JPH1188229A - キャリア周波数オフセットを持つ信号の擬似ランダム雑音検出器 - Google Patents
キャリア周波数オフセットを持つ信号の擬似ランダム雑音検出器Info
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Abstract
出推定する。 【解決手段】 受信PN信号内のキャリア周波数オフセ
ットの検出のために、受信信号と受信機内PN符号との
相関をし、得られた逆拡散信号を固定期間にわたり積分
し、二乗包絡線検波器を通す。積分は複数のサブドエル
に分割され、各々FFTに入力され、複数の周波数ビン
を生成する。サーチを終了するまで次のPN符号位相が
順次テストされる。周波数領域内の各ビンに対して1つ
のフィルタを持つフィルタバンクにデータを通すことに
より、収集されたサンプルの各ビンの大きさが計算さ
れ、その値をしきい値と比較する。受信キャリア周波数
の計算用の周波数オフセットの推定は、一致したPN符
号位相で行われたサーチの繰り返し当たりの最大の大き
さに対するビンインデックスを平均化により行われ、そ
の情報はAFC回路に与えられて正確な周波数に微細チ
ューニングする。
Description
ットがキャリア周波数に存在している場合に、疑似ラン
ダム雑音(PN)を用いて直接シーケンス拡散スペクト
ル(DSSS)信号を検出する方法及び装置に関する。
む、直接シーケンス拡散スペクトル(DSSS)信号に
基づく無線通信システムは、システム内の全ての基地局
との通信のための共通キャリア周波数帯域を使用する。
キャリア信号は疑似ランダム雑音(PN)発生器により
生成された信号により変調されこれは共通周波数帯域か
らの弁別手段を提供する。この第2の信号内に含まれる
PN拡散符号は、各々がチップ期間を持つバイナリ・チ
ップのシーケンスからなっている。キャリアとPNを結
合した信号は、ディジタル化された音声又はデータ信号
からなる第3の信号により変調される。
後に、第3の信号を使用のために変換するためには、受
信機内の局部PN発生器は入力PNシーケンスに同期さ
せられなければならない。PN符号は、信号の初期捕捉
とデータ転送との両方のために使用される。受信信号か
らPNシーケンスを除去し、それをシンボル期間にわた
って積分することにより、逆拡散信号が得られる。受信
信号の逆拡散は、受信機内にPN符号の局部複製を生成
し、ついでその局部PN符号を、受信信号に含まれてい
る受信波形に重ね合わせられたPN符号に同期させるこ
とにより達成される。入力信号と同期化された局部PN
符号との乗算即ち再変調により所望の逆拡散が生成され
る。
整列させられる。このフェーズの間は受信機はその最も
クリティカルな機能の幾つか、即ちチップ・タイミング
同期の確立と周波数オフセットを修正すること、を達成
しなければならない。同期が達成されると、各受信信号
から抽出されたデータ信号のサンプリングを最適化する
ために、受信機のクロック内の閉ループ・トラッキング
・システムは周波数と位相を連続的に調整されなければ
ならない。
るプロセスは典型的には2つの段階で行われる。最初
は、2つのPN信号の粗い整列が小残留タイミング・オ
フセット内で生成されてPN捕捉を達成する。一旦捕捉
されると、PN符号はPNトラッキングとして知られて
いるプロセスにおいて微細に同期して維持されなければ
ならない。直接シーケンスCDMAシステムにおいて
は、PN符号はしばしば非常に長い。フルPN符号の相
関のために要求される受信機ハードウエアの複雑性を最
小化するために、PN符号の部分的期間にわたる相関、
即ち、「ドエル時間(dwell time)」、が使
用される。
的には図1に示される形態に類似の受信機を用いて達成
される。図1の受信機は、受信信号とノイズを局部PN
発生器104からのPN符号の局部複製と比較する相関
器102と、固定ドエル時間の検出出力を積分してトー
タルの積分電力を得る積分器106と、二乗包絡線検波
器108と、電力を予め設定されたしきい値と比較する
比較器110とからなっている。
号の粗い整列が達成されている。捕捉が生じたかどうか
を判定するために使用される最適しきい値レベルは固定
値に関係しているのではなく、信号対雑音比(SNR)
