T Bell Laboratories | Signal despreader for CDMA systems |
| US5359624A (en) * | 1993-06-07 | 1994-10-25 | Motorola, Inc. | System and method for chip timing synchronization in an adaptive direct sequence CDMA communication system |
| FR2706709B1 (fr) * | 1993-06-16 | 1995-08-25 | Matra Communication | Procédé de synchronisation pour des communications radiotéléphoniques à accès multiple à répartition par codes. |
| US5414728A (en) * | 1993-11-01 | 1995-05-09 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for bifurcating signal transmission over in-phase and quadrature phase spread spectrum communication channels |
| US5440597A (en) * | 1993-11-23 | 1995-08-08 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Double dwell maximum likelihood acquisition system with continuous decision making for CDMA and direct spread spectrum system |
| US5446727A (en) * | 1993-11-30 | 1995-08-29 | Motorola Inc. | Method and apparatus for time aligning signals for reception in a code-division multiple access communication system |
| US5497395A (en) * | 1994-04-04 | 1996-03-05 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for modulating signal waveforms in a CDMA communication system |
| US5553081A (en) * | 1994-04-08 | 1996-09-03 | Echelon Corporation | Apparatus and method for detecting a signal in a communications system |
| US5610940A (en) * | 1994-09-09 | 1997-03-11 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for noncoherent reception and correlation of a continous phase modulated signal |
| US5577022A (en) * | 1994-11-22 | 1996-11-19 | Qualcomm Incorporated | Pilot signal searching technique for a cellular communications system |
| US5602833A (en) * | 1994-12-19 | 1997-02-11 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for using Walsh shift keying in a spread spectrum communication system |
| US5623485A (en) * | 1995-02-21 | 1997-04-22 | Lucent Technologies Inc. | Dual mode code division multiple access communication system and method |
| US5566202A (en) * | 1995-04-19 | 1996-10-15 | Gec-Marconi Electronic Systems Corp. | System using a split correlator for frequency compensating a phase modulated pseudonoise sequence signal |
-
1997
- 1997-07-17 US US08/895,698 patent/US6005889A/en not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-07-13 BR BR9802478-7A patent/BR9802478A/pt not_active IP Right Cessation
- 1998-07-14 DE DE69823103T patent/DE69823103D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-07-14 EP EP98305656A patent/EP0892528B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-07-17 JP JP20372898A patent/JP3819596B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7120192B2 (en) | 2000-02-16 | 2006-10-10 | Nec Corporation | Spectrum spread communication synchronization establishing apparatus using frequency offset and receiver with the same |
| US7139307B2 (en) | 2000-08-30 | 2006-11-21 | Matsushita Electric Industrial, Co., Ltd. | Radio receiver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| BR9802478A (pt) | 1999-11-03 |
| EP0892528A3 (en) | 2002-01-23 |
| EP0892528B1 (en) | 2004-04-14 |
| DE69823103D1 (de) | 2004-05-19 |
| JP3819596B2 (ja) | 2006-09-13 |
| US6005889A (en) | 1999-12-21 |
| EP0892528A2 (en) | 1999-01-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3819596B2 (ja) | キャリア周波数オフセットを持つ信号の擬似ランダム雑音検出器 | |
| KR100319927B1 (ko) | 비동기식 광대역 직접 시퀀스 코드분할다중접속 수신기의셀 탐색 장치 및 각 셀에 고유한 코드 획득 방법 | |
| CA2197341C (en) | Acquisition method and system of spreading code | |
| JPH07202753A (ja) | 符号分割多元接続および直接スペクトル拡散方式で連続判定方式を有する２重ドエル最ゆう法による獲得方法およびその装置 | |
| US7580428B1 (en) | 3GPP WCDMA receiver using pipelined apparatus and method for performing cell searches | |
| US6144691A (en) | Method and apparatus for synchronizing to a direct sequence spread spectrum signal | |
| JP4350271B2 (ja) | Ｃｄｍａ通信システムの受信器における拡散コード同期取得方法及びその装置 | |
| KR20040007737A (ko) | 무선 통신 시스템에서 초기 셀 검색을 수행하는 개선된장치 및 방법 | |
| CN110071738A (zh) | 基于多伪码支路接收机的扩频信号解扩跟踪方法 | |
| JP2005505966A (ja) | ３ｇワイヤレス通信のｔｄｄモード用の自動周波数訂正方法および装置 | |
| CN109088838B (zh) | 一种高动态下直扩dpsk信号的伪码—多普勒快速捕获方法 | |
| JP3266268B2 (ja) | コヒーレント受信機のオフセット周波数推定方法および装置 | |
| JP2002530903A (ja) | Ｄｓ−ｓｓｃｄｍａ受信機用の周波数捕捉追跡方法とその装置 | |
| US8249133B2 (en) | Mitigation of interference in cell search by wireless transmit and receive units | |
| US6414984B1 (en) | Method for controlling a receiver, and a receiver | |
| JP4386176B2 (ja) | Ｗｃｄｍａシステムでのセル探索の方法および装置 | |
| FI99181C (fi) | Vastaanotin | |
| KR100327901B1 (ko) | 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법 | |
| US20030099206A1 (en) | Method and arrangement for automatic frequency correction | |
| US7221696B1 (en) | Communication system and method for acquiring pseudonoise codes or carrier signals under conditions of relatively large chip rate uncertainty | |
| US6690713B1 (en) | Tracking loop for a code division multiple access (CDMA) system | |
| JPH11317694A (ja) | スペクトル拡散信号の符号同期捕捉回路 | |
| CN1206255A (zh) | 具有载波频偏信号的伪随机噪声检波器 | |
| US7039100B2 (en) | Detection of correlation between detected transmissions from multiple base stations and a known code in a mobile telecommunications system | |
| JP2000059268A (ja) | 信号受信方法および装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20051012 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20051018 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20060117 |
|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20060117 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20060202 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060418 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060516 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060615 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100623 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110623 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |