KR100327901B1 - 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법 - Google Patents

고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 고속퓨리에변환(FFT : Fast Fourier Transform)을 이용한 복잡도가 감소된 도플러 주파수 천이 보상방법에 관한 것이다.
이러한 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법은, 수신신호에 대하여 기저 대역으로 주파수 천이한 후, 대략적인 도플러 주파수 천이를 검출하고, 검출 결과에 따라 기저 대역 수신 신호의 잔류 반송파 주파수를 보상하는 제 1 단계와; 상기 대략적인 도플러 주파수 천이 검출과 보상이 된 신호에 대하여 고속퓨리에변환 연산을 수행하여 이산 주파수 성분의 전력 분포를 계산하는 제 2 단계; 상기 고속퓨리에변환 연산 결과로부터 잔류 반송파 주파수 오차를 추정하는 제 3 단계; 상기 잔류 반송파 주파수 오차 추정 결과에 대하여 저역 통과 여파기를 사용하여 잡음을 감소시키는 제 4 단계; 상기 저역 통과 여파된 결과에 따라 국부 발진기의 주파수를 조절함으로써 잔류 반송파 주파수 오차를 보상하고 상기 제 2 단계로 진행하는 제 5 단계; 및 상기 잔류 반송파 주파수 오차 보상시, 오류가 발생할 경우 오류의 종류에 따라 상기 제 1 단계 또는 제 2 단계로부터 반복 수행하는 제 6 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법 {Compensation for the Doppler Frequency Shift using FFT}
본 발명은 도플러 주파수 천이가 존재하는 채널 환경 하에서 디지털 무선 통신시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게 설명하면 고속퓨리에변환을 이용한 복잡도가 감소된 도플러 주파수 천이 보상방법에 관한 것이다.
도플러 주파수 천이를 보상하려면, 먼저 반송파 주파수 오차를 검출하고, 검출 결과에 의거하여 국부 발생 반송파 주파수를 조절해야 한다. 종래의 반송파 주파수 오차를 검출하는 기법으로는 시간 영역에서 연속한 두 구간 동안의 수신신호의 평균 위상을 비교하는 방식이나, 서로 다른 두 주파수 신호 성분 전력을 비교하는 방식을 이용한다. 시간 영역에서 평균 위상을 비교하는 방식은 복소 신호에 대하여 위상 값을 계산하는 연산 또는 복소 곱셈 연산을 수행하여야 한다. 서로 다른 두 주파수 신호 성분 전력을 비교하는 방식은 혼합기와 여파기를 두 개씩 사용하거나 크기가 큰 고속퓨리에변환기를 사용하여 해당 주파수 성분을 추출한다.
이러한 종래의 반송파 주파수 천이 보상방법은 회로 구현시 복잡도가 크다. 또한, 반송파 주파수 오차 검출의 정밀도를 조절함에 있어서 보간기를 사용할 경우, 복잡도가 추가적으로 증가하게 되는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 크기가 작은 고속퓨리에변환기를 이용하여 주파수 영역에서의 전력 평형기법을 사용함으로써 복잡도가 최소화되는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법 및 장치를 제공하기 위한 것이다.
또한, 고속퓨리에변환 연산 전 단계에서의 상관 연산 길이를 조절함으로써 빠른 초기 주파수 획득과 정밀한 최종 주파수 보상을 수행할 수 있는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법 및 장치를 제공하기 위한 것이다.
도 1은 직접시퀀스 확산대역신호(DS-CDMA) 방식을 사용하는 무선통신시스템의 수신기에서 무선주파수신호를 수신한 후부터 도플러 천이 및 의사잡음(PN) 부호 타이밍 복원을 도시한 흐름도,
도 2는 도 1의 흐름도에 대응되는 무선통신시스템의 수신기를 도시한 블록도,
도 3은 상세 도플러 천이 보상부를 도시한 상세 구성도,
도 4는 여러 잔류 반송파 주파수오차 △f에 대하여 상관기의 길이에 따른 상관기 출력신호의 신호 성분 전력을 도시한 그래프도,
도 5는 단일 톤 입력의 주파수에 대한 고속퓨리에변환 결과 벡터의 각 요소들 간의 간섭 상태를 도시한 그래프도,
도 6은 크기가 4인 고속퓨리에변환 처리기의 내부 구성도,
도 7은 배경 잡음이 없는 채널 환경에 대하여 도 6의 (b)에 도시된 바와 같은 간단한 구조의 고속퓨리에변환 처리기와 잔류 반송파 주파수오차 추정결과특성을 여러 상관 길이에 따라 도시한 그래프도,
도 8은 고속퓨리에변환 기반 2차원 검색에 의한 PN(Pseudo-random Noise, 의사 랜덤 잡음) 부호 타이밍 동기획득 및 대략적 도플러 천이추정과 상세 도플러 천이보상루프의 연동 구조를 도시한 블록도,
도 9는 본 발명의 한 실시예에 따른 고속퓨리에변환 기반 PN 부호 동기획득 및 대략적 도플러 천이 검출부의 연동 흐름도,
도 10은 본 발명의 한 실시예에 따른 고속퓨리에변환 기반 상세 도플러 천이 보상부와 PN 부호 동기 획득부 및 대략적 도플러 천이 검출부 간의 연동 흐름도이다.
상기한 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법은, 수신신호에 대하여 기저 대역으로 주파수 천이한 후, 대략적인 도플러 주파수 천이를 검출하고, 검출 결과에 따라 기저 대역 수신신호의 잔류 반송파 주파수를 보상하는 제 1 단계와; 상기 대략적인 도플러 주파수 천이 검출과 보상이 된 신호에 대하여 고속퓨리에변환 연산을 수행하여 이산 주파수 성분의 전력 분포를 계산하는 제 2 단계; 상기 고속퓨리에변환 연산 결과로부터 잔류 반송파 주파수 오차를 추정하는 제 3 단계; 상기 잔류 반송파 주파수 오차 추정 결과에 대하여 저역 통과 여파기를 사용하여 잡음을 감소시키는 제 4 단계; 상기 저역 통과 여파된 결과에 따라 국부 발진기의 주파수를 조절함으로써 잔류 반송파 주파수 오차를 보상하고 상기 제 2 단계로 진행하는 제 5 단계; 및 상기 잔류 반송파 주파수 오차 보상시, 오류가 발생할 경우 오류의 종류에 따라 상기 제 1 단계 또는 제 2 단계로부터 반복 수행하는 제 6 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 제 1 단계는, 상기 수신 신호가 직접 시퀀스 확산 대역신호이면, 기저 대역으로 주파수 천이한 후, 국부 발생 PN 부호와 상관을 취함으로써 상기 수신 신호를 역환산하고 대략적인 도플러 주파수 천이를 검출하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 제 2 단계는, 상기 제 1 단계의 출력신호와 동일 수의 0을 패딩하여 인접한 주파수 빈 간의 상관을 의도적으로 발생시키는 제 1 소단계와, 상기 0 패딩된 신호를 크기가 고속퓨리에변환 연산을 수행하는 제 2 소단계를 포함하고, 상기 제 3 단계는, 상기 고속퓨리에변환 출력 벡터 중 인접 주파수 빈 간의 상관의 대칭성을 이용하여 주파수 0에 해당하는 주파수 빈과 인접한 두 주파수 빈의 신호 성분 차로부터 잔류 반송파 주파수 오차를 추정하는 것을 특징으로 한다.
보다 바람직하게는, 상기 제 2 단계의 제 2 소단계는, 2개의 덧셈기와 2개의 뺄셈기로 구성된 크기가 4인 고속퓨리에변환 연산기를 이용하는 것을 특징으로 한다.
보다 바람직하게는, 상기 제 3 단계는, 고속퓨리에변환 연산 결과벡터 중 C[1] 과 C[2P-1]을 아래의 수식에 적용하여 크기 제곱값의 차이를 구함으로써, 잔류 반송파 주파수 오차를 추정하는 것을 특징으로 한다.
[수식]
보다 바람직하게는, 상기 제 3 단계는, 고속퓨리에변환 연산 결과벡터 중 C[1] 과 C[2P-1]을 아래의 수식에 적용하여 크기 차이를 구함으로써, 잔류 반송파 주파수 오차를 추정하는 것을 특징으로 한다.
[수식]
바람직하게는, 상기 제 4 단계는, 상기 대략적인 도플러 주파수 천이 보상된 신호를 넓은 대역폭의 루프 여파기를 통과시켜 잔류 반송파 주파수 오차를 짧은 시간 내에 일정 범위 내로 빠르게 수렴시키는 제 1 소단계와; 상기 잔류 반송파 주파수 오차가 일정 범위내로 수렴되면, 루프 여파기 대역폭을 좁혀서 정상 상태에서의 잔류 반송파 주파수 오차를 최종적으로 목표하는 허용 범위 이내로 수렴시키는 제 2 소단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
보다 바람직하게는, 상기 제 4 단계는, 상기 잔류 반송파 주파수 오차를 측정하여 일정 범위 이내로 수렴되는 지가 검출되면 상기 제 2 소단계를 수행하는 것을 특징으로 한다.
보다 바람직하게는, 상기 제 4 단계는, 상기 잔류 반송파 주파수 오차가 일정 범위 이내로 수렴된 것으로 추정되는 시간이 지나면 상기 루프 여파기의 대역폭을 강제로 재설정한 후 상기 제 2 소단계를 수행하는 것을 특징으로 한다.
보다 바람직하게는, 상기 제 6 단계는, 상기 잔류 반송파 주파수 오차 보상시, 잔류 반송파 주파수 복원 오류가 발생하는 제 1 소단계와, 상기 발생 오류에 대한 PN 부호 타이밍 및 도플러 주파수 천이 보상에서의 오류 발생 여부를 확인하는 제 2 소단계, 및 상기 확인된 발생 오류 종류에 따라 PN 부호 타이밍 획득단계, 대략적인 도플러 주파수 천이 검출단계, 및 잔류 반송파 주파수 오차 추정단계 중 적어도 한 단계로 진행하여 그 이후의 단계들을 반복 수행하는 제 3 소단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
보다 더 바람직하게는, 상기 제 6 단계의 제 1 소단계는, 상기 잔류 반송파 주파수 오차 검출에 사용되는 고속퓨리에변환 결과 벡터 중 C[1]과 C[2P-1], 그리고 C[0]의 복소 크기 값들의 패턴을 이용하여 검출하는 것을 특징으로 한다.
보다 더 바람직하게는, 상기 제 6 단계의 제 2 소단계는, 역확산된 신호에 대한 고속퓨리에변환 결과 벡터 요소 중 최대값에 대하여 임계치 검사를 Ct 번 수행하여 Tt 번 이상 통과하면 PN 부호 타이밍 오차가 발생하지 않은 것으로 판정하는 것을 특징으로 한다.
보다 더 바람직하게는, 상기 제 6 단계의 제 2 소단계는, 역확산된 신호에 대한 고속퓨리에변환 결과 벡터 요소 중 최대값에 대하여 임계치 검사 결과가 Tt 번 연속적으로 통과하면 PN 부호 타이밍 오차가 발생하지 않은 것으로 판정하는 것을 특징으로 한다.
보다 더 바람직하게는, 상기 제 6 단계의 제 2 소단계는, 역확산된 신호에 대한 고속퓨리에변환 결과 벡터 요소 중 최대값의 위치로부터 대략적인 도플러 주파수 천이 추정를 Cf 번 수행하여 Tf 번 이상 동일한 결과를 얻으면 도플러 주파수 천이 추정 오차가 고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도 이하인 것으로 판정하는 것을 특징으로 한다.
보다 더 바람직하게는, 상기 제 6 단계의 제 2 소단계는, 역확산된 신호에 대한 고속퓨리에변환 결과 벡터 요소 중 최대값의 위치로부터 대략적인 도플러 주파수 천이 추정이 Tf 번 동일한 결과를 얻으면 도플러 주파수 천이 추정 오차가 고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도 이하인 것으로 판정하는 것을 특징으로 한다.