の関数である。知られているように、通信チャンネルの
SNRは時間と、受信機の速度及び位置との関数として
変化する。
尤アプローチを使用する。この技術は受信PN符号信号
が局部PN符号のすべての可能な位相位置と相関される
ことを要求する。この相関は並列に行われ、対応する検
波器は受信信号(及びノイズ)の同等の観測(ドエル)
に関係する全てを出力する。正しいPN整列は、検波器
から最大出力を生成する局部PN符号位相位置にあるも
のとして比較器により決定される。捕捉はその並列動作
により迅速に達成される。しかしながら、CDMA信号
で利用される長い符号と、要求される大きい処理利得の
ためには、並列計算の複雑性は禁止される。他の捕捉技
術がこの分野において知られている。これらの技術のい
くつかの簡単な記述はChung,et al.の米国特許第5,440,
597 号に記載されており、その主題について本発明者の
一人が共同発明者である。米国特許第5,440,597 号の記
載は本明細書に参考として取り込まれている。
グ)、温度による発振器ドリフト、ドップラー効果、又
は他の劣化生成現象、又はそれらの組み合わせによる、
周波数エラーが送信機と受信機との間に存在すると、受
信機/復調器は最初に捕捉が発生し得る前に周波数オフ
セットを決定しなければならない。周波数オフセットの
存在は、受信符号と局部的に発生したPN符号の間の相
対的な符号位相を時間的に変化させる。より重要なこと
は、このオフセットは平均検索速度を達成する。
ネルを通過した信号を検出するとき、検出時間は雑音変
動のみの関数である。雑音変動が大きいほど、相関に要
する時間は長くなり、より長い検出時間となる。周波数
オフセットは又、検出時間を長くするのでAWGNチャ
ンネル内に周波数オフセットが存在することにより、そ
うでない場合には受け入れ可能な検波器の性能の重大な
劣化を経験し得る。AWGNチャンネルからコヒーレン
トに信号を検出する能力は周波数オフセットのために失
われるかも知れない。
符号を取り扱う一般のアプローチは、全体の積分時間を
多数のより小さい相関、即ち、サブドエル(Sub−d
wells)(受信信号の観察期間)にセグメント化し
て、周波数期間から得られる損失を減少させることであ
る。その大きさはサブドエルの各々に対して計算され、
サブドエルのすべての大きさは加算されて全体を積分し
た大きさを得る。このタイプの捕捉システムは、多重ド
エルシリアルPN捕捉システムのタイプである、「非コ
ヒーレント加算法」として知られている。(例えば、本
明細書に参考として取り込まれている、M.K.Simon et a
l のSpread Spectrum Communications Handbook, Revis
ed Edition, 1994, McGraw-Hill, Inc, Part 4, Ch1,
"Pseudo Noise Code Acquisition in Direct-Sequence
Receivers" を参照のこと。)
間の一部にすぎないので、この方法における結果的な全
体の大きさは大きく減少し、小さい周波数オフセットが
存在している時、又は短い積分時間が可能である時の
み、このアプローチを可能にする。この方法の他の不利
益はコヒーレントな検波が達成できないことである。
れたシステムは、本明細書に参考のために取り込まれて
いる、Langの米国特許第5,556,202 である。このシステ
ムにおいて、分割相関器チャンネルは一対のシフトレジ
スタ・ストリングを含んでおり、各ストリングの対応す
る段は等しい長さである。受信信号は段の間に分配され
る。位相回転器がシフトレジスタ・ストリングの連続す
る段の間に設けられ、受信信号の同相成分(I)と直角
成分(Q)とを適切なレジスタ・ストリングに分配す
る。各レジスタ・ストリング段は選択されたPNシーケ
ンスと関係付けられ、その結果は加算され、予めセット
された相関用しきい値と比較される。位相回転に関して
仮定がなされそれはエラーを導入し得る。さらに、この
システムは、そのようなシステムのある不利益を保持し
ている非コヒーレントな加算方法を依然として使用して
おり、そのようなシステムのある種の不利益を保留す
る。
捕捉のための周波数オフセットを迅速に決定するシステ