보다 더 바람직하게는, 상기 제 6 단계의 제 2 소단계는, 상기 제 1 소단계에서 잔류 반송파 주파수 복원 오류가 발생한 것으로 판정되고, PN 부호 타이밍 오차가 발생하지 않은 것으로 판정되고, 도플러 주파수 천이 추정 오차가 고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도 이하인 것으로 판정되면, 잔류 반송파 주파수 오차가 고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도 이하이고 잔류 반송파 주파수 정밀 복원단계에서 복원 가능한 범위 이상의 범위에 포함되는 것으로 판정하는 것을 특징으로 한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하면서 본 발명의 한 실시예에 따른 '고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법'을 보다 상세하게 설명하면 다음과 같다.
도 1은 직접시퀀스 확산대역신호(DS-CDMA) 방식을 사용하는 무선통신시스템의 수신기에서 무선주파수신호를 수신한 후부터 도플러 천이 및 의사잡음(PN) 부호 타이밍 복원을 도시한 흐름도이다. 도 2는 도 1의 흐름도에 대응되는 무선통신시스템의 수신기를 도시한 블록도이다.
도 2를 참조하면, 이 무선통신시스템의 수신기는 무선주파 증폭기 및 여파기(201), 무선주파/중간주파 주파수 변환기(202), 중간주파 증폭기 및 여파기(203), 중간주파-기저대역 주파수 변환기(204), 아날로그-디지털 변환기(205), 동기화부(210), 복조기(206), 및 동기유실여부검출부(207)를 포함한다. 이 동기화부(210)는 의사잡음 부호 추적부(211)와, 역확산 상관기(212), 혼합기, 수치제어발진기(216), 국부 의사잡음 부호 발생기(215), 의사잡음 부호 동기획득부(2146), 도플러 주파수 천이추정부(213)를 포함한다.
수신부의 안테나로 수신되는 신호는 여러 사용자의 직접시퀀스 확산대역신호와 파일럿 채널신호가 혼합된 신호로서, 무선주파 증폭기 및 여파기(201)는 수신된 무선주파수(RF : Radio Frequency) 신호를 증폭하고 대역 외 잡음을 제거하여 수신 채널을 선택한다(S101). 무선주파/중간주파 주파수 변환기(202)는 이 무선주파 신호를 중간주파수로 주파수 변환한다(S102). 중간주파 증폭기 및 여파기(203)는 이 중간주파 신호를 증폭하고 잡음을 제거하여 여파한다(S103). 중간주파-기저대역주파수 변환기(204)는 이 중간주파 신호를 기저대역으로 변환한다(S104).
이 기저대역으로 주파수 천이된 다음 아날로그-디지털 변환기(205)는 칩 주파수로 표본화되어 디지털신호로 변환한다(S105). 이때, 기저대역으로의 주파수 천이는 도플러 주파수 천이가 고려되지 않은 고정된 주파수의 국부 발진기와 혼합기에 의하여 수행된 것이며, 따라서 기저대역 신호에는 도플러 주파수 천이에 의한 잔류 반송파 주파수 오차가 존재한다. 이 오차를 동기화부(210)에 의해 보상한다.
칩 주파수로 표본화된 기저대역 신호는 파일럿 채널에 할당된 국부발생 의사잡음 부호와 혼합기에서 혼합되고, 역확산 상관기(212)에서 역확산된다. 의사잡음(PN) 부호동기 획득부(214)는 이 역확산된 의사잡음의 동기를 획득하고(S106), 도플러 주파수 천이 추정부(213)는 이 역확산된 의사잡음의 대략적인 도플러 천이 추정 및 보상한다(S107). 그 후, 정밀한 도플러 천이 추정 및 보상단계(S108)와 의사잡음 부호 동기의 정밀 보상 및 추적단계(S109)가 동시에 수행된다.
이러한 일련의 동기화 작업이 완료되어 반송파 주파수와 의사잡음 부호 타이밍의 오차가 허용 가능한 범위 내로 수렴하면, 동기화부(210) 내의 역확산 상관기(212)의 출력신호가 복조기(206)로 전송되어 심벌 복조를 수행한다(S110). 이때, 수신신호에 포함된 잡음과 간섭신호등의 영향으로 수신부가 동작하는 도중에 반송파 주파수 및 의사잡음 부호 타이밍의 동기가 유실되는 경우가 발생할 수 있다. 동기유실 여부 검출부(207)는 복조 과정에서 발생하는 신호 품질 저하 여부, 동기 유실 여부 등을 관찰하여 신호 품질이 저하되고(S111), 의사동기 부호 동기가유실되었으면(S112), 동기화부(210)에 의사잡음 부호 동기 획득에 대한 초기화신호를 출력한다(S113). 동기가 유실되지 않았으나 반송파 주파수 오차가 정밀한 도플러 천이 보상범위를 초과하였으면(S114), 대략적인 도플러 천이 보상루프를 초기화하고(S116), 반송파 주파수 오차가 정밀한 도플러 천이 보상범위를 초과하지 않았으면 정밀한 도플러 천이 보상 루프를 초기화한다(S115).
도 3은 상세 도플러 천이 보상부를 도시한 상세 구성도이다. 칩 주파수로 표본화된 입력신호는 수치제어발진기(NCO : Numerically Controlled Oscillator)(311)에 의해 발생된 단일 톤신호와 혼합기(312)에서 혼합된다. 이 수치제어발진기(311)의 출력신호의 주파수는 동작 초기에는 0으로 주어지며, 도 3에 도시된 도플러 주파수 천이 보상부가 적절하게 동작할 경우 수치제어발진기의 출력 신호의 주파수는 입력 신호가 가지는 잔류 반송파 주파수 오차에 근접하도록 조절된다. 따라서, 동작 초기에는 NCO(311)와 혼합기(312)에 의한 주파수 천이는 발생하지 않는다.