ムに対する要求が残っている。本発明の目的は、PN信
号内の周波数オフセットを短検出時間で検出する方法及
びシステムを提供することである。本発明の他の目的
は、セミ・コヒーレント検波器を用いた改良されたPN
信号捕捉のための方法及びシステムを提供することであ
る。
理で周波数オフセットの推定をする方法及びシステムを
提供することである。
SSS信号を用いるネットワーク内での動作のために移
動電話受信機のフロントエンドにおいて、受信PN変調
信号内のキャリア周波数オフセットの検出は、最初に、
受信信号と受信機内で発生したPN符号の局部複製との
相関により行われる。得られた逆拡散信号は時間の固定
期間、即ち、ドエルにわたって積分され、次いで二乗包
絡線検波器を通る。この積分は複数のサブドエルに分割
され、その値は各々高速フーリエ変換(FFT)に入力
として与えられて、複数の周波数ビン(bins)を生
成する。各FFT周波数ビンの大きさが計算され、最大
値が選択される。最大値及びその対応するビン数は信号
プロセッサのメモリ内にセーブされる。次のPN符号位
相がテストされ、サーチスキームにしたがって、決定ア
ルゴリズムがサーチを終了するまでこのシーケンスを続
ける。一実施例においては、周波数領域内の各ビンに対
して1つのフィルタを持つフィルタバンクを通してデー
タを通過させることにより、収集されたサンプルに対す
る各ビンの大きさが計算され、次いでその値を所定のし
きい値と比較する決定アルゴリズムにより動作する。こ
れに代えて、ビンは、シリアル又はパラレルのいずれか
でサーチされて、所与の積分内の最大値を選択できる。
周波数オフセットの推定が、一致が見出されたPN符号
位相で行われたサーチプロセスの多数の繰り返しの繰り
返し当たりの最大の大きさに対するビンインデックスを
平均化することにより達成される。得られた値は受信キ
ャリア周波数を計算するために使用され得る周波数オフ
セットである。その情報は受信機内の自動周波数制御
(AFC)回路に与えられて正確な周波数に微細にチュ
ーニングする。周波数推定器の性能はプロセスを平均化
することに使用されるサンプルの数の関数である。
載は、TIA/EIA IS-95 (Mobile Station-Base Station
Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spre
ad SpectrumCellular System)により動作するCDMA
移動電話受信機のための発明の方法及び装置の応用を記
載している。本明細書に記載の方法はPN符号変調信号
を利用する他のDSSSに基づく無線通信システムに同
様にして応用可能である。
く知られている多数の略語を用いる。各略語の最初に定
義が与えられるが、便利のために、以下の表1に略語の
リスト及びそれらのそれぞれの定義を与える。 〔表1〕 表1 A/D……アナログ・ディジタル(変換器) AFC……自動周波数制御 AGC……自動利得制御 ASIC……特殊用途向け集積回路(エーシック) AWGN……加法性白色ガウス雑音 BPF……バンドパスフィルタ CDMA……符号分割多重アクセス方式 DFT……離散的フーリエ変換 DS……直接シーケンス DSSS……直接シーケンス拡散スペクトル FFT……高速フーリエ変換 IF……中間周波数 IIR……無限インパルス応答 IS……暫定基準 LNA……低ノイズ増幅器 LO……局部発振器 LPF…ローパスフィルタ MS……移動局 PN……擬似ランダム雑音 RF……無線周波数 SAW……弾性表面波 SNR……信号対雑音比 本発明の周波数オフセット検出及び推定方法の実施例の
好ましい実施例の構成のブロックは図2に示されてい
る。伝搬信号はアンテナ201で受信され、広帯域フィ
ルタ202を通過する。広帯域フィルタ202は、CD
MAシステムのためには、受信機による復調のために考
慮されるべき869から894MHzの受信チャンネル
のみを通過させる。広帯域でフィルタされた信号は低ノ
イズ増幅器(LNA)204に接続され、ミキサ/局部
発振器(LO)206に出力される。ミキサ/局部発振
器(LO)206は受信信号を中間周波数(IF)信号
に下方変換する。IF信号はバンドパスフィルタ208
でフィルタされ、自動利得制御装置(AGC)215に
より与えられる制御信号に応じて可変利得増幅器(VG
A)209により増幅される。VGA209の出力か
ら、IF信号はミキサ/LO 210,211でI(同
相)とQ(直角)成分に位相分離され、それらは次いで
ローパスフィルタ(LPF)212、213を通ってア
ナログ・ディジタル変換器(A/D)218に接続され
る。LFP212、213は好ましくは、この分野で知
られているCDMA SAWフィルタである。周波数シ
ンセサイザ214は、典型的には周波数基準のための水
晶発振器と、位相検出器とを含み、ミキサ207、21
0、211に接続されているLOの周波数を調整するた
めの制御電圧を発生する。受信機のこの部分内のコンポ
ーネントはアナログ受信機である。
号とノイズを含む。ディジタル受信機において、ディジ
タル化れた信号は、自動利得制御(AGC)ブロック2
15、PNサーチャー217、及びディジタル・データ
受信機に接続される。このディジタル・データ受信機は
熊手(RAKE)復調機219と、合成器220と、チ
ャンネルデコーダブロック221とからなる。CDMA
信号の片側帯域幅は0.6144MHzであり、A/D
218からのディジタル信号は1.2288HMzの最
小データ速度でサンプルされてサンプリング理論の要求
を満たす。
KE復調器219は3つの並列フィンガーをもってお
り、その各々は局部PN発生器を含んでいる。RAKE
復調器219のフィンガーからの出力は最大比結合器2
20で加算されチャンネルデコーダブロック221に渡
される。チャンネルデコーダブロック221から、デー
タはディジタル信号プロセッサ(DSP)239に50
Hzのフレーム速度で渡される。移動電話機の実現の簡
単化と全体寸法の減少のために、AGCブロック21
5、PNサーチャーブロック217、RAKE復調器2
19、結合器220及びチャンネルデコーダ221と、
様々な要素の間の接続とは好ましくはエーシック(AS
IC)に集積される。
ク217は図1のPN捕捉システムに従う形態を用いる
信号を捕捉する。サーチャーブロックはまた、信号サン
プルが格納されるRAMを含む。周波数オフセットの検
出及び推定のための興味ある動作はサーチャーブロック
217とDSP230の範囲内で生じる。図3におい
て、受信され、A/D218からサーチャーブロック2
17に向かうダウンコンバートされた信号で開始して、
受信信号サンプルは局部PN発生器からの信号を用いて
相関させられ(ステップS301)、その結果の相関さ
せられた信号はNs個のサブドエルに分割され、各サブ
ドエルはサブドエル時間(Ts)にわたって積分され
(ステップS302)、二乗包絡線検波器を通過する
(ステップS303)。Ns個の複素相関値は式(1)
にしたがって計算される。
はサブドエル相関インデックス、Nc はサブドエル相関
内のチップ数、to はある実数値の初期時間オフセッ
ト、そしてRn ,r,及びa* はすべて複素数である。
RK の長さは評価されてそれが2のべき乗かどうか、即
ち、ベクトル長L=2n かどうかが判定される。(例え
ば、Lは4、8、16、...、64、その他であり得
る。)L≠2n であれば、式(2)示されるように、最
終的なベクトル長Lが2のべき乗となるように、ゼロが
追加されなければならない、即ち、ゼロを詰めなければ
ならない(ステップ(305)。
が利用可能でありしたがってゼロの詰め込みは必要では
ない、即ち、Ns =Lであると仮定する。L個のサブド
エル積分値はDSP230に転送され、そこでL点DF
T(離散的フーリエ変換)がFETアルゴリズムを用い
て計算されてL個の離散的なサンプル(ビン)がその周
波数スペクトル内で与えられる。
度で、wは対応するウインドウ関数で、それは矩形であ
る。Lは8又は16と小さくてもよいが、知られている
ように、FETが大きい程、性能は良くなる。ビンの中
心はx(fs /N)に配置される。ただし、xは整数
(−L/2≧x≧L/2)である。上記の仮定のよう
に、Lが2のべき乗でゼロの詰め込みは使用されていな
いとすると、式(3)は以下のようになる。
各々の大きさは次のように計算される。
最大の大きさを決定する(ステップS308)。
又は有限インパルス応答フィルタ(FIR)は共にこの
分野で知られており、この目的のために使用できる。