혼합기(312)를 통과한 신호는 국부 의사잡음 부호 발생기(302)에 의하여 생성된 파일럿 채널에 할당된 PN 부호 신호와 길이가 X 칩(X: 양의 정수)인 상관기(301)에 의하여 상관이 취해짐으로써 역확산된다. 본 발명은 국부 발생 PN 부호의 타이밍은 아래 문헌들에서 설명된 기법들 중 하나의 방법을 이용하여 획득할 수 있다.
첫째, U. Cheng, W. J. Hurd and J. I. Statman, Spread-spectrum code acquisition in the presence of Doppler shift and data modulation, IEEETransactions on Communications, vol. 38, no. 2, pp. 241-250, February 1990.
둘째, M. Ishizu, M. Katayama, T. Yamazato and A. Ogawa, Initial acquisition of code timing and carrier frequencies of CDM down-link signals in multiple-LEO-satellite communication systems, IEICE Transactions on Fundamentals, vol. E81-A, no. 11, pp. 2281-2290, November 1998.
셋째, P. M. Grant, S. M. Spangenberg, I. Scott, S. McLaughlin, G. J. R. Prvey and D. G. M. Cruickshank, Doppler estimation for fast acquisition in spread spectrum communication systems, Proceedings of IEEE ISSSTA, vol. 1, pp. 106-109, 1998.
역확산에 사용되는 상관기의 길이가 길수록 상관기 출력신호의 잡음 성분 전력은 감소하지만, 0이 아닌 잔류 반송파 주파수 오차가 존재할 경우 상관기 출력 신호의 신호 성분 전력도 감소한다.
도 4는 여러 잔류 반송파 주파수오차 △f에 대하여 상관기의 길이에 따른 상관기 출력신호의 신호 성분 전력을 도시한 그래프도이다. 이 결과로부터, 상관기의 길이는 상관기에서의 신호 전력 손실이 충분히 작은 범위(예를 들면 0.1 dB) 내에서 최대값으로 선택하는 것이 바람직하다. 역확산 처리를 거친 파일럿 채널신호는 잔류 반송파 주파수 오차에 해당하는 주파수를 가지는 이산 시간 정현파신호가 된다.
역확산 처리를 거친 상관기 출력 신호 c[n] (n: 정수)은 길이가 P(P: 양의 정수)인 버퍼(303)에 저장된 후 P개의 제로 패딩(zero-padding)이 이루어진 후 크기가 2P인 고속퓨리에변환기(304)에 의하여 수학식 1과 같이 주파수 영역으로 전환된다.
여기서, k=0,1, ,2P-1 이다.
고속퓨리에변환기(304) 입력신호의 샘플링 주파수는 칩 주파수의 1/X 배이므로, 고속퓨리에변환 결과의 주파수 해상도는 칩 주파수의 1/(2XP) 배가 되며, 제로 패딩에 의하여 k번째 주파수 빈과 k+2m-1(m: 정수)번째 주파수 빈 사이에는 직교성이 성립되지 않으므로 0이 아닌 상관 값을 가진다. 고속퓨리에변환된 신호는 버퍼(305)에 임시 저장되고, 크기제곱연산기(306)에서 크기제곱 연산된다.
도 5는 단일 톤 입력의 주파수에 대한 고속퓨리에변환 결과 벡터의 각 요소들 간의 간섭 상태를 도시한 그래프도이다. 도 5에서는 고속퓨리에변환 처리기의 복잡도를 고려하여 고속퓨리에변환 크기를 4로 설정하였으며, 따라서 고속퓨리에변환 입력 신호로는 두 개의 상관 결과값이 사용된다. 고속퓨리에변환 크기를 4로 설정하고 2개의 제로 패딩이 사용될 경우 고속퓨리에변환 연산기는 도 6의 (a)에 도시된 바와 같이 네 개의 덧셈기와 네 개의 뺄셈기로 간단히 구현될 수 있으며 곱셈기는 사용되지 않는다.
도 5의 결과로부터, 짝수 개의 주파수 빈만큼 떨어진 두 주파수 빈들 사이는 직교성에 의하여 상관값이 0이 되며, 홀수 개의 주파수 빈만큼 떨어진 두 주파수 빈들 간에는 상관값이 0이 아님을 확인할 수 있다. 또한, 후자의 경우에, 인접한 주파수 빈 간의 상관값은 인접하지 않은 빈 간의 상관값에 비하여 월등히 큼을 알 수 있다. 본 발명은 인접한 두 주파수 빈 간의 상관값을 이용하며, 도 5에서 보인 상관 특성의 대칭성을 이용하기로 한다. 이 경우 도 6의 (a)에서 C[1]과 C[3]만 필요하므로, 고속퓨리에변환 처리기는 도 6의 (b)에 도시된 바와 같이 2개의 덧셈기와 두 개의 뺄셈기를 가지는 간단한 구조의 처리기로 대체될 수 있다.
본 발명은 잔류 반송파 주파수 오차가 수학식 2의 범위에 속하는 경우를 가정한다.
이때, 고속퓨리에변환 결과 벡터 중 C[1]과 C[2P-1]의 크기를 비교하면 입력 신호의 잔류 반송파 주파수 오차를 추정할 수 있다. 즉, 본 발명은 수학식 3에 의하여 고속퓨리에변환 결과 벡터 중 C[1]과 C[2P-1]의 크기제곱값의 차이로부터 잔류 반송파 주파수 오차를 추정한다.
즉, 크기제곱연산기(306)에서 출력되는 C[1]의 크기제곱값과 C[2P-1]의 크기제곱연산값이 각각의 레지스터(307, 308)에 저장되고, 감산기(309)는 두 값을 차를 계산하며, 루프 여파기(310)는 이 차이값으로부터 잔류 반송파 주파수 오차를 추정한 후 수치제어발진기(311)로 제공한다.
이 식에서 크기 제곱 연산은 문헌 E. D. Kaplan, Understanding GPS: Principles and Applications. Boston: Altech House, 1996에서 제시된 Robertson 근사식을 이용함으로써 근사적으로 간단히 구현될 수 있는 크기 연산으로 대체될 수 있으며, 이때 수학식 3은 다음 수학식 4로 대체될 수 있다.