(例えば、Marven and EversのA simple Approach to D
igital Signal Processing, 1996, Wiley Interscienc
e, New Yorkを参照のこと。) ステップ309で、最大値Zは検出しきい値と比較され
る。
く)最適しきい値、H1 はPN符号が同期したときに真
であり、H2 はPN符号が整列していないときに真であ
る。最適しきい値を決定する多くのアプローチが先行技
術において知られている。これらのアプローチの任意の
ものをこのテストのために変形してもよい。最大値Zが
しきい値基準を満たさない場合は、サーチアルゴリズム
はキャリア周波数のオフセットを宣言し(ステップS3
12)、新たなPN位相符号が選択され(ステップS3
13)、そしてステップS301から309までのプロ
セスは繰り返される。
を既に蓄積しているので、処理を続行して周波数オフセ
ットの推定をすることは可能である。周波数解像度はF
ETサイズ及びそのサンプリング周波数の関数である。
多数の相関は平均化され得る。即ち、正しいPNオフセ
ット周波数をN回テストすると、受信信号の大きさ及び
周波数をN回推定することになる。適格な周波数ピンは
平均化されて、よりよい周波数解像度を与える。
るシーケンスを提供し、これは周波数オフセットの存在
が検出された図3のシーケンスの続きである。FET出
力ベクトルの最大成分の決定及びサーチの終了に続いて
(ステップ311)、正しいオフセットは追加的にN回
相関させられ、ここで集合的にステップ401で示すよ
うに、各回でステップS301から309にしたがって
大きさを計算し、最大周波数成分を見付けて比較する。
ステップ309でしきい値を越えたLp 個のビンの大き
さ、適格な(qnalifying)ビン、及びそれら
の対応するインデックスはDSPのメモリから検索され
る(ステップ402)。適格なビンのインデックスは平
均化される(ステップ403)。
スベクトルであり、LP は適格なビンの数である。正又
は負の相対的周波数オフセットが決定され、その周波数
は以下のように計算される(ステップ404)。
/2はあいまいさの境界を表しているので、周波数オフ
セトがL/2に近づくと、周波数を計算するために追加
の論理が必要になる。周波数推定器の精度はサンプルL
p の関数であり、より多いサンプル数で増大する。計算
された周波数は周波数シンセサイザ214(図2に示さ
れている)又はAFC回路又は他の周波数補償手段に与
えられて局部発振器の周波数をキャリア周波数に一致さ
せるように調整する(ステップ405)。
本発明のシステム及び方法は「セミ・コヒーレント」法
を使用する。これは、完全にコヒーレントではないが、
先行技術の非コヒーレントな方法よりもより高い精度を
もたらす。FETの離散的な性質と、実現それ自体が離
散的であるという事実とにより、コヒーレントな相関が
ビン中心でのみ達成される。FETプロセスのスカラッ
ピング効果のために何らかの追加の損失が生じる。この
損失はビン中心の間の中間点で3.96dB程度の大き
さとなり得る。ゼロ挿入を用いることによりFET長が
長くなるほど、すべての周波数にわたる性能はよくな
る。しかし、これは複雑性と処理時間を増大させるとい
う犠牲のうえに実現される。
方法を実現する装置は、移動電話機の機構内に既に存在
しているハードウエア・コンポーネントにより実現され
ることができ、その実現は最低コストで達成可能であ
る。中程度の長さのFET(8又は16ポイント)によ
れば、実質的な周波数オフセット(>6kHz)が存在
していても、IS−95に基づくCDMAシステムに典
型的に見出される信号を検出するための検出性能は非常
に改善される。これらの改善は、同一の検出器が周波数
オフセットを推定するために使用できるという追加の利
益を伴って、先行技術の非コヒーレントな加算捕捉技術
のために使用される同一のサブドエルとトータル積分長
とを用いて達成される。本発明の精神又は範囲から逸脱
することなく本発明のシステム内で様々な変形及び変更
がなされ得るということは当業者に明らかである。した
がって、本発明は、特許請求の範囲及びそれと同等のも
のの範囲内に入る本発明の変形及び変更をカバーするこ
とを意図している。
る。
信機のフロントエンドのブロック図である。
ーチャートである。
ある。
Claims (26)
- 【請求項1】 疑似ランダム雑音符号により変調された
信号内のキャリア周波数オフセットを検出する検出器で
あって、該検出器は、 前記信号を受信し、該受信信号をディジタル信号に変換
する変換器を有する受信機と、 周波数マッチング手段を持つ疑似ランダム雑音符号発生
器を含む、前記ディジタル信号を検出する相関手段とを
備え、前記疑似ランダム雑音符号発生器は前記ディジタ
ル信号との相互関係のための局部PN符号内の位相位置
のシーケンスを発生し、該シーケンスの位相位置は前記
受信信号を変調するために使用される疑似ランダム雑音
に対応しており、 前記検出器はさらに、 前記位相位置のシーケンスから選択された位相位置と相
関する前記検出信号を受信し、所定長のサンプルをそこ
から抽出し、該サンプルに離散的フーリエ変換を施して
複数の周波数値を生成するディジタル信号プロセッサを
備え、各周波数値は識別用インデックスと大きさとを有
し、前記ディジタル信号プロセッサはさらに前記複数の
周波数値の最大値を識別し、該最大値をしきい値と比較
するものであり、前記ディジタル信号プロセッサは前記
最大値とその対応する識別用インデックスとを格納する
ためのメモリとを含んでおり、 前記最大値がしきい値を越えると、前記変調疑似ランダ
ム雑音符号と前記選択された位相位置との間の同期が達
成され、前記最大値がしきい値より小さいと、搬送波周
波数のオフセットが存在し、前記疑似ランダム雑音発生
器は前記シーケンスから新たな位相位置を選択し、前記
ディジタル信号プロセッサは前記新たな位相位置に対応
するサンプルの各周波数値の識別用インデックスと大き
さとを決定し、メモリ内に前記最大値と対応する識別用
インデックスとを格納し、このプロセスを同期が達成さ
れるまで繰り返す、キャリア周波数オフセットを持つ信
号の擬似ランダム雑音検出器。 - 【請求項2】 前記複数の周波数値は離散的フーリエ変
換のL個のビンを備え、前記識別用インデックスはビン
数である、請求項1に記載の検出器。 - 【請求項3】 前記L個のビンの各々は各ビンに対応す
る1個のフィルタを持つフィルタのバンクによりフィル
タリングされる、請求項2に記載の検出器。 - 【請求項4】 前記相関手段は複合相関器であり、検出
された信号から抽出されたサンプルは複数のサブドエル
の相関ベクトルを備えている、請求項2に記載の検出
器。 - 【請求項5】 前記複数のサブドエルは前記離散的フー
リエ変換のL個のビンより少なく、前記相関ベクトルは
ゼロが詰め込まれてLのベクトル長を与える、請求項4
に記載の検出器。 - 【請求項6】 Lは2のべき乗である、請求項5に記載
の検出器。 - 【請求項7】 Lは8である、請求項5に記載の検出
器。 - 【請求項8】 Lは16である、請求項5に記載の検出
器。 - 【請求項9】 前記ディジタル信号プロセッサは高速フ
ーリエ変換を用いて離散的フーリエ変換を計算する、請
求項1に記載の検出器。 - 【請求項10】 前記ディジタル信号プロセッサはさら
に、複数のサンプルから得られた識別用インデックスを
平均化して周波数オフセットを決定する、請求項1に記
載の検出器。 - 【請求項11】 前記ディジタル信号プロセッサはフィ
ルタのバンドを含み、1つのフィルタは前記最大値を決
定するための各周波数値に対応している、請求項1に記
載の検出器。 - 【請求項12】 PN変調を有する直接シーケンス拡散
スペクトル内のキャリア周波数オフセットの検出方法で
あって、 前記PN変調信号を受信し、 該受信した信号から、所定のサンプリング間隔で、複数
のサンプルを抽出し、 局所的に生成されたPN符号のPN符号位相位置との相
関により、前記受信した信号を逆拡散し、 前記逆拡散した信号を複数のサブドエル間隔にわたって
積分し、 前記複数のサブドエルの各々に対して離散的フーリエ変
換を施し、それから、各周波数ビンがビンインデックス
と大きさとを有する、複数の周波数ビンを生成し、 前記複数の周波数ビンの各々の大きさを比較して、最大
値とその最大値を持つ周波数ビンのビンインデックスを
識別し、 最大値をしきい値基準と比較して、前記最大値がしきい
値基準を満たすと同期を宣言し、前記最大値が前記しき