본 특허에서는 수학식 3에 의한 잔류 반송파 주파수 오차 추정식을 사용하는 것으로 설명하기로 한다. 도 7은 배경 잡음이 없는 채널 환경에 대하여 도 6의 (b)에 도시된 바와 같은 구조의 고속퓨리에변환 처리기와 수학식 3을 사용하는 잔류 반송파 주파수 오차 추정 결과 특성을 여러 상관 길이에 따라 도시한 그래프도이다. 이 결과로부터 수학식 2에 해당하는 범위 내의 잔류 반송파 주파수 오차에 대해서는 잔류 반송파 주파수 오차 보상이 가능함을 알 수 있다.
도 8은 본 발명의 한 실시예에 따른 PN 부호 타이밍과 도플러 주파수 천이에 대한 2차원 검색 기법과의 연동을 위한 구성도이다.
이는 다음의 문헌들에 의해 제안되었다.
첫째, U. Cheng, W. J. Hurd and J. I. Statman, Spread-spectrum code acquisition in the presence of Doppler shift and data modulation, IEEE Transactions on Communications, vol. 38, no. 2, pp. 241-250, February 1990.
둘째, S. Okuda, M. Katayama, T. Yamazato and A. Ogawa, A new block demodulator for DS/SS signal with carrier frequency offset, Proceedings of IEEE International Symposium on PIMRC, vol. 1, pp. 203-207, 1995.
셋째, J. Y. Kim and J. H. Lee, Acquisition performance of a DS/CDMA system in a mobile satellite environment, IEICE Transactions on Communications, vol. E80-B, no. 1, pp. 40-48, January 1997.
넷째, M. Ishizu, M. Katayama, T. Yamazato and A. Ogawa, Initial acquisition of code timing and carrier frequencies of CDM down-link signals in multiple-LEO-satellite communication systems, IEICE Transactions on Fundamentals, vol. E81-A, no. 11, pp. 2281-2290, November 1998.
다섯째, P. M. Grant, S. M. Spangenberg, I. Scott, S. McLaughlin, G. J. R. Prvey and D. G. M. Cruickshank, Doppler estimation for fast acquisition inspread spectrum communication systems, Proceedings of IEEE ISSSTA, vol. 1, pp. 106-109, 1998.
고속퓨리에변환을 이용한 PN 부호 타이밍과 도플러 주파수 천이획득을 수행하는 2차원 검색기법은 먼저, 수신 신호를 역확산하기 위한 국부 발생 PN 부호의 타이밍을 일정 간격(한 칩 또는 반 칩 구간씩)으로 변화시켜 가면서 역확산된 신호에 대한 고속퓨리에변환 처리 결과 벡터의 요소들의 전력 중 최대값이 일정 임계치를 초과하는 국부 PN 부호의 타이밍을 찾음으로써 PN 부호 타이밍 획득을 수행한다.
또한, 이렇게 획득한 PN 부호 타이밍에 대한 고속퓨리에변환 처리 결과 벡터 중 최대 전력을 가지는 요소의 위치로부터 도플러 주파수 천이에 대한 대략적인 추정을 얻는다. 이 과정에서 추정 결과의 신뢰도를 높이기 위하여 복소 크기 제곱 연산 결과에 대하여 길이가 M(M: 양의 정수)인 비동위상 결합(noncoherent combining)을 수행하며, 임계치 검사 및 도플러 주파수 천이의 대략적인 추정 결과에 대하여 일정 회수 이상의 검증을 거친다. 여기서, 도플러 주파수 천이추정이 대략적이라 한 것은, 고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도의 한계 이내의 정밀도를 가질 수 없기 때문이다. 현실적인 복잡도를 가지는 대부분의 시스템에서는 고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도 이상의 정밀도가 요구되므로 본 발명과 같은 잔류 반송파 주파수 복원기법이 필요하다. 획득된 PN 부호 타이밍은 본 발명이 적용된 도플러 주파수 천이보상 이후 혹은 도플러 주파수 천이보상과 동시에 수행되는 PN 부호 추적부에 의하여 더욱 정밀한 복원이 이루어진다.
도플러 주파수 천이에 대한 대략적인 추정결과는 입력 신호와 혼합되는 국부 발생 반송파의 주파수를 조절하는 데 사용된다. 대략적인 도플러 주파수 천이보상이 이루어진 후에는 고속퓨리에변환 결과 벡터 중 주파수 0에 해당하는 요소 C[0]에 인접한 주파수 빈 요소 C[1]과 C[2P-1]을 사용하여 본 발명에서 제안하는 기법에 의하여 대략적인 도플러 주파수 보상한 후 잔류 반송파 주파수 오차를 검출한다. 검출된 잔류 반송파 주파수 오차는 루프 여파기를 거쳐 잡음 성분과 고주파 성분을 줄이고, 앞서 검출된 대략적 도플러 주파수 천이 검출 결과와 함께 국부 발생 반송파 주파수를 조절하는 데 사용된다.
도 8을 참조하면, 본 발명에 따른 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상장치는, 역확산 상관기(801)와 고속퓨리에변환 처리기(804), 그리고 복소 크기 제곱 연산기(809)를 2차원 검색부와 공유한다. 따라서, 2차원 검색 기법을 사용하는 수신부에 본 발명을 적용할 경우에는 추가적으로 뺄셈기와 루프 여파기(818), 수치제어발진기(820) 뿐으로, 최소한의 복잡도로써 도플러 주파수 천이 보상을 수행할 수 있다.
도 9는 도 8의 구조 중 고속퓨리에변환기를 이용한 2차원 검색 관련부의 동작 흐름도이다. 도면에서, PN 부호 타이밍과 대략적인 도플러 주파수 천이 검출 결과에 대한 검증기법으로, Ct(Ct: 양의 정수) 또는 Cf(Cf: 양의 정수)번의 검출 결과 중 Tt(Tt: 양의 정수) 또는 Tf(Tf: 양의 정수) 번 이상 동일한 추정 결과를 얻을 경우 해당 추정 결과가 신뢰할 수 있는 것으로 판정하는 방법을 채택한다.