い値基準に合致しない場合は周波数オフセットを宣言
し、同期が達成されるまで、新たに選択されたPN符号
位相位置に対して、前記逆拡散、積分、離散的フーリエ
変換、及び比較を繰り返す、PN変調を有する直接シー
ケンス拡散スペクトル内のキャリア周波数オフセットの
検出方法。 - 【請求項13】 前記離散的フーリエ変換を行うステッ
プは高速フーリエ変換を計算することを含む、請求項1
2に記載の方法。 - 【請求項14】 前記複数のサブドエル間隔の大きさは
2のべき乗かどうかを判定するステップを含み、2のべ
き乗でない場合は、相関ベクトルにゼロを詰め込んでサ
ブドエル間隔の値が2のべき乗であるベクトル長を持つ
ようにする、請求項12に記載の方法。 - 【請求項15】 前記ベクトル長は複数の周波数ビンの
大きさに等しい、請求項14に記載の方法。 - 【請求項16】 前記複数の周波数ビンの大きさは8で
ある、請求項15に記載の方法。 - 【請求項17】 前記複数の周波数ビンの大きさは16
である、請求項15に記載の方法。 - 【請求項18】 各周波数ビンの大きさを比較するステ
ップはフィルタのバンクを通して大きさをフィルタリン
グすることを含む、請求項12に記載の方法。 - 【請求項19】 最大値とその対応するビンインデック
スをメモリに格納することを含む、請求項12に記載の
方法。 - 【請求項20】 同期引込みした後の周波数オフセット
を推定するステップは、 複数のサンプルを抽出し、受信信号を逆拡散し、逆拡散
された信号を積分し、同期が得られたPN符号位相位置
を用いて離散的フーリエ変換を複数回実行する、という
ステップを繰り返し、 各繰り返しの最大値に対応するビンインデックスをメモ
リ内に格納し、そして複数の繰り返しについての平均ビ
ンインデックスを計算する、というステップを備える、
請求項12に記載の方法。 - 【請求項21】 PN検出器とディジタル信号プロセッ
サとを有する移動電話受信機において、PN符号変調信
号内のキャリア周波数オフセットを検出し推定する方法
であって、 (a) アナログ受信信号を受信し、 (b) 該アナログ受信信号をディジタル信号に変換し、 (c) 所定のサンプリング間隔で該ディジタル信号から
ドエルサンプルを抽出し、 (d) 前記PN検出器内で、選択されたPN符号位相位
置でドエルサンプルを相関させ、該ドエルサンプルを逆
拡散し且つ積分し、 (e) 前記ディジタル信号プロセッサ内で、複数のサブ
ドエル値の各々に対して高速フーリエ変換を施して各周
波数値が大きさとビンインデックスとを持つ複数の周波
数値を生成し、 (f) 前記複数の周波数値内で最大の大きさと対応する
ビンインデックスとを決定し、 (g) 該最大の大きさをしきい値基準と比較し、 (h) 該最大の大きさが前記しきい値基準を満たすと、
同期を宣言し、 (i) 前記最大の大きさが前記しきい値基準を満たさな
い場合は、周波数オフセットを宣言して、PN検出器内
で、異なる選択PN符号位置を選択し前記複数の周波数
値内についての前記最大の大きさが前記しきい値基準を
満たすまで、ステップ(d) から(g) を繰り返し、 (j) 同期引込みされた選択されたPN符号位相位置に
おいて複数の積分に対してステップ(d)から(g) を繰り
返し、そして (k) 各反復の前記最大の大きさに対応するビンインデ
ックスを複数の反復について平均化する、というステッ
プを備えるPN符号変調信号内のキャリア周波数オフセ
ットを検出し推定する方法。 - 【請求項22】 複数のサブドエルの量は2のべき乗か
どうかを判定し、2のべき乗でない場合は、相関ベクト
ルにゼロを詰め込んで2のべき乗のベクトル長を持つよ
うにする、請求項21に記載の方法。 - 【請求項23】 前記ベクトル長は複数の周波数ビンの
量に等しい請求項22に記載の方法。 - 【請求項24】 前記複数の周波数ビンの量は8であ
る、請求項23に記載の方法。 - 【請求項25】 前記複数の周波数ビンの量は16であ
る、請求項23に記載の方法。 - 【請求項26】 前記最大の大きさとそれに対応するビ
ンインデックスをメモリ内に格納するステップをさらに
備える、請求項21に記載の方法。
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