여기서, Ct 는 PN 부호동기 획득검증을 위해 수행해야 할 임계치 검사회수이고, Cf 는 대략적인 도플러 천이 추정 검증을 위하여 수행해야 할 검사회수이며, Tt 는 PN 부호동기 획득검증을 위해 통과해야 하는 최소 임계치 검사회수이고, Tf 는 대략적인 도플러 천이 추정 검증을 위하여 통과해야 하는 최소 검사회수이다.
도 9를 참조하면, 먼저, 검사회수(Ntest), PN 부호동기 획득검증에서 검사 통과회수(Tcnt), 및 대략적인 도플러 천이 추정 검증에서의 검사통과회수(Fcnt)를 0으로 초기화한다(S901).
다음, 국부 의사잡음 부호 발생기(802)에 의하여 생성된 파일럿 채널에 할당된 PN 부호 신호와 길이가 X 칩(X: 양의 정수)인 상관기(801)에 의하여 상관이 취해짐으로써 역확산된다. 역확산 처리를 거친 상관기 출력 신호 c[n] (n: 정수)은 길이가 P(P: 양의 정수)인 버퍼(803)에 저장된 후 P개의 제로 패딩(zero-padding)이 이루어진 후 크기가 2P인 고속퓨리에변환기(Fast Fourier Transform)(804)에 의하여 주파수 영역으로 전환된다. 고속퓨리에변환된 신호는 버퍼(805)에 임시 저장되고, 크기제곱연산기(806)에서 크기제곱 연산되고, 쉬프트레지스터(810)의 출력신호와 결합기(811)에서 비동위상 결합된다(S902).
이 출력신호는 검출부(812)로 입력되어 고속퓨리에변환 출력벡터의 요소 중 최대 전력값과 그 위치를 검출한다(S903). 이때, 최대 전력값이 임계치보다 크면(S904) 단계 S905로 진행하고, 최대 전력값이 임계치보다 크지 않으면(S904) 단계 S915로 진행한다.
단계 S905에서는 Tcnt를 1 증가시키고, 검사회수(Ntest)도 1 증가시킨다.검사회수(Ntest)가 0이 인지를 검사하여(S907), 0이면 최대전력값의 위치를 레지스터(815)의 변수 INDEXprev에 저장한(S908) 후 단계 S902로 되돌아간다.
한편, 단계 S907에서 검사회수가 0이 아니면 단계 S909로 진행하여 고속퓨리에변환 출력벡터의 요소 중 최대 전력값의 위치가 변수 INDEXprev 와 같은 지를 검사한다. S909의 검사 결과가 '예'이면 Fcnt 를 1 증가시키고 단계 S911 로 진행한다. S909의 검사 결과가 '아니오'이면 바로 단계 S911 로 진행한다.
단계 S911에서 검사회수가 정해진 일정값(A)보다 작으면, Tcnt 와 Tt를 비교한다(S912). Tcnt 가 Tt보다 크지 않으면 단계 S916 으로 진행하고, Tcnt 가 Tt보다 크면 단계 S913 으로 진행한다. 단계 S913에서는 Fcnt 와 Ft를 비교한다(S913) 단계 S913의 비교 결과 Fcnt 가 Ft 보다 크면 대략적인 도플러 천이 추정을 완료한 것이다(S914). 이 대략적인 도플러 주파수 천이 추정값은 가산기(819)로 제공되어 루프 여파기(818)로부터 제공되는 정밀한 잔류 반송파 주파수 오차 추정값과 더해진다. 단계 S913의 비교 결과 Fcnt 가 Ft 보다 크지 않으면 단계 S902로 되돌아가서 위의 단계들을 반복 수행한다.
한편, 단계 S916에서는 클럭발생기(814)를 구동하여 국부 PN 부호타이밍을 반 칩 구간만큼 이동시킨 후, 단계 S901 로 진행하여 위의 단계들을 반복 수행한다.
상기와 같은 도 9에 보인 검증방식 대신 연속된 Tt 또는 Tf 번의 추정 결과가 일치할 경우에 해당 추정 결과가 신뢰할 수 있는 것으로 판정하는 방법을 채택할 수도 있다.
도 10은 2차원 검색에 의한 PN 부호 타이밍 및 도플러 주파수 천이 보상 기법과 본 발명의 연동 기법을 흐름도로 나타낸 것이다. 도면에서는 본 발명을 사용한 잔류 반송파 주파수 복원과정이 두 단계에 걸쳐서 수행하는 방안을 도시하였다. 즉, 도 9의 PN 부호 타이밍 및 대약적인 도플러 주파수 천이 천이 추정이 완료되면(S1001), 고속퓨리에변환 연산 전 단계에서의 상관 연산 길이를 짧게 설정함으로써 루프 대역폭을 비교적 넓게 하여 잔류 반송파 주파수 오차를 짧은 시간 안에 일정 범위 이내로 감소시키는 1차 정밀 복원 단계(S1002)를 수행하고, 그 후에는 상관 연산 길이를 증가시켜 루프 대역폭을 축소시킴으로써 정상 상태에서의 잔류 반송파 주파수 오차를 최종적으로 목표하는 범위 이내로 감소시키는 2차 정밀 복원 단계(S1003)를 수행한다.
이때, 1차 정밀 복원 단계에 의하여 잔류 반송파 주파수 오차가 일정 범위 이내로 수렴하였는지 여부를 검출하는 대신, 사전 분석 결과에 의하여 추정되는 최대 수렴 시간 이후 별도의 수렴 여부 검출 과정 없이 루프 여파기의 대역폭을 축소할 수도 있다. 잔류 반송파 주파수 오차에 대한 2차 정밀 복원 단계에서는 계속적으로 잔류 반송파 주파수 오차가 잔류 반송파 주파수 복원 루프의 복원 가능 범위를 벗어났는지를 검사하여 잔류 반송파 주파수 오차가 복원 가능 범위를 벗어난 경우, 도 9에서 설명된 PN 부호 타이밍 및 대략적인 도플러 주파수 천이 추정 및 검증 과정을 수행하고, 그 결과에 따라 도 9의 적절한 단계부터 반복 수행한다.
이때, 잔류 반송파 주파수 오차가 복원 가능 범위를 벗어나는 경우에 대한 검출 방식으로는 잔류 반송파 주파수 오차 검출에 사용되는 고속퓨리에변환 결과벡터의 요소 C[1]과 C[2P-1], 그리고 C[0]의 복소 크기 값들의 패턴에 의한 검출 외에도, 본 발명을 포함한 모든 동기화 처리 이후의 복조부에서 SNR 또는 비트 검출 오율 등을 측정함으로써 수행될 수 있다.
이러한 2차 정밀 복원 단계 수행 중 동기가 유실되면(S1004), 단계 S1003으로 다시 진행하여 2차 정밀 복원단계를 다시 수행한다.
다음, PN 부호 동기 획득 및 대략적인 도플러 천이 보상부의 동작을 검증하는데(S1005), Ct 번의 임계치 검사 결과 중 Tt 번 이상 검사를 통과하지 않으면 PN 부호 타이밍 오차가 발생한 것으로 판정하여 즉, PN 부호 동기가 유실된 것으로 판정하여(S1006), PN 부호 동기 재획득단계(S1007)로 진행한다. 이 단계 S1007은 도 9의 단계 S917과 연계되는 바, 국부 발생 PN 부호 타이밍을 일정 간격 변화시킨 후 도 9의 S901부터 반복 수행한다.
한편, PN 부호 타이밍 및 대략적인 도플러 주파수 천이 추정 및 검증 결과, Cf 번의 대략적 도플러 주파수 천이 추정 결과 중 Tf 번 이상 추정 결과가 일치하지 않으면 PN 부호 타이밍 오차는 발생하지 않고 고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도 이상의 도플러 주파수 오차가 발생한 것으로 판정하여 즉, 도플러 천이 획득이 유실된 것으로 판정하여(S1008), 도플러 천이 획득 유실단계(S1009)로 진행한다. 이 단계 S1009는 도 9의 단계 S918과 연계되는 바, 현재의 PN 부호 타이밍을 그대로 유지하면서 도 9의 단계 S901로부터 반복 수행한다. 만약, PN 부호 타이밍 오차도 발생하지 않고 도플러 주파수 천이 추정 오차도 고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도를 초과하지 않는 것으로 검증될 경우에는, 잔류 반송파 주파수 오차가고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도보다 작고, 잔류 반송파 주파수의 2차 정밀 복원 단계에서 복원 가능한 범위보다 큰 범위에 속하는 경우로 판정하여, 정밀한 도플러 천이 보상 루프를 초기화한(S1010) 다음, 잔류 반송파 주파수의 1차 정밀 복원 단계에서부터 반복 수행한다.
본 문서에서는 본 발명의 내용을 효과적으로 설명하기 위한 일 실시예로서 직접 시퀀스 확산 대역 신호를 사용하는 무선 통신 시스템을 대상으로 하지만, 수신 신호에 대한 역확산 처리부를 제외하면 단일 주파수 신호에 대하여 적용될 수 있다.
위에서 발명을 설명하였지만, 이러한 실시예는 이 발명을 제한하려는 것이 아니라 예시하려는 것이다. 이 발명이 속하는 분야의 숙련자에게는 이 발명의 기술 사항을 벗어남이 없어 위 실시예에 대한 다양한 변화나 변경 또는 조절이 가능함이 자명할 것이다. 그러므로, 본 발명의 보호 범위는 첨부된 청구 범위에 의해서만 한정될 것이며, 위와 같은 변화에나 변경에 또는 조절 예를 모두 포함하는 것으로 해석되어야 할 것이다.
이상과 같이 본 발명에 의하면, 크기가 작은 고속퓨리에변환을 이용하여 주파수 영역에서 중심 주파수에 인접한 두 주파수 신호 성분 전력을 비교하여 국부 발진기의 출력 주파수를 조절함으로써 복잡도가 낮은 도플러 주파수 천이 보상을 할 수 있는 효과가 있다. 특히, 고속퓨리에변환을 이용한 2차원 검색 기법을 사용하는 수신부의 경우에는 본 발명을 구현하기 위하여 추가적으로 요구되는 복잡도 증가가 거의 없다는 이점이 있다.
또한, 본 발명은 고속퓨리에변환 연산기를 변화시키지 않고도 고속퓨리에변환 연산 전단계에서의 상관 길이를 변화시킴으로써 주파수 복원 정밀도를 조절할 수 있기 때문에, 초기 주파수 획득속도를 빠르게 하면서 동시에 최종 주파수 복원 정밀도도 향상시킬 수 있는 효과가 있다.

Claims (16)

  1. 수신신호에 대하여 기저 대역으로 주파수 천이한 후, 대략적인 도플러 주파수 천이를 검출하고, 검출 결과에 따라 기저 대역 수신 신호의 잔류 반송파 주파수를 보상하는 제 1 단계와;
    상기 대략적인 도플러 주파수 천이 검출과 보상이 된 신호에 대하여 고속퓨리에변환 연산을 수행하여 이산 주파수 성분의 전력 분포를 계산하는 제 2 단계;
    상기 고속퓨리에변환 연산 결과로부터 잔류 반송파 주파수 오차를 추정하는 제 3 단계;
    상기 잔류 반송파 주파수 오차 추정 결과에 대하여 저역 통과 여파기를 사용하여 잡음을 감소시키는 제 4 단계;
    상기 저역 통과 여파된 결과에 따라 국부 발진기의 주파수를 조절함으로써 잔류 반송파 주파수 오차를 보상하고 상기 제 2 단계로 진행하는 제 5 단계; 및
    상기 잔류 반송파 주파수 오차 보상시, 오류가 발생할 경우 오류의 종류에 따라 상기 제 1 단계 또는 제 3 단계로부터 반복 수행하는 제 6 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 단계는,
    상기 수신 신호가 직접 시퀀스 확산 대역신호이면, 기저 대역으로 주파수 천이한 후, 국부 발생 PN 부호와 상관을 취함으로써 상기 수신 신호를 역환산하고 대략적인 도플러 주파수 천이를 검출하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 제 2 단계는,
    상기 제 1 단계의 출력신호와 동일 수의 0을 패딩하여 인접한 주파수 빈 간의 상관을 의도적으로 발생시키는 제 1 소단계와, 상기 0 패딩된 신호를 크기가 고속퓨리에변환 연산을 수행하는 제 2 소단계를 포함하고,
    상기 제 3 단계는,
    상기 고속퓨리에변환 출력 벡터 중 인접 주파수 빈 간의 상관의 대칭성을 이용하여 주파수 0에 해당하는 주파수 빈과 인접한 두 주파수 빈의 신호 성분 차로부터 잔류 반송파 주파수 오차를 추정하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 제 2 소단계는,
    2개의 덧셈기와 2개의 뺄셈기로 구성된 크기가 4인 고속퓨리에변환 연산기를 이용하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 제 3 단계는,
    고속퓨리에변환 연산 결과벡터 중 C[1] 과 C[2P-1]을 아래의 수식에 적용하여 크기 제곱값의 차이를 구함으로써, 잔류 반송파 주파수 오차를 추정하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
    [수식]
  6. 제 3 항에 있어서, 상기 제 3 단계는,
    고속퓨리에변환 연산 결과벡터 중 C[1] 과 C[2P-1]을 아래의 수식에 적용하여 크기 차이를 구함으로써, 잔류 반송파 주파수 오차를 추정하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
    [수식]
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 제 4 단계는,
    상기 대략적인 도플러 주파수 천이 보상된 신호를 넓은 대역폭의 루프 여파기를 통과시켜 잔류 반송파 주파수 오차를 짧은 시간 내에 일정 범위 내로 빠르게 수렴시키는 제 1 소단계와;
    상기 잔류 반송파 주파수 오차가 일정 범위내로 수렴되면, 루프 여파기 대역폭을 좁혀서 정상 상태에서의 잔류 반송파 주파수 오차를 최종적으로 목표하는 허용 범위 이내로 수렴시키는 제 2 소단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 제 4 단계는, 상기 잔류 반송파 주파수 오차를 측정하여 일정 범위 이내로 수렴되는 지가 검출되면 상기 제 2 소단계를 수행하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  9. 제 7 항에 있어서, 상기 제 4 단계는, 상기 잔류 반송파 주파수 오차가 일정 범위 이내로 수렴된 것으로 추정되는 시간이 지나면 상기 루프 여파기의 대역폭을 강제로 재설정한 후 상기 제 2 소단계를 수행하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  10. 제 2 항에 있어서, 상기 제 6 단계는,
    상기 잔류 반송파 주파수 오차 보상시, 잔류 반송파 주파수 복원 오류가 발생하는 제 1 소단계와,
    상기 발생 오류에 대한 PN 부호 타이밍 및 도플러 주파수 천이 보상에서의 오류 발생 여부를 확인하는 제 2 소단계, 및
    상기 확인된 발생 오류 종류에 따라 PN 부호 타이밍 획득단계, 대략적인 도플러 주파수 천이 검출단계, 및 잔류 반송파 주파수 오차 추정단계 중 적어도 한 단계로 진행하여 그 이후의 단계들을 반복 수행하는 제 3 소단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  11. 제 8 항에 있어서, 상기 제 1 소단계는,
    상기 잔류 반송파 주파수 오차 검출에 사용되는 고속퓨리에변환 결과 벡터 중 C[1]과 C[2P-1], 그리고 C[0]의 복소 크기 값들의 패턴을 이용하여 검출하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  12. 제 8 항에 있어서, 상기 제 2 소단계는,
    역확산된 신호에 대한 고속퓨리에변환 결과 벡터 요소 중 최대값에 대하여 임계치 검사를 Ct 번 수행하여 Tt 번 이상 통과하면 PN 부호 타이밍 오차가 발생하지 않은 것으로 판정하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  13. 제 8 항에 있어서, 상기 제 2 소단계는,
    역확산된 신호에 대한 고속퓨리에변환 결과 벡터 요소 중 최대값에 대하여 임계치 검사 결과가 Tt 번 연속적으로 통과하면 PN 부호 타이밍 오차가 발생하지 않은 것으로 판정하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  14. 제 8 항에 있어서, 상기 제 2 소단계는,
    역확산된 신호에 대한 고속퓨리에변환 결과 벡터 요소 중 최대값의 위치로부터 대략적인 도플러 주파수 천이 추정를 Cf 번 수행하여 Tf 번 이상 동일한 결과를 얻으면 도플러 주파수 천이 추정 오차가 고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도 이하인 것으로 판정하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  15. 제 8 항에 있어서, 상기 제 2 소단계는,
    역확산된 신호에 대한 고속퓨리에변환 결과 벡터 요소 중 최대값의 위치로부터 대략적인 도플러 주파수 천이 추정이 Tf 번 동일한 결과를 얻으면 도플러 주파수 천이 추정 오차가 고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도 이하인 것으로 판정하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
  16. 제 8 항에 있어서, 상기 제 2 소단계는,
    상기 제 1 소단계에서 잔류 반송파 주파수 복원 오류가 발생한 것으로 판정되고, PN 부호 타이밍 오차가 발생하지 않은 것으로 판정되고, 도플러 주파수 천이 추정 오차가 고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도 이하인 것으로 판정되면, 잔류 반송파 주파수 오차가 고속퓨리에변환의 주파수 검출 해상도 이하이고 잔류 반송파 주파수 정밀 복원단계에서 복원 가능한 범위 이상의 범위에 포함되는 것으로 판정하는 것을 특징으로 하는 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법.
KR1019990062428A 1999-12-27 1999-12-27 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법 KR100327901B1 (ko)

